JPH1052057A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JPH1052057A JPH1052057A JP8203526A JP20352696A JPH1052057A JP H1052057 A JPH1052057 A JP H1052057A JP 8203526 A JP8203526 A JP 8203526A JP 20352696 A JP20352696 A JP 20352696A JP H1052057 A JPH1052057 A JP H1052057A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- self
- voltage source
- extinguishing element
- current
- extinguishing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ４レベル以上の電圧を出力するインバータに
おいて、自己消弧素子のターンオン、ターンオフに伴う
電流急変から自己消弧素子を確実に保護することを目的
とする。 【解決手段】 出力端子に近接する自己消弧素子Ｑn ，
Ｑ(n+1) 以外の自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(n-1) の各アノー
ド側、及び自己消弧素子Ｑ(n+2) 〜Ｑ(2n)の各カソード
側に電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa(2n-2) を接続する。
おいて、自己消弧素子のターンオン、ターンオフに伴う
電流急変から自己消弧素子を確実に保護することを目的
とする。 【解決手段】 出力端子に近接する自己消弧素子Ｑn ，
Ｑ(n+1) 以外の自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(n-1) の各アノー
ド側、及び自己消弧素子Ｑ(n+2) 〜Ｑ(2n)の各カソード
側に電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa(2n-2) を接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換装置に関
する。
する。
【０００２】
【従来の技術】図23に、自己消弧素子で構成される中性
点クランプ式（以下、３レベル出力という。）の電力変
換装置（以下、インバータという。）の１相分の構成を
示す図である。
点クランプ式（以下、３レベル出力という。）の電力変
換装置（以下、インバータという。）の１相分の構成を
示す図である。
【０００３】図中Ｑ1 〜Ｑ4 は自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ
4 は自己消弧素子に逆並列に接続されるダイオード、Ｄ
c1，Ｄc2はクランプ用ダイオード、Ｌa1，Ｌa2は電流抑
制リアクトルである。電流抑制リアクトルＬa1，Ｌa2に
は、それぞれ抵抗とダイオードの組み合わせによるエネ
ルギー消費回路を接続し、また、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ
4 には、それぞれスナバ回路を接続する。Ｃs1〜Ｃs4
は、スナバ回路のスナバコンデンサである。また、Ｅ1
は直流電圧源Ｅの第１の端子と第２の端子の間の分割電
圧源、Ｅ2 は同様に直流電圧源Ｅの第２の端子と第３の
端子の間の分割電圧源である。
4 は自己消弧素子に逆並列に接続されるダイオード、Ｄ
c1，Ｄc2はクランプ用ダイオード、Ｌa1，Ｌa2は電流抑
制リアクトルである。電流抑制リアクトルＬa1，Ｌa2に
は、それぞれ抵抗とダイオードの組み合わせによるエネ
ルギー消費回路を接続し、また、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ
4 には、それぞれスナバ回路を接続する。Ｃs1〜Ｃs4
は、スナバ回路のスナバコンデンサである。また、Ｅ1
は直流電圧源Ｅの第１の端子と第２の端子の間の分割電
圧源、Ｅ2 は同様に直流電圧源Ｅの第２の端子と第３の
端子の間の分割電圧源である。
【０００４】この様に構成された３レベル出力インバー
タにおいて、自己消弧素子Ｑ2 ，Ｑ3 の間からは、自己
消弧素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンの時、Ｅ1 の電圧、自己消弧
素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオンの時、０の電圧、自己消弧素子Ｑ
3 ，Ｑ4 がオンの時、Ｅ2 の電圧が出力される。なおこ
こではＥ1 ＝Ｅ2 ＝Ｅ／２として説明している。
タにおいて、自己消弧素子Ｑ2 ，Ｑ3 の間からは、自己
消弧素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンの時、Ｅ1 の電圧、自己消弧
素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオンの時、０の電圧、自己消弧素子Ｑ
3 ，Ｑ4 がオンの時、Ｅ2 の電圧が出力される。なおこ
こではＥ1 ＝Ｅ2 ＝Ｅ／２として説明している。
【０００５】又、３レベル出力インバータでは、例え
ば、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ3 が同時にオンしたとする
と、直流電圧Ｅ1 を自己消弧素子Ｑ1 −Ｑ2 −Ｑ3 −ク
ランプダイオードＤc2間で短縮してしまうため、過大な
短絡電流が自己消弧素子に流れ自己消弧素子を破壊して
しまう。これを防ぐために自己消弧素子Ｑ1 ，Ｑ3 を逆
動作させ、自己消弧素子Ｑ2 ，Ｑ4 を逆動作するように
制御される。
ば、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ3 が同時にオンしたとする
と、直流電圧Ｅ1 を自己消弧素子Ｑ1 −Ｑ2 −Ｑ3 −ク
ランプダイオードＤc2間で短縮してしまうため、過大な
短絡電流が自己消弧素子に流れ自己消弧素子を破壊して
しまう。これを防ぐために自己消弧素子Ｑ1 ，Ｑ3 を逆
動作させ、自己消弧素子Ｑ2 ，Ｑ4 を逆動作するように
制御される。
【０００６】電流抑制リアクトルＬa1，Ｌa2は、自己消
弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 に対する (1) 導通時に自己消弧素子へ流れる電流の急変を抑制す
るため (2) 自己消弧素子のターンオン時にクランプ用ダイオー
ドＤc1，Ｄc2に流れるリカバリー電流による直流短絡防
止のためのインピーダンスとして機能するため (3) 自己消弧素子のターンオフ時にスナバコンデンサへ
流れる充電電流の急変を抑制するため に設けられる。
弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 に対する (1) 導通時に自己消弧素子へ流れる電流の急変を抑制す
るため (2) 自己消弧素子のターンオン時にクランプ用ダイオー
ドＤc1，Ｄc2に流れるリカバリー電流による直流短絡防
止のためのインピーダンスとして機能するため (3) 自己消弧素子のターンオフ時にスナバコンデンサへ
流れる充電電流の急変を抑制するため に設けられる。
【０００７】自己消弧素子Ｑ1 がオフの状態からターン
オンしたときには電流Ｉ1 が図中の実線のように流れ
る。この時電流抑制リアクトルＬa1がなければ、自己消
弧素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れる電流Ｉ1 はｄｉ／ｄｔの大き
なものになり、自己消弧素子Ｑ1 ，Ｑ2 の焼損を招くこ
とがある。更に、クランプ用ダイオードＤc1にリカバリ
ー電流が流れている間は、ダイオードＤc1が導通状態に
あるので、直流短絡を生じることがある。これらを防ぐ
ためにインピーダンスとして、電流抑制リアクトルＬa1
は設置されている。電流抑制リアクトルＬa1を設置する
ことにより、自己消弧素子Ｑ1 がターンオンしても導通
電流Ｉ1 は緩やかに立ち上がり、また、クランプ用ダイ
オードにリカバリー電流が流れているときでも、電流抑
制リアクトルＬa1のインピーダンスによって、直流短絡
を防ぐことができる。
オンしたときには電流Ｉ1 が図中の実線のように流れ
る。この時電流抑制リアクトルＬa1がなければ、自己消
弧素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れる電流Ｉ1 はｄｉ／ｄｔの大き
なものになり、自己消弧素子Ｑ1 ，Ｑ2 の焼損を招くこ
とがある。更に、クランプ用ダイオードＤc1にリカバリ
ー電流が流れている間は、ダイオードＤc1が導通状態に
あるので、直流短絡を生じることがある。これらを防ぐ
ためにインピーダンスとして、電流抑制リアクトルＬa1
は設置されている。電流抑制リアクトルＬa1を設置する
ことにより、自己消弧素子Ｑ1 がターンオンしても導通
電流Ｉ1 は緩やかに立ち上がり、また、クランプ用ダイ
オードにリカバリー電流が流れているときでも、電流抑
制リアクトルＬa1のインピーダンスによって、直流短絡
を防ぐことができる。
【０００８】また、自己消弧素子Ｑ1 がターンオフした
ときには電流Ｉ2 が図中の点線のように流れる。このと
き、スナバコンデンサＣs1は、分割電圧源Ｅ1 に等しい
電圧となるように充電されるが、電流抑制リアクトルＬ
a1がない場合、自己消弧素子Ｑ1 がターンオフした瞬間
の電荷の移動は急激なものとなり、自己消弧素子Ｑ1，
Ｑ3 に過大なｄｉ／ｄｔがかかることになる。他の素子
の自己消弧素子のターンオフについても同様である。こ
の様にインバータにおいて電流抑制リアクトルを設置す
ることは必要不可決なことである。
ときには電流Ｉ2 が図中の点線のように流れる。このと
き、スナバコンデンサＣs1は、分割電圧源Ｅ1 に等しい
電圧となるように充電されるが、電流抑制リアクトルＬ
a1がない場合、自己消弧素子Ｑ1 がターンオフした瞬間
の電荷の移動は急激なものとなり、自己消弧素子Ｑ1，
Ｑ3 に過大なｄｉ／ｄｔがかかることになる。他の素子
の自己消弧素子のターンオフについても同様である。こ
の様にインバータにおいて電流抑制リアクトルを設置す
ることは必要不可決なことである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらいまま
で、４レベル以上の電圧を出力するインバータに関して
は、電流抑制リアクトルの設置について検討はなされて
いなかった。又４レベル以上の電圧を出力するインバー
タに関して、電流急変を抑制するための電流抑制リアク
トルを設置した場合、２直列に接続されたクランプ用ダ
イオードと自己消弧素子とで構成される閉回路内に電流
抑制リアクトルが設置されることになるため、共振電流
が発生し、閉回路内を環状に流れる環流電流が発生す
る。この環流電流は、閉回路内部に自己消弧素子などの
内部抵抗以外の消費要素を持たないためほとんど減衰す
ることなく環状に流れる。従って自己消弧素子がターン
オンしたときには、環流電流も流れることになるため過
大な電流が自己消弧素子に流れるという問題があった。
で、４レベル以上の電圧を出力するインバータに関して
は、電流抑制リアクトルの設置について検討はなされて
いなかった。又４レベル以上の電圧を出力するインバー
タに関して、電流急変を抑制するための電流抑制リアク
トルを設置した場合、２直列に接続されたクランプ用ダ
イオードと自己消弧素子とで構成される閉回路内に電流
抑制リアクトルが設置されることになるため、共振電流
が発生し、閉回路内を環状に流れる環流電流が発生す
る。この環流電流は、閉回路内部に自己消弧素子などの
内部抵抗以外の消費要素を持たないためほとんど減衰す
ることなく環状に流れる。従って自己消弧素子がターン
オンしたときには、環流電流も流れることになるため過
大な電流が自己消弧素子に流れるという問題があった。
【００１０】そこで本発明は、４レベル以上の電圧を出
力するインバータにおいて、自己消弧素子のターンオ
ン、ターンオフに伴う電流急変（ｄｉ／ｄｔ）から自己
消弧素子を確実に保護する電力変換装置を提供し、さら
には、還流電流の発生を抑制する電力変換装置も提供す
ることを目的とする。
力するインバータにおいて、自己消弧素子のターンオ
ン、ターンオフに伴う電流急変（ｄｉ／ｄｔ）から自己
消弧素子を確実に保護する電力変換装置を提供し、さら
には、還流電流の発生を抑制する電力変換装置も提供す
ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ために、請求項１に記載の発明は、直流電圧源を少なく
ともｎ（ｎは３以上の整数）個に分割した分割電圧源
と、前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダイ
オードが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・ｎ）
個直列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側からｎ
番目の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と
の間から前記直流電圧源の電圧を変換した電圧を出力す
る直列回路と、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）
番目の分割電圧源までの各分割電圧源の負極側にアノー
ド側が接続され、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−
１）番目の自己消弧素子までの各自己消弧素子の負端子
側にカソード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第
１のクランプダイオードと、前記直流電圧源の正極側か
ら（ｎ−１）番目の分割電圧源までの各分割電圧源の負
極側にカソード側が接続され、前記直流電圧源の正極側
から（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と（２ｎ−１）番目
の自己消弧素子の間の各自己消弧素子の負端子側にアノ
ード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第２のクラ
ンプダイオードと、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−
１）番目の自己消弧素子までの各自己消弧素子の正端子
側と、前記直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目の自
己消弧素子と２ｎ番目の自己消弧素子の間の各自己消弧
素子の負端子側とにそれぞれ接続された（２ｎ−２）個
のリアクトルとを有してなる。
ために、請求項１に記載の発明は、直流電圧源を少なく
ともｎ（ｎは３以上の整数）個に分割した分割電圧源
と、前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダイ
オードが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・ｎ）
個直列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側からｎ
番目の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と
の間から前記直流電圧源の電圧を変換した電圧を出力す
る直列回路と、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）
番目の分割電圧源までの各分割電圧源の負極側にアノー
ド側が接続され、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−
１）番目の自己消弧素子までの各自己消弧素子の負端子
側にカソード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第
１のクランプダイオードと、前記直流電圧源の正極側か
ら（ｎ−１）番目の分割電圧源までの各分割電圧源の負
極側にカソード側が接続され、前記直流電圧源の正極側
から（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と（２ｎ−１）番目
の自己消弧素子の間の各自己消弧素子の負端子側にアノ
ード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第２のクラ
ンプダイオードと、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−
１）番目の自己消弧素子までの各自己消弧素子の正端子
側と、前記直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目の自
己消弧素子と２ｎ番目の自己消弧素子の間の各自己消弧
素子の負端子側とにそれぞれ接続された（２ｎ−２）個
のリアクトルとを有してなる。
【００１２】請求項２に記載の発明は、直流電圧源を少
なくともｎ（ｎは３以上の整数）個に分割した分割電圧
源と、前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダ
イオードが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・
ｎ）個直列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側か
らｎ番目の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素
子との間から前記直流電圧源の電圧を変換した電力を出
力する直列回路と、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−
１）番目の自己消弧素子までの各自己消弧素子の負端子
側にカソード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第
１のクランプダイオードと、前記直流電圧源の正極側か
ら（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と（２ｎ−１）番目の
自己消弧素子の間の各自己消弧素子の負端子側にアノー
ド側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第２のクラン
プダイオードと、前記直流電圧源の正極側から１番目の
自己消弧素子の正極側と、前記直流電圧源の正極側から
（２・ｎ）番目の自己消弧素子の負極側それぞれに接続
された２個の第１のリアクトルと、前記第１および第２
のクランプダイオードにそれぞれ接続された（２ｎ−
２）個の第２のリアクトルとを有してなる。
なくともｎ（ｎは３以上の整数）個に分割した分割電圧
源と、前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダ
イオードが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・
ｎ）個直列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側か
らｎ番目の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素
子との間から前記直流電圧源の電圧を変換した電力を出
力する直列回路と、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−
１）番目の自己消弧素子までの各自己消弧素子の負端子
側にカソード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第
１のクランプダイオードと、前記直流電圧源の正極側か
ら（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と（２ｎ−１）番目の
自己消弧素子の間の各自己消弧素子の負端子側にアノー
ド側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第２のクラン
プダイオードと、前記直流電圧源の正極側から１番目の
自己消弧素子の正極側と、前記直流電圧源の正極側から
（２・ｎ）番目の自己消弧素子の負極側それぞれに接続
された２個の第１のリアクトルと、前記第１および第２
のクランプダイオードにそれぞれ接続された（２ｎ−
２）個の第２のリアクトルとを有してなる。
【００１３】請求項３に記載の発明は、直流電圧源を少
なくともｎ（ｎは３以上の整数）個に分割した分割電圧
源と、前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダ
イオードが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・
ｎ）個直列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側か
らｎ番目の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素
子との間から前記直流電圧源の電圧を変換した電圧を出
力する直列回路と、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−
１）番目の分割電圧源までの各分割電圧源の負極側にア
ノード側が接続され、前記直流電圧源の正極側から（ｎ
−１）番目の自己消弧素子までの各自己消弧素子の負端
子側にカソード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の
第１のクランプダイオードと、前記直流電圧源の正極側
から（ｎ−１）番目の分割電圧源までの各分割電圧源の
負極側にカソード側が接続され、前記直流電圧源の正極
側から（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と（２ｎ−１）番
目の自己消弧素子の間の各自己消弧素子の負端子側にア
ノード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第２のク
ランプダイオードと、前記直流電圧源の正極側から１番
目の自己消弧素子の正極側と、前記直流電圧源の正極側
から（２・ｎ）番目の自己消弧素子の負極側それぞれに
接続された２個の第１のリアクトルと、前記直流電圧源
の正極側から（ｎ−１）番目の自己消弧素子の負端子側
に接続された第１のクランプダイオードを除くすべての
前記第１のクランプダイオードにそれぞれ接続された
（ｎ−２）個の第２のリアクトルと、前記直流電圧源の
正極側から（ｎ＋１）番目の自己消弧素子の負端子側に
接続された第２のクランプダイオードを除くすべての前
記第２のクランプダイオードにそれぞれ接続された（ｎ
−２）個の第３のリアクトルとを有してなる。
なくともｎ（ｎは３以上の整数）個に分割した分割電圧
源と、前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダ
イオードが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・
ｎ）個直列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側か
らｎ番目の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素
子との間から前記直流電圧源の電圧を変換した電圧を出
力する直列回路と、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−
１）番目の分割電圧源までの各分割電圧源の負極側にア
ノード側が接続され、前記直流電圧源の正極側から（ｎ
−１）番目の自己消弧素子までの各自己消弧素子の負端
子側にカソード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の
第１のクランプダイオードと、前記直流電圧源の正極側
から（ｎ−１）番目の分割電圧源までの各分割電圧源の
負極側にカソード側が接続され、前記直流電圧源の正極
側から（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と（２ｎ−１）番
目の自己消弧素子の間の各自己消弧素子の負端子側にア
ノード側がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第２のク
ランプダイオードと、前記直流電圧源の正極側から１番
目の自己消弧素子の正極側と、前記直流電圧源の正極側
から（２・ｎ）番目の自己消弧素子の負極側それぞれに
接続された２個の第１のリアクトルと、前記直流電圧源
の正極側から（ｎ−１）番目の自己消弧素子の負端子側
に接続された第１のクランプダイオードを除くすべての
前記第１のクランプダイオードにそれぞれ接続された
（ｎ−２）個の第２のリアクトルと、前記直流電圧源の
正極側から（ｎ＋１）番目の自己消弧素子の負端子側に
接続された第２のクランプダイオードを除くすべての前
記第２のクランプダイオードにそれぞれ接続された（ｎ
−２）個の第３のリアクトルとを有してなる。
【００１４】請求項４に記載の発明は、請求項３に記載
の発明において、前記第１、第２、および第３のリアク
トルに蓄積されたエネルギーを前記直流電圧源に回生す
るチョッパ回路を有してなる。
の発明において、前記第１、第２、および第３のリアク
トルに蓄積されたエネルギーを前記直流電圧源に回生す
るチョッパ回路を有してなる。
【００１５】請求項５に記載の発明は、請求項１乃至請
求項４のいずれかに記載の発明において、前記直流電圧
源から前記直列回路に向かって電流が流れる時に、前記
直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目乃至（２・ｎ）
番目の各自己消弧素子をオフ状態にすることを特徴とす
る。
求項４のいずれかに記載の発明において、前記直流電圧
源から前記直列回路に向かって電流が流れる時に、前記
直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目乃至（２・ｎ）
番目の各自己消弧素子をオフ状態にすることを特徴とす
る。
【００１６】請求項６に記載の発明は、請求項１乃至請
求項５のいずれかに記載の発明において、前記直列回路
から前記直流電圧源に向かって電流が流れる時に、前記
直流電圧源の正極側から１番目乃至ｎ番目の各自己消弧
素子をオフ状態にすることを特徴とする。
求項５のいずれかに記載の発明において、前記直列回路
から前記直流電圧源に向かって電流が流れる時に、前記
直流電圧源の正極側から１番目乃至ｎ番目の各自己消弧
素子をオフ状態にすることを特徴とする。
【００１７】
【実施例】本発明の実施の形態について図面を参照して
詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態を
示すＫ（Ｋは４以上の整数）レベル出力インバータの１
相分の構成図で、三相出力インバータの場合は、残りの
２相分も同様に構成される。
詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態を
示すＫ（Ｋは４以上の整数）レベル出力インバータの１
相分の構成図で、三相出力インバータの場合は、残りの
２相分も同様に構成される。
【００１８】図中、１からＫは、直流電圧源Ｅをｎ（ｎ
＝Ｋ−１）個に分割した分割電圧源Ｅ1 〜Ｅn の各端子
を示している。なお本実施の形態では分割電圧源Ｅ1 〜
Ｅnはコンデンサで構成している。
＝Ｋ−１）個に分割した分割電圧源Ｅ1 〜Ｅn の各端子
を示している。なお本実施の形態では分割電圧源Ｅ1 〜
Ｅnはコンデンサで構成している。
【００１９】電流抑制リアクトルＬa1は、端子１に一方
の端子が接続され、自己消弧素子Ｑ1 のアノード端子に
他方の端子が接続される。又電流抑制リアクトルＬa2は
自己消弧素子Ｑ1 のカソード端子に一方の端子が接続さ
れ、自己消弧素子Ｑ2 のアノード端子に他方の端子が接
続される。同様に電流抑制リアクトルＬa3〜Ｌa(n-1)は
自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ(n-2) のカソード端子に一方の端
子が接続され、自己消弧素子Ｑ3 〜Ｑ(n-1) のアノード
端子に他方の端子が接続される。そして自己消弧素子Ｑ
(n-1) のカソード端子に自己消弧素子Ｑn を直列に接続
することで、Ｋレベル出力インバータの正側アームとす
る。
の端子が接続され、自己消弧素子Ｑ1 のアノード端子に
他方の端子が接続される。又電流抑制リアクトルＬa2は
自己消弧素子Ｑ1 のカソード端子に一方の端子が接続さ
れ、自己消弧素子Ｑ2 のアノード端子に他方の端子が接
続される。同様に電流抑制リアクトルＬa3〜Ｌa(n-1)は
自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ(n-2) のカソード端子に一方の端
子が接続され、自己消弧素子Ｑ3 〜Ｑ(n-1) のアノード
端子に他方の端子が接続される。そして自己消弧素子Ｑ
(n-1) のカソード端子に自己消弧素子Ｑn を直列に接続
することで、Ｋレベル出力インバータの正側アームとす
る。
【００２０】又、電流抑制リアクトルＬanは、自己消弧
素子Ｑ(n+1) のカソード端子に直列に接続された自己消
弧素子Ｑ(n+2) のカソード端子に一方の端子が接続さ
れ、自己消弧素子Ｑ(n+3) のアノード端子に他方の端子
が接続される。同様に電流抑制リアクトルＬa(n+1) 〜
Ｌa(2n-1) は自己消弧素子Ｑ(n+3) 〜Ｑ(2n)のカソード
端子に一方の端子が接続され、自己消弧素子Ｑ(n+4) 〜
Ｑ(2n)、端子Ｋに他方の端子が接続される。このような
接続によりＫレベル出力インバータの負側アームを構成
する。
素子Ｑ(n+1) のカソード端子に直列に接続された自己消
弧素子Ｑ(n+2) のカソード端子に一方の端子が接続さ
れ、自己消弧素子Ｑ(n+3) のアノード端子に他方の端子
が接続される。同様に電流抑制リアクトルＬa(n+1) 〜
Ｌa(2n-1) は自己消弧素子Ｑ(n+3) 〜Ｑ(2n)のカソード
端子に一方の端子が接続され、自己消弧素子Ｑ(n+4) 〜
Ｑ(2n)、端子Ｋに他方の端子が接続される。このような
接続によりＫレベル出力インバータの負側アームを構成
する。
【００２１】又、各電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa(n-1)
には、それぞれエネルギー消費用の抵抗とダイオードの
直列回路が逆並列に接続される。正側アームと負側アー
ムとの間、すなわち自己消弧素子Ｑn のカソード端子と
自己消弧素子Ｑ(n+1) のアノード端子とを接続し、この
接続点をＫレベル出力インバータの出力端子とする。
には、それぞれエネルギー消費用の抵抗とダイオードの
直列回路が逆並列に接続される。正側アームと負側アー
ムとの間、すなわち自己消弧素子Ｑn のカソード端子と
自己消弧素子Ｑ(n+1) のアノード端子とを接続し、この
接続点をＫレベル出力インバータの出力端子とする。
【００２２】フリーホイリングダイオードＤ1 〜Ｄ(2n)
は、各自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(2n)に逆並列に接続され
る。又、各自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(2n)それぞれには並列
にスナバ用ダイオードとコンデンサＣs1〜Ｃs(2n) 及び
抵抗からなるスナバ回路が接続される。
は、各自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(2n)に逆並列に接続され
る。又、各自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(2n)それぞれには並列
にスナバ用ダイオードとコンデンサＣs1〜Ｃs(2n) 及び
抵抗からなるスナバ回路が接続される。
【００２３】クランプ用ダイオードＤc1は、自己消弧素
子Ｑ1 のカソード端子にそのカソード端子が接続され、
端子２にそのアノード端子が接続される。また、クラン
プ用ダイオードＤcnは、自己消弧素子Ｑ(n+2) のアノー
ド端子にそのアノード端子が接続され、端子２にそのカ
ソード端子が接続される。同様にクランプ用ダイオード
Ｄc2〜Ｄc(n-1)は、自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ(n-1) のカソ
ード端子にそのカソード端子がそれぞれ接続され、端子
３〜（ｋ−１）にそのアノード端子がそれぞれ接続され
る。また、クランプ用ダイオードＤc(n+1)〜Ｄc(2n-2)
は、自己消弧素子Ｑn 〜Ｑ(2n)のアノード端子にそのア
ノード端子がそれぞれ接続され、端子３〜（ｋ−１）に
そのカソード端子がそれぞれ接続する。
子Ｑ1 のカソード端子にそのカソード端子が接続され、
端子２にそのアノード端子が接続される。また、クラン
プ用ダイオードＤcnは、自己消弧素子Ｑ(n+2) のアノー
ド端子にそのアノード端子が接続され、端子２にそのカ
ソード端子が接続される。同様にクランプ用ダイオード
Ｄc2〜Ｄc(n-1)は、自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ(n-1) のカソ
ード端子にそのカソード端子がそれぞれ接続され、端子
３〜（ｋ−１）にそのアノード端子がそれぞれ接続され
る。また、クランプ用ダイオードＤc(n+1)〜Ｄc(2n-2)
は、自己消弧素子Ｑn 〜Ｑ(2n)のアノード端子にそのア
ノード端子がそれぞれ接続され、端子３〜（ｋ−１）に
そのカソード端子がそれぞれ接続する。
【００２４】なおグランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc(2n-
2) の耐圧は接続されている分割電圧源Ｅ1 〜Ｅn によ
って異なる。例えばＥ1 ＝Ｅ2 ＝…＝Ｅn ＝Ｅ／ｎとす
れば、クランプ用ダイオードＤc1の耐圧はＥ／ｎである
のに対し、クランプ用ダイオードＤc2の耐圧は（Ｅ−Ｅ
／ｎ）となる。
2) の耐圧は接続されている分割電圧源Ｅ1 〜Ｅn によ
って異なる。例えばＥ1 ＝Ｅ2 ＝…＝Ｅn ＝Ｅ／ｎとす
れば、クランプ用ダイオードＤc1の耐圧はＥ／ｎである
のに対し、クランプ用ダイオードＤc2の耐圧は（Ｅ−Ｅ
／ｎ）となる。
【００２５】図２はＫレベル出力インバータの一例であ
る５レベル出力インバータの構成図である。自己消弧素
子Ｑ4 ，Ｑ5 の間からは、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオ
ンの時、（Ｅ1 ＋Ｅ2 ）の電圧、自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ
5 がオンの時、Ｅ2 の電圧、自己消弧素子Ｑ3 〜Ｑ6 が
オンの時、０の電圧、自己消弧素子Ｑ4 〜Ｑ7 がオンの
時、Ｅ3 の電圧、自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 がオンの時、
（Ｅ3 ＋Ｅ4 ）の電圧が出力される。なお、ここではＥ
1 ＝Ｅ2 ＝Ｅ3 ＝Ｅ4 ＝Ｅ／４として説明している。
る５レベル出力インバータの構成図である。自己消弧素
子Ｑ4 ，Ｑ5 の間からは、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオ
ンの時、（Ｅ1 ＋Ｅ2 ）の電圧、自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ
5 がオンの時、Ｅ2 の電圧、自己消弧素子Ｑ3 〜Ｑ6 が
オンの時、０の電圧、自己消弧素子Ｑ4 〜Ｑ7 がオンの
時、Ｅ3 の電圧、自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 がオンの時、
（Ｅ3 ＋Ｅ4 ）の電圧が出力される。なお、ここではＥ
1 ＝Ｅ2 ＝Ｅ3 ＝Ｅ4 ＝Ｅ／４として説明している。
【００２６】次に自己消弧素子のターンオン時について
説明する。出力電流が正の向きで、自己消弧素子Ｑ2 〜
Ｑ5 がオンの状態から、自己消弧素子Ｑ5 がターンオフ
し、自己消弧素子Ｑ1 がターンオンしたときに流れる電
流を図３に示す。
説明する。出力電流が正の向きで、自己消弧素子Ｑ2 〜
Ｑ5 がオンの状態から、自己消弧素子Ｑ5 がターンオフ
し、自己消弧素子Ｑ1 がターンオンしたときに流れる電
流を図３に示す。
【００２７】自己消弧素子Ｑ1 がターンオンしたとき、
電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa6がなければ、図４に示し
たように素子電流Ｉ0 ′とクランプ用ダイオードＤc1に
流れる電流ＩD0はｄｉ／ｄｔの大きなものになり、自己
消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 の焼損を招くことがある。更に、ク
ランプ用ダイオードＤc1にリカバリー電流が流れている
間は、クランプ用ダイオードＤc1が導通状態にあるの
で、自己消弧素子Ｑ1 に対して直流短絡が生じることが
ある。これらを防ぐためにインピーダンスとして、自己
消弧素子Ｑ1 のアノード端子に電流抑制リアクトルＬa1
は接続される。
電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa6がなければ、図４に示し
たように素子電流Ｉ0 ′とクランプ用ダイオードＤc1に
流れる電流ＩD0はｄｉ／ｄｔの大きなものになり、自己
消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 の焼損を招くことがある。更に、ク
ランプ用ダイオードＤc1にリカバリー電流が流れている
間は、クランプ用ダイオードＤc1が導通状態にあるの
で、自己消弧素子Ｑ1 に対して直流短絡が生じることが
ある。これらを防ぐためにインピーダンスとして、自己
消弧素子Ｑ1 のアノード端子に電流抑制リアクトルＬa1
は接続される。
【００２８】同様の理由により自己消弧素子Ｑ2 ，Ｑ3
のアノード端子に電流抑制リアクトルＬa2，Ｌa3は接続
され、Ｑ6 〜Ｑ8 のカソード端子に電流抑制リアクトル
Ｌa4〜Ｌa6は接続される。
のアノード端子に電流抑制リアクトルＬa2，Ｌa3は接続
され、Ｑ6 〜Ｑ8 のカソード端子に電流抑制リアクトル
Ｌa4〜Ｌa6は接続される。
【００２９】出力電流が正の向きで、自己消弧素子Ｑ5
〜Ｑ8 がオンの状態であるとき、図５に示すように電流
Ｉ0 は自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 を経由せず、自己消弧素
子Ｑ5 〜Ｑ8 に逆並列に接続されているフリーホイリン
グダイオードＤ5 〜Ｄ8 を流れている。その状態から自
己消弧素子Ｑ4 がターンオンすると、出力電流Ｉ0 は変
動しないことから、自己消弧素子Ｑ4 を流れる導通電流
ＩQ4は、図６に示すようにフリーホイリングダイオード
Ｄ5 〜Ｄ8 を流れている電流ＩD0の減少分だけ増加して
いく。フリーホイリングダイオードＤ5 〜Ｄ8 を流れて
いる電流ＩD0の減少率のｄｉ／ｄｔは、負側アームに設
置されている電流抑制リアクトルＬa4〜Ｌa6に依存する
ため、自己消弧素子Ｑ4 の両端に電流抑制リアクトルを
設置しなくてもよい。
〜Ｑ8 がオンの状態であるとき、図５に示すように電流
Ｉ0 は自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 を経由せず、自己消弧素
子Ｑ5 〜Ｑ8 に逆並列に接続されているフリーホイリン
グダイオードＤ5 〜Ｄ8 を流れている。その状態から自
己消弧素子Ｑ4 がターンオンすると、出力電流Ｉ0 は変
動しないことから、自己消弧素子Ｑ4 を流れる導通電流
ＩQ4は、図６に示すようにフリーホイリングダイオード
Ｄ5 〜Ｄ8 を流れている電流ＩD0の減少分だけ増加して
いく。フリーホイリングダイオードＤ5 〜Ｄ8 を流れて
いる電流ＩD0の減少率のｄｉ／ｄｔは、負側アームに設
置されている電流抑制リアクトルＬa4〜Ｌa6に依存する
ため、自己消弧素子Ｑ4 の両端に電流抑制リアクトルを
設置しなくてもよい。
【００３０】また、フリーホイリングダイオードＤ5 〜
Ｄ8 にリカバリー電流が流れるとき、分割電圧源Ｅ4 に
対して、自己消弧素子Ｑ4 からフリーホイリングダイオ
ードＤ5 〜Ｄ8 を経由して直流短絡が生じることが考え
られる。しかしこの直流短絡に対しては、電流抑制リア
クトルＬa4〜Ｌa6がインピーダンスとして動作する。
Ｄ8 にリカバリー電流が流れるとき、分割電圧源Ｅ4 に
対して、自己消弧素子Ｑ4 からフリーホイリングダイオ
ードＤ5 〜Ｄ8 を経由して直流短絡が生じることが考え
られる。しかしこの直流短絡に対しては、電流抑制リア
クトルＬa4〜Ｌa6がインピーダンスとして動作する。
【００３１】自己消弧素子Ｑ5 のターンオンに関しても
同様であるので、自己消弧素子Ｑ5の両端に電流抑制リ
アクトルを設置しなくてもよい。従って、自己消弧素子
のターンオン時の電流急変を考慮して電流抑制リアクト
ルを設置すると少なくとも、図２に示す箇所に電流リア
クトルが必要となる。
同様であるので、自己消弧素子Ｑ5の両端に電流抑制リ
アクトルを設置しなくてもよい。従って、自己消弧素子
のターンオン時の電流急変を考慮して電流抑制リアクト
ルを設置すると少なくとも、図２に示す箇所に電流リア
クトルが必要となる。
【００３２】次に自己消弧素子のターンオフ時について
説明する。出力電流が正の向きで自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ
5 がオンの状態から、自己消弧素子Ｑ5 がターンオフ
し、自己消弧素子Ｑ1 がターンオンしたときに、自己消
弧素子Ｑ5 のスナバコンデンサＣs5を充電する充電電流
Ｉc が図７に示すように流れる。
説明する。出力電流が正の向きで自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ
5 がオンの状態から、自己消弧素子Ｑ5 がターンオフ
し、自己消弧素子Ｑ1 がターンオンしたときに、自己消
弧素子Ｑ5 のスナバコンデンサＣs5を充電する充電電流
Ｉc が図７に示すように流れる。
【００３３】このとき、スナバコンデンサＣs5は、端子
１，２の間の分割電圧源Ｅ1 に等しくなるように充電さ
れるが、このときの電荷の移動すなわち充電電流Ｉc の
変化率ｄｉ／ｄｔは電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa3によ
って緩和される。同様に自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 に関し
ても、電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa6により、ターンオ
フ時のスナバコンデンサＣs1〜Ｃs8を充電する充電電流
の急変を抑制することができる。
１，２の間の分割電圧源Ｅ1 に等しくなるように充電さ
れるが、このときの電荷の移動すなわち充電電流Ｉc の
変化率ｄｉ／ｄｔは電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa3によ
って緩和される。同様に自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 に関し
ても、電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌa6により、ターンオ
フ時のスナバコンデンサＣs1〜Ｃs8を充電する充電電流
の急変を抑制することができる。
【００３４】以上５レベル出力インバータを例に説明し
たが、電流抑制リアクトルの設置は、Ｋレベル出力イン
バータに適用できる。すなわち、出力端子に近接する素
子Ｑn ，Ｑ(n+1) 以外の自己消弧素子に関しては電流抑
制リアクトルが少なくとも必要となり、自己消弧素子の
数を２ｎ個とすると、電流抑制リアクトルの数は少なく
とも（２ｎ−２）個必要となる。
たが、電流抑制リアクトルの設置は、Ｋレベル出力イン
バータに適用できる。すなわち、出力端子に近接する素
子Ｑn ，Ｑ(n+1) 以外の自己消弧素子に関しては電流抑
制リアクトルが少なくとも必要となり、自己消弧素子の
数を２ｎ個とすると、電流抑制リアクトルの数は少なく
とも（２ｎ−２）個必要となる。
【００３５】以上説明したように、自己消弧素子に流れ
る電流の急変を抑制し、クランプ用ダイオードのリカバ
リー電流による直流短絡を防止するために最低限必要な
電流抑制リアクトルを設置することで、装置の小型化、
高効率化を図ることができる。
る電流の急変を抑制し、クランプ用ダイオードのリカバ
リー電流による直流短絡を防止するために最低限必要な
電流抑制リアクトルを設置することで、装置の小型化、
高効率化を図ることができる。
【００３６】図８は、本発明の第２の実施の形態を示す
Ｋ（Ｋは４以上の整数）レベル出力インバータの１相分
の構成図で、三相出力インバータの場合は、残りの２相
分も同様に構成される。なお、図１に示した第１の実施
の形態と同一の構成要素には同一の符号を付している。
Ｋ（Ｋは４以上の整数）レベル出力インバータの１相分
の構成図で、三相出力インバータの場合は、残りの２相
分も同様に構成される。なお、図１に示した第１の実施
の形態と同一の構成要素には同一の符号を付している。
【００３７】電流抑制リアクトルＬb1は、端子１に一方
の端子が接続され、自己消弧素子Ｑ1 のアノード端子に
他方の端子が接続される。そして自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ
(2n)は直列に接続される。更に電流抑制リアクトルＬb
(2n) は、自己消弧素子Ｑ(2n)のカソード端子に一方の
端子が接続され、Ｋに他方の端子が接続される。
の端子が接続され、自己消弧素子Ｑ1 のアノード端子に
他方の端子が接続される。そして自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ
(2n)は直列に接続される。更に電流抑制リアクトルＬb
(2n) は、自己消弧素子Ｑ(2n)のカソード端子に一方の
端子が接続され、Ｋに他方の端子が接続される。
【００３８】自己消弧素子Ｑn のカソード端子と自己消
弧素子Ｑ(n+1) のアノード端子との接続点をＫレベル出
力インバータの出力端子とする。クランプ用ダイオード
Ｄc1〜Ｄc(n-1)は、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(n-1) のカソ
ード端子にそのカソード端子がそれぞれ接続され、電流
抑制リアクトルＬb2〜Ｌbnの一方の端子にそのアノード
端子がそれぞれ接続される。又電流抑制リアクトルＬb2
〜Ｌbnの他方の端子は端子２〜（Ｋ−１）にそれぞれ接
続される。クランプ用ダイオードＤcn〜Ｄc(2n-2) は、
自己消弧素子Ｑ(n+2) 〜Ｑ(2n)のアノード端子にそのア
ノード端子がそれぞれ接続され、電流抑制リアクトルＬ
b(n+1)〜Ｌb(2n-1) の一方の端子にそのカソード端子が
それぞれ接続される。又電流抑制リアクトルＬb(n+1)〜
Ｌb(2n-1) の他方の端子は端子２〜（Ｋ−１）に接続さ
れる。
弧素子Ｑ(n+1) のアノード端子との接続点をＫレベル出
力インバータの出力端子とする。クランプ用ダイオード
Ｄc1〜Ｄc(n-1)は、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(n-1) のカソ
ード端子にそのカソード端子がそれぞれ接続され、電流
抑制リアクトルＬb2〜Ｌbnの一方の端子にそのアノード
端子がそれぞれ接続される。又電流抑制リアクトルＬb2
〜Ｌbnの他方の端子は端子２〜（Ｋ−１）にそれぞれ接
続される。クランプ用ダイオードＤcn〜Ｄc(2n-2) は、
自己消弧素子Ｑ(n+2) 〜Ｑ(2n)のアノード端子にそのア
ノード端子がそれぞれ接続され、電流抑制リアクトルＬ
b(n+1)〜Ｌb(2n-1) の一方の端子にそのカソード端子が
それぞれ接続される。又電流抑制リアクトルＬb(n+1)〜
Ｌb(2n-1) の他方の端子は端子２〜（Ｋ−１）に接続さ
れる。
【００３９】図９、図10は５レベル出力インバータの構
成図である。電流抑制リアクトルＬb1は、図１〜図７で
説明した第１の実施の形態と同じ位置に接続されている
ため、第１の実施の形態と同様に自己消弧素子Ｑ1 のタ
ーンオン時の導通電流の急変抑制あるいはクランプ用ダ
イオードＤc1のリカバリー電流による直流短絡防止は電
流抑制リアクトルＬb1に依存する。
成図である。電流抑制リアクトルＬb1は、図１〜図７で
説明した第１の実施の形態と同じ位置に接続されている
ため、第１の実施の形態と同様に自己消弧素子Ｑ1 のタ
ーンオン時の導通電流の急変抑制あるいはクランプ用ダ
イオードＤc1のリカバリー電流による直流短絡防止は電
流抑制リアクトルＬb1に依存する。
【００４０】出力電流が正の向きで、自己消弧素子Ｑ3
〜Ｑ6 がオンの状態から、自己消弧素子Ｑ6 がターンオ
フし、自己消弧素子Ｑ2 がターンオンしたときに回路に
流れる電流を図９に示す。
〜Ｑ6 がオンの状態から、自己消弧素子Ｑ6 がターンオ
フし、自己消弧素子Ｑ2 がターンオンしたときに回路に
流れる電流を図９に示す。
【００４１】自己消弧素子Ｑ2 のターンオン時の導通電
流の急変抑制は、電流抑制リアクトルＬb2に依存し、ま
た、クランプ用ダイオードＤc2にリカバリー電流が流れ
ている間の直流短絡を防止するインピーダンスとして動
作するのも電流抑制リアクトルＬb2である。電流抑制リ
アクトルＬb3に関しては、この状態において、短絡電流
が電流抑制リアクトルＬb3に逆並列に接続されたダイオ
ードと抵抗の回路を流れるためインピーダンスとしては
動作しない。
流の急変抑制は、電流抑制リアクトルＬb2に依存し、ま
た、クランプ用ダイオードＤc2にリカバリー電流が流れ
ている間の直流短絡を防止するインピーダンスとして動
作するのも電流抑制リアクトルＬb2である。電流抑制リ
アクトルＬb3に関しては、この状態において、短絡電流
が電流抑制リアクトルＬb3に逆並列に接続されたダイオ
ードと抵抗の回路を流れるためインピーダンスとしては
動作しない。
【００４２】自己消弧素子Ｑ3 〜Ｑ7 のターンオン時
は、自己消弧素子Ｑ2 と同様、自己消弧素子Ｑ8 のター
ンオン時は、自己消弧素子Ｑ1 と同様に電流抑制リアク
トルＬb1〜Ｌb8による作用が働く。
は、自己消弧素子Ｑ2 と同様、自己消弧素子Ｑ8 のター
ンオン時は、自己消弧素子Ｑ1 と同様に電流抑制リアク
トルＬb1〜Ｌb8による作用が働く。
【００４３】なお電流抑制リアクトルＬb1〜Ｌb8に蓄積
されたエネルギーは、電流抑制リアクトルＬb1〜Ｌb8に
電流が流れなくなった時、逆並列に接続されているダイ
オードと抵抗の直列回路により消費される。
されたエネルギーは、電流抑制リアクトルＬb1〜Ｌb8に
電流が流れなくなった時、逆並列に接続されているダイ
オードと抵抗の直列回路により消費される。
【００４４】次に、出力電流が正の向きで、自己消弧素
子Ｑ3 〜Ｑ6 がオンの状態から、自己消弧素子Ｑ6 がタ
ーンオフし、自己消弧素子Ｑ2 がターンオンしたときに
スナバコンデンサＣs6を充電する充電電流を図10に示
す。このとき、スナバコンデンサＣs6は、分割電圧源Ｅ
2 に等しくなるように充電されるが、このときの電荷の
移動すなわち充電電流の変化率ｄｉ／ｄｔは電流抑制リ
アクトルＬb2，Ｌb6によって緩和される。同様に自己消
弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 に関しても、電流抑制リアクトルＬb1
〜Ｌb8により、ターンオフ時のスナバコンデンサＣs1〜
Ｃs8を充電する充電電流の急変を抑制することができ
る。
子Ｑ3 〜Ｑ6 がオンの状態から、自己消弧素子Ｑ6 がタ
ーンオフし、自己消弧素子Ｑ2 がターンオンしたときに
スナバコンデンサＣs6を充電する充電電流を図10に示
す。このとき、スナバコンデンサＣs6は、分割電圧源Ｅ
2 に等しくなるように充電されるが、このときの電荷の
移動すなわち充電電流の変化率ｄｉ／ｄｔは電流抑制リ
アクトルＬb2，Ｌb6によって緩和される。同様に自己消
弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 に関しても、電流抑制リアクトルＬb1
〜Ｌb8により、ターンオフ時のスナバコンデンサＣs1〜
Ｃs8を充電する充電電流の急変を抑制することができ
る。
【００４５】なお、電流抑制リアクトルＬb2〜Ｌb7は端
子２〜４とクランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6との間に設
置されたが、クランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6に直列に
接続されていれば、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 とクランプ
用ダイオードＤc1〜Ｄc6の間に設置しても同様の効果が
ある。
子２〜４とクランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6との間に設
置されたが、クランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6に直列に
接続されていれば、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 とクランプ
用ダイオードＤc1〜Ｄc6の間に設置しても同様の効果が
ある。
【００４６】以上５レベル出力インバータを例に説明し
たが、電流抑制リアクトルの設置は、Ｋレベル出力イン
バータに適用できる。以上説明したように、本実施の形
態では直列に接続された自己消弧素子間に電流抑制リア
クトルを接続させる必要がないため、４レベル出力以上
のインバータでも、絶縁をせずに自己消弧素子同志を接
続させることができ、圧接形の構成を取ることができ
る。
たが、電流抑制リアクトルの設置は、Ｋレベル出力イン
バータに適用できる。以上説明したように、本実施の形
態では直列に接続された自己消弧素子間に電流抑制リア
クトルを接続させる必要がないため、４レベル出力以上
のインバータでも、絶縁をせずに自己消弧素子同志を接
続させることができ、圧接形の構成を取ることができ
る。
【００４７】図11は、本発明の第３の実施の形態を示す
Ｋ（Ｋは４以上の整数）レベル出力インバータの１相分
の構成図で、三相出力インバータの場合は、残りの２相
分も同様に構成される。なお、図１に示した第１の実施
の形態と同一の構成要素には同一の符号を付している。
Ｋ（Ｋは４以上の整数）レベル出力インバータの１相分
の構成図で、三相出力インバータの場合は、残りの２相
分も同様に構成される。なお、図１に示した第１の実施
の形態と同一の構成要素には同一の符号を付している。
【００４８】電流抑制リアクトルＬc1は、端子１に一方
の端子が接続され、自己消弧素子Ｑ1 のアノード端子に
他方の端子が接続される。そして自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ
(2n)は直列に接続される。更に電流抑制リアクトルＬc
(2n-2) は自己消弧素子Ｑ(2n)のカソード端子に一方の
端子が接続され、端子Ｋに他方の端子が接続される。
の端子が接続され、自己消弧素子Ｑ1 のアノード端子に
他方の端子が接続される。そして自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ
(2n)は直列に接続される。更に電流抑制リアクトルＬc
(2n-2) は自己消弧素子Ｑ(2n)のカソード端子に一方の
端子が接続され、端子Ｋに他方の端子が接続される。
【００４９】自己消弧素子Ｑn のカソード端子と自己消
弧素子Ｑ(n+1) のアノード端子との接続点をＫレベル出
力インバータの出力端子とする。クランプ用ダイオード
Ｄc1〜Ｄc(n-2)は、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(n-2) のカソ
ード端子にそのカソード端子がそれぞれ接続され、電流
抑制リアクトルＬc2〜Ｌc(n-1)の一方の端子にそのアノ
ード端子がそれぞれ接続される。又電流抑制リアクトル
Ｌc2〜Ｌc(n-1)の他方の端子は、端子２〜（Ｋ−２）に
それぞれ接続される。クランプ用ダイオードＤc(n-1)
は、自己消弧素子Ｑ(n-2) のカソード端子にそのカソー
ド端子が接続され、端子（Ｋ−１）にそのアノード端子
が接続される。又クランプ用ダイオードＤcnは、自己消
弧素子Ｑ(n+2) のアノード端子にそのアノード端子が接
続され、端子２にそのカソード端子に接続される。クラ
ンプ用ダイオードＤc(n+1)〜Ｄc(2n-1) は、自己消弧素
子Ｑ(n+3) 〜Ｑ(2n)のアノード端子にそのアノード端子
がそれぞれ接続され、電流抑制リアクトルＬcn〜Ｌc(2n
-3) の一方の端子にそのカソード端子がそれぞれ接続さ
れる。又電流抑制リアクトルＬcn〜Ｌc(2n-3) の他方の
端子は、端子３〜（Ｋ−１）に接続される。
弧素子Ｑ(n+1) のアノード端子との接続点をＫレベル出
力インバータの出力端子とする。クランプ用ダイオード
Ｄc1〜Ｄc(n-2)は、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ(n-2) のカソ
ード端子にそのカソード端子がそれぞれ接続され、電流
抑制リアクトルＬc2〜Ｌc(n-1)の一方の端子にそのアノ
ード端子がそれぞれ接続される。又電流抑制リアクトル
Ｌc2〜Ｌc(n-1)の他方の端子は、端子２〜（Ｋ−２）に
それぞれ接続される。クランプ用ダイオードＤc(n-1)
は、自己消弧素子Ｑ(n-2) のカソード端子にそのカソー
ド端子が接続され、端子（Ｋ−１）にそのアノード端子
が接続される。又クランプ用ダイオードＤcnは、自己消
弧素子Ｑ(n+2) のアノード端子にそのアノード端子が接
続され、端子２にそのカソード端子に接続される。クラ
ンプ用ダイオードＤc(n+1)〜Ｄc(2n-1) は、自己消弧素
子Ｑ(n+3) 〜Ｑ(2n)のアノード端子にそのアノード端子
がそれぞれ接続され、電流抑制リアクトルＬcn〜Ｌc(2n
-3) の一方の端子にそのカソード端子がそれぞれ接続さ
れる。又電流抑制リアクトルＬcn〜Ｌc(2n-3) の他方の
端子は、端子３〜（Ｋ−１）に接続される。
【００５０】図12は５レベル出力インバータの構成図で
ある。各自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ3 、Ｑ6 〜Ｑ8 のターン
オン、ターンオフ時の電流抑制リアクトルＬb1〜Ｌb6の
作用に関しては、図８〜図10で説明した第２の実施の形
態と同様となる。
ある。各自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ3 、Ｑ6 〜Ｑ8 のターン
オン、ターンオフ時の電流抑制リアクトルＬb1〜Ｌb6の
作用に関しては、図８〜図10で説明した第２の実施の形
態と同様となる。
【００５１】第２の実施の形態の動作と異なる自己消弧
素子Ｑ4 ，Ｑ5 に関する動作について説明をする。出力
電流の向きが正で、自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 がオンの状
態であるとき、電流は自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 を経由せ
ず、自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 に逆並列に接続されている
フリーホイリングダイオードＤ5 〜Ｄ8 を流れている。
その状態から自己消弧素子Ｑ4 がターンオンすると、出
力電流は変動しないことから、自己消弧素子Ｑ4 を流れ
る導通電流は、フリーホイリングダイオードＤ5 〜Ｄ8
を流れている電流の減少分だけ増加していく。フリーホ
イリングダイオードＤ5 〜Ｄ8 を流れている電流の減少
率のｄｉ／ｄｔは、負側アームに設置されている電流抑
制リアクトルＬc6に依存するため、自己消弧素子Ｑ4 の
アノードに接続されるクランプ用ダイオードＤc5に直列
に電流抑制リアクトルを設置しなくてもよい。
素子Ｑ4 ，Ｑ5 に関する動作について説明をする。出力
電流の向きが正で、自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 がオンの状
態であるとき、電流は自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 を経由せ
ず、自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 に逆並列に接続されている
フリーホイリングダイオードＤ5 〜Ｄ8 を流れている。
その状態から自己消弧素子Ｑ4 がターンオンすると、出
力電流は変動しないことから、自己消弧素子Ｑ4 を流れ
る導通電流は、フリーホイリングダイオードＤ5 〜Ｄ8
を流れている電流の減少分だけ増加していく。フリーホ
イリングダイオードＤ5 〜Ｄ8 を流れている電流の減少
率のｄｉ／ｄｔは、負側アームに設置されている電流抑
制リアクトルＬc6に依存するため、自己消弧素子Ｑ4 の
アノードに接続されるクランプ用ダイオードＤc5に直列
に電流抑制リアクトルを設置しなくてもよい。
【００５２】また、フリーホイリングダイオードＤ5 〜
Ｄ8 にリカバリー電流が流れている間の直流短絡も電流
抑制リアクトルＬc6のインピーダンスで防止できる。又
自己消弧素子Ｑ5 の動作に対しても同様である。
Ｄ8 にリカバリー電流が流れている間の直流短絡も電流
抑制リアクトルＬc6のインピーダンスで防止できる。又
自己消弧素子Ｑ5 の動作に対しても同様である。
【００５３】なお、電流抑制リアクトルＬc1〜Ｌc6は端
子２〜４とクランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6との間に設
置されたが、クランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6に直列に
接続されていれば、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 とクランプ
用ダイオードＤc1〜Ｄc6の間に設置しても同様の効果が
ある。
子２〜４とクランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6との間に設
置されたが、クランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6に直列に
接続されていれば、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 とクランプ
用ダイオードＤc1〜Ｄc6の間に設置しても同様の効果が
ある。
【００５４】以上５レベル出力インバータを例に説明し
たが、電流抑制リアクトルの設置は、Ｋレベル出力イン
バータに適用できる。すなわち、出力端子に近接する自
己消弧素子Ｑn 、Ｑ(n+1) 以外の自己消弧素子に関して
は電流抑制リアクトルが少なくとも必要となり、自己消
弧素子の数を２ｎ個とすると、電流抑制リアクトルの数
は少なくとも（２ｎ−２）個必要となる。
たが、電流抑制リアクトルの設置は、Ｋレベル出力イン
バータに適用できる。すなわち、出力端子に近接する自
己消弧素子Ｑn 、Ｑ(n+1) 以外の自己消弧素子に関して
は電流抑制リアクトルが少なくとも必要となり、自己消
弧素子の数を２ｎ個とすると、電流抑制リアクトルの数
は少なくとも（２ｎ−２）個必要となる。
【００５５】以上説明したように、直列接続される自己
消弧素子間に電流抑制リアクトルを接続させる必要がな
いため、４レベル出力以上のインバータでも、絶縁をせ
ずに自己消弧素子同志を接続させることができ、圧接形
の構成を取ることができる。
消弧素子間に電流抑制リアクトルを接続させる必要がな
いため、４レベル出力以上のインバータでも、絶縁をせ
ずに自己消弧素子同志を接続させることができ、圧接形
の構成を取ることができる。
【００５６】図13は、本発明の第３の実施の形態を示す
Ｋ（Ｋは４以上の整数）レベル出力インバータの１相分
の構成図で、三相出力インバータの場合は、残りの２相
分も同様に構成される。なお、図11に示した第３の実施
の形態と同一の構成要素には同一の符号を付している。
Ｋ（Ｋは４以上の整数）レベル出力インバータの１相分
の構成図で、三相出力インバータの場合は、残りの２相
分も同様に構成される。なお、図11に示した第３の実施
の形態と同一の構成要素には同一の符号を付している。
【００５７】本実施の形態は、図11に示した第３の実施
の形態に加えて、各電流抑制リアクトルＬc1〜Ｌc(2n-
2) のエネルギーを直流電圧源に回生するためのチョッ
パ回路を設けた点が特徴である。電流抑制リアクトルＬ
c(x)（ｘ＝１，２，…（ｎ−１））と直流電圧源の端子
（ｘ）（但しｎ＝Ｋ−１である。）の接続点にチョッパ
回路のコンデンサＣＲ(x) の一方の端子が接続される。
このコンデンサＣＲ(x)のもう一方の端子は、チョッパ
回路の第１のダイオードＤＲ(2x-1)のカソード端子が接
続される。この第１のダイオードＤＲ(2x-1)のアノード
端子は電流抑制リアクトルＬc(x)に接続される。コンデ
ンサＣＲ(x) と第１のダイオードＤＲ(x)との接続点に
はチョッパ用自己消弧素子ＳＲ(x) のアノード端子が接
続され、チョッパ用自己消弧素子ＳＲ(x) のカソード端
子と端子(x) との間には、チョッパ回路のリアクトルＬ
Ｒ(x) が接続される。そしてリアクトルＬＲ(x) とチョ
ッパ用自己消弧素子ＳＲ(x) の接続点には第２のダイオ
ードＤＲ(2x)のカソード端子が接続され、第２のダイオ
ードＤＲ(2x)のアノード端子は端子（ｘ＋１）に接続さ
れる。
の形態に加えて、各電流抑制リアクトルＬc1〜Ｌc(2n-
2) のエネルギーを直流電圧源に回生するためのチョッ
パ回路を設けた点が特徴である。電流抑制リアクトルＬ
c(x)（ｘ＝１，２，…（ｎ−１））と直流電圧源の端子
（ｘ）（但しｎ＝Ｋ−１である。）の接続点にチョッパ
回路のコンデンサＣＲ(x) の一方の端子が接続される。
このコンデンサＣＲ(x)のもう一方の端子は、チョッパ
回路の第１のダイオードＤＲ(2x-1)のカソード端子が接
続される。この第１のダイオードＤＲ(2x-1)のアノード
端子は電流抑制リアクトルＬc(x)に接続される。コンデ
ンサＣＲ(x) と第１のダイオードＤＲ(x)との接続点に
はチョッパ用自己消弧素子ＳＲ(x) のアノード端子が接
続され、チョッパ用自己消弧素子ＳＲ(x) のカソード端
子と端子(x) との間には、チョッパ回路のリアクトルＬ
Ｒ(x) が接続される。そしてリアクトルＬＲ(x) とチョ
ッパ用自己消弧素子ＳＲ(x) の接続点には第２のダイオ
ードＤＲ(2x)のカソード端子が接続され、第２のダイオ
ードＤＲ(2x)のアノード端子は端子（ｘ＋１）に接続さ
れる。
【００５８】又電流抑制リアクトルＬc(y)（ｙ＝ｎ，ｎ
＋１，…（２ｎ−２））と（３＋ｙ−ｎ）の接続点にチ
ョッパ回路のコンデンサＣＲ(y) の一方の端子が接続さ
れる。このコンデンサＣＲ(y) のもう一方の端子には、
チョッパ回路の第１のダイオードＤＲ(2y+1)のアノード
端子が接続される。この第１のダイオードＤＲ(2y+1)の
カソード端子は電流抑制リアクトルＬc(y)に接続され
る。コンデンサＣＲ(y)と第１のダイオードＤＲ(2y+1)
との接続点にはチョッパ用自己消弧素子ＳＲ(y)のカソ
ード端子が接続され、チョッパ用自己消弧素子ＳＲ(y)
のアノード端子と端子（３＋ｙ−ｎ）との間には、チョ
ッパ回路のリアクトルＬＲ(y) が接続される。そしてリ
アクトルＬＲ(y) とチョッパ用自己消弧素子ＳＲ(y) の
接続点には第２のダイオードＤＲ(2y+2)のアノード端子
が接続され、第２のダイオードＤＲ(2y+2)のカソード端
子は端子（ｙ−１）に接続される。
＋１，…（２ｎ−２））と（３＋ｙ−ｎ）の接続点にチ
ョッパ回路のコンデンサＣＲ(y) の一方の端子が接続さ
れる。このコンデンサＣＲ(y) のもう一方の端子には、
チョッパ回路の第１のダイオードＤＲ(2y+1)のアノード
端子が接続される。この第１のダイオードＤＲ(2y+1)の
カソード端子は電流抑制リアクトルＬc(y)に接続され
る。コンデンサＣＲ(y)と第１のダイオードＤＲ(2y+1)
との接続点にはチョッパ用自己消弧素子ＳＲ(y)のカソ
ード端子が接続され、チョッパ用自己消弧素子ＳＲ(y)
のアノード端子と端子（３＋ｙ−ｎ）との間には、チョ
ッパ回路のリアクトルＬＲ(y) が接続される。そしてリ
アクトルＬＲ(y) とチョッパ用自己消弧素子ＳＲ(y) の
接続点には第２のダイオードＤＲ(2y+2)のアノード端子
が接続され、第２のダイオードＤＲ(2y+2)のカソード端
子は端子（ｙ−１）に接続される。
【００５９】図14は５レベル出力インバータの構成図で
ある。電流抑制リアクトルＬc1〜Ｌc6のエネルギーを直
流電圧源へ回生するチョッパ回路の動作について電流抑
制リアクトルＬc1を例にして説明する。
ある。電流抑制リアクトルＬc1〜Ｌc6のエネルギーを直
流電圧源へ回生するチョッパ回路の動作について電流抑
制リアクトルＬc1を例にして説明する。
【００６０】出力電流が正の向きで、自己消弧素子Ｑ1
〜Ｑ4 がオンしている間は、端子１から電流抑制リアク
トルＬc1を介して自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 へ電流が流れ
る。Ｑ1 がターンオフすると、図15（ａ）に示すように
電流抑制リアクトルＬc1に蓄積されたエネルギーは、電
流抑制リアクトルＬc1に並列に接続されている第１のダ
イオードＤＲ1 を介してコンデンサＣＲ1 へ移動する。
次に図15（ｂ）に示すようにコンデンサＣＲ1 のエネル
ギーは、チョッパ用自己消弧素子ＳＲ1 がターンオンす
ると、コンデンサＣＲ1 、チョッパ自己消弧素子ＳＲ1
、リアクトルＬＲ1 で構成される閉回路によりリアク
トルＬＲ1 へ移動する。次に図15（ｃ）に示すようにリ
アクトルＬＲ1 のエネルギーは、チョッパ用自己消弧素
子ＳＲ1 がターンオフすると、分割電圧源Ｅ1 へ回生さ
れる。
〜Ｑ4 がオンしている間は、端子１から電流抑制リアク
トルＬc1を介して自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 へ電流が流れ
る。Ｑ1 がターンオフすると、図15（ａ）に示すように
電流抑制リアクトルＬc1に蓄積されたエネルギーは、電
流抑制リアクトルＬc1に並列に接続されている第１のダ
イオードＤＲ1 を介してコンデンサＣＲ1 へ移動する。
次に図15（ｂ）に示すようにコンデンサＣＲ1 のエネル
ギーは、チョッパ用自己消弧素子ＳＲ1 がターンオンす
ると、コンデンサＣＲ1 、チョッパ自己消弧素子ＳＲ1
、リアクトルＬＲ1 で構成される閉回路によりリアク
トルＬＲ1 へ移動する。次に図15（ｃ）に示すようにリ
アクトルＬＲ1 のエネルギーは、チョッパ用自己消弧素
子ＳＲ1 がターンオフすると、分割電圧源Ｅ1 へ回生さ
れる。
【００６１】上述したようにチョッパ回路は、リアクト
ルＬＲ1 と第１及び第２のダイオードＤＲ1 ，ＤＲ2 、
チョッパ用自己消弧素子ＳＲ1 とコンデンサＣＲ1 で構
成される。チョッパ用自己消弧素子ＳＲ1 はコンデンサ
ＣＲ1 の端子間電圧Ｅc が一定になるように、スイッチ
ング制御される。この制御の一例である制御ブロック図
を図16に示す。コンデンサＣＲ1 の端子間電圧Ｅc を設
定し、一定の電圧指令Ｅ* と比較することで、電圧指令
Ｅ* よりもコンデンサの端子間電圧Ｅc が大きくなった
ときに自己消弧素子ＳＴ1 のオン期間を長くする。例え
ば、電圧指令 200Ｖに対して、コンデンサＣＲ1 の電圧
が 220Ｖだとすると、偏差ΔＥは−20Ｖとなり反転増幅
器の出力は20＊Ｋとなる。この反転増幅器の出力とＰＷ
Ｍ搬送波とを比較することによりゲート信号が得られ
る。偏差ΔＥが大きくなる程ゲート信号のＯＮ期間が長
くなるのでコンデンサＣＲ1 の電圧が減少する。
ルＬＲ1 と第１及び第２のダイオードＤＲ1 ，ＤＲ2 、
チョッパ用自己消弧素子ＳＲ1 とコンデンサＣＲ1 で構
成される。チョッパ用自己消弧素子ＳＲ1 はコンデンサ
ＣＲ1 の端子間電圧Ｅc が一定になるように、スイッチ
ング制御される。この制御の一例である制御ブロック図
を図16に示す。コンデンサＣＲ1 の端子間電圧Ｅc を設
定し、一定の電圧指令Ｅ* と比較することで、電圧指令
Ｅ* よりもコンデンサの端子間電圧Ｅc が大きくなった
ときに自己消弧素子ＳＴ1 のオン期間を長くする。例え
ば、電圧指令 200Ｖに対して、コンデンサＣＲ1 の電圧
が 220Ｖだとすると、偏差ΔＥは−20Ｖとなり反転増幅
器の出力は20＊Ｋとなる。この反転増幅器の出力とＰＷ
Ｍ搬送波とを比較することによりゲート信号が得られ
る。偏差ΔＥが大きくなる程ゲート信号のＯＮ期間が長
くなるのでコンデンサＣＲ1 の電圧が減少する。
【００６２】この電圧制御に加えてチョッパ回路のリア
クトルＬＲ1 に流れる電流を測定し電流制御を行うこと
も可能で、この制御の一例である制御ブロック図を図17
に示す。この制御は偏差ΔＥから電流指令値Ｉ* を得、
この電流指令値Ｉ* とリアクトルＬＲ1 に流れる電流Ｉ
LRとを比較してゲート信号を得るものである。
クトルＬＲ1 に流れる電流を測定し電流制御を行うこと
も可能で、この制御の一例である制御ブロック図を図17
に示す。この制御は偏差ΔＥから電流指令値Ｉ* を得、
この電流指令値Ｉ* とリアクトルＬＲ1 に流れる電流Ｉ
LRとを比較してゲート信号を得るものである。
【００６３】以上電流抑制リアクトルＬc1について説明
したが、電流抑制リアクトルＬc2〜Ｌc6に関しても同様
である。又電流抑制リアクトルＬc1〜Ｌc6はクランプ用
ダイオードＤc1〜Ｄc6に直列に接続されていれば、自己
消弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 とクランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6
の間に設置しても同様の効果を得ることができる。
したが、電流抑制リアクトルＬc2〜Ｌc6に関しても同様
である。又電流抑制リアクトルＬc1〜Ｌc6はクランプ用
ダイオードＤc1〜Ｄc6に直列に接続されていれば、自己
消弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 とクランプ用ダイオードＤc1〜Ｄc6
の間に設置しても同様の効果を得ることができる。
【００６４】以上説明したように電流抑制リアクトルの
エネルギーをチョッパ回路を用いて、直流電圧源へ回生
することができるので、電流抑制リアクトルのエネルギ
ーを抵抗で消費する方法に比べ、熱損失を低減すること
ができ、インバータの冷却装置の小型化、高効率化を図
ることができる。
エネルギーをチョッパ回路を用いて、直流電圧源へ回生
することができるので、電流抑制リアクトルのエネルギ
ーを抵抗で消費する方法に比べ、熱損失を低減すること
ができ、インバータの冷却装置の小型化、高効率化を図
ることができる。
【００６５】図18は、第１乃至第４の実施の形態の各Ｋ
レベル出力インバータを構成する自己消弧素子のスイッ
チング制御を行う制御ブロック図である。図18に示す制
御ブロックによれば、インバータの出力電流Ｉu または
電流指令の向きを監視し、出力電流または電流指令の向
きが正の方向であれば、ＰＷＭ搬送波信号とＣＡＲ１〜
ＣＡＲＮとインバータの電圧指令Ｅu * とを比較し、電
圧指令Ｅu * が大きければ、正則アームの自己消弧素子
Ｑ1 〜Ｑn にオン信号を与え、小さければオフ信号を与
える。負側アームの自己消弧素子Ｑ(n+1) 〜Ｑ(2n)は、
搬送波信号ＣＡＲ１〜ＣＡＲＮと電圧指令Ｅu * に関係
なくオフ信号を保持する。
レベル出力インバータを構成する自己消弧素子のスイッ
チング制御を行う制御ブロック図である。図18に示す制
御ブロックによれば、インバータの出力電流Ｉu または
電流指令の向きを監視し、出力電流または電流指令の向
きが正の方向であれば、ＰＷＭ搬送波信号とＣＡＲ１〜
ＣＡＲＮとインバータの電圧指令Ｅu * とを比較し、電
圧指令Ｅu * が大きければ、正則アームの自己消弧素子
Ｑ1 〜Ｑn にオン信号を与え、小さければオフ信号を与
える。負側アームの自己消弧素子Ｑ(n+1) 〜Ｑ(2n)は、
搬送波信号ＣＡＲ１〜ＣＡＲＮと電圧指令Ｅu * に関係
なくオフ信号を保持する。
【００６６】また出力電流Ｉu または電流指令の向きが
負の方向であれば、ＰＷＭ搬送波信号ＣＡＲ１〜ＣＡＲ
Ｎとインバータの電圧指令Ｅu * とを比較し、電圧指令
Ｅu* が大きければ、負側アームの自己消弧素子Ｑ(n+1)
〜Ｑ(2n)のみにオン信号を与え、小さければオフ信号
を与える。正側アームの自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑn は、搬
送波信号ＣＡＲ１〜ＣＡＲＮと電圧指令Ｅu * に関係な
くオフ信号を保持する。
負の方向であれば、ＰＷＭ搬送波信号ＣＡＲ１〜ＣＡＲ
Ｎとインバータの電圧指令Ｅu * とを比較し、電圧指令
Ｅu* が大きければ、負側アームの自己消弧素子Ｑ(n+1)
〜Ｑ(2n)のみにオン信号を与え、小さければオフ信号
を与える。正側アームの自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑn は、搬
送波信号ＣＡＲ１〜ＣＡＲＮと電圧指令Ｅu * に関係な
くオフ信号を保持する。
【００６７】第１乃至第４の実施の形態の各Ｋレベル出
力インバータでは、図19（第１の実施の形態を一例とし
て示す）の太線で示すように、クランプ用ダイオードＤ
c1，Ｄc4 と自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ5 で構成される閉回
路に電流抑制リアクトルＬa2，Ｌa3が含まれる。この電
流抑制リアクトルＬa2，Ｌa3のエネルギーによって自己
消弧素子Ｑ2 〜Ｑ6 のスナバ回路のスナバ用コンデンサ
Ｃs2〜Ｃs6との共振現象が発生し、共振による電流が閉
回路内に電流消費要素がない場合減衰することなく環状
に流れる。従って、自己消弧素子のスイッチングに伴
い、導通電流に加えて環流電流が自己消弧素子に流れる
ことになる。
力インバータでは、図19（第１の実施の形態を一例とし
て示す）の太線で示すように、クランプ用ダイオードＤ
c1，Ｄc4 と自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ5 で構成される閉回
路に電流抑制リアクトルＬa2，Ｌa3が含まれる。この電
流抑制リアクトルＬa2，Ｌa3のエネルギーによって自己
消弧素子Ｑ2 〜Ｑ6 のスナバ回路のスナバ用コンデンサ
Ｃs2〜Ｃs6との共振現象が発生し、共振による電流が閉
回路内に電流消費要素がない場合減衰することなく環状
に流れる。従って、自己消弧素子のスイッチングに伴
い、導通電流に加えて環流電流が自己消弧素子に流れる
ことになる。
【００６８】出力電流が正の向きで、自己消弧素子Ｑ3
〜Ｑ6 がオンの状態から自己消弧素子Ｑ6 がターンオフ
し、自己消弧素子Ｑ2 がターンオンすると、スナバコン
デンサＣs6がクランプ用ダイオードＤc1−電流抑制リア
クトルＬa2−自己消弧素子Ｑ2 −電流抑制リアクトルＬ
a3−自己消弧素子Ｑ3 〜Ｑ5 の経路で分割電圧源Ｅ2の
電位に等しくなるように充電される。このとき充電電流
の大きさは、分割電圧源Ｅ2 の大きさと、スナバコンデ
ンサＣs6、電流抑制リアクトルＬc2，Ｌa3，Ｌa4に依存
する。また、充電電流によるエネルギーは電流抑制リア
クトルＬa2，Ｌa3に蓄積される。電流抑制リアクトルＬ
a4のエネルギーは、電流抑制リアクトルＬa4に流れる電
流が０になったとき、並列接続された抵抗により消費さ
れるが、図19に示すように電流抑制リアクトルＬc2，Ｌ
a3のエネルギーはそのまま、自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ5 と
クランプ用ダイオードＤc4，Ｄc1で構成される環状回路
を流れ続ける。この環流電流は、回路内に内部抵抗以外
の抵抗要素がなければほとんど減衰することがない。
〜Ｑ6 がオンの状態から自己消弧素子Ｑ6 がターンオフ
し、自己消弧素子Ｑ2 がターンオンすると、スナバコン
デンサＣs6がクランプ用ダイオードＤc1−電流抑制リア
クトルＬa2−自己消弧素子Ｑ2 −電流抑制リアクトルＬ
a3−自己消弧素子Ｑ3 〜Ｑ5 の経路で分割電圧源Ｅ2の
電位に等しくなるように充電される。このとき充電電流
の大きさは、分割電圧源Ｅ2 の大きさと、スナバコンデ
ンサＣs6、電流抑制リアクトルＬc2，Ｌa3，Ｌa4に依存
する。また、充電電流によるエネルギーは電流抑制リア
クトルＬa2，Ｌa3に蓄積される。電流抑制リアクトルＬ
a4のエネルギーは、電流抑制リアクトルＬa4に流れる電
流が０になったとき、並列接続された抵抗により消費さ
れるが、図19に示すように電流抑制リアクトルＬc2，Ｌ
a3のエネルギーはそのまま、自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ5 と
クランプ用ダイオードＤc4，Ｄc1で構成される環状回路
を流れ続ける。この環流電流は、回路内に内部抵抗以外
の抵抗要素がなければほとんど減衰することがない。
【００６９】第２乃至第４の実施の形態においても閉回
路内に電流抑制リアクトルが存在するために、同様に環
流電流が発生する。この環流電流は、クランプ用ダイオ
ードと自己消弧素子による閉回路内部に電流抑制リアク
トルが接続されているために生じる現象であるため、従
来の３レベル出力インバータ（ＮＰＣインバータ）では
発生しない。
路内に電流抑制リアクトルが存在するために、同様に環
流電流が発生する。この環流電流は、クランプ用ダイオ
ードと自己消弧素子による閉回路内部に電流抑制リアク
トルが接続されているために生じる現象であるため、従
来の３レベル出力インバータ（ＮＰＣインバータ）では
発生しない。
【００７０】図20は５レベル出力インバータにおいてＥ
2 （＝＋Ｅ／４）の電圧を得る図、図21はＥ3 ＋Ｅ4
（＝−Ｅ／２）の電圧を得る図である。図20に示すよう
に、出力電流が正の方向に流れているとき、正側アーム
の自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ4 のみに電流が流れ、負側アー
ムの自己消弧素子Ｑ5 はオンの状態であっても電流は流
れない。又出力電流が負の方向に流れているときは、逆
に正側アームの自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオンの状態で
あっても、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 には電流が流れな
い。この特性を利用して、電流の向きに応じて、自己消
弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 のスイッチングを制御する。表１に５
レベル出力インバータのスイッチング制御の例を示す。
表中、１がオンの状態を示し、０がオフの状態を示して
いる。表１に示すように、出力電流Ｉu * または電流指
令が正の向きに流れているとき、出力電圧指令のレベル
に応じて正側アームの自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 をスイッ
チングさせる。また、出力電流Ｉu または電流指令Ｉu
* が負の向きに流れているとき、出力電圧指令のレベル
に応じて、負側アームの自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 をスイ
ッチングさせる。
2 （＝＋Ｅ／４）の電圧を得る図、図21はＥ3 ＋Ｅ4
（＝−Ｅ／２）の電圧を得る図である。図20に示すよう
に、出力電流が正の方向に流れているとき、正側アーム
の自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ4 のみに電流が流れ、負側アー
ムの自己消弧素子Ｑ5 はオンの状態であっても電流は流
れない。又出力電流が負の方向に流れているときは、逆
に正側アームの自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオンの状態で
あっても、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 には電流が流れな
い。この特性を利用して、電流の向きに応じて、自己消
弧素子Ｑ1 〜Ｑ8 のスイッチングを制御する。表１に５
レベル出力インバータのスイッチング制御の例を示す。
表中、１がオンの状態を示し、０がオフの状態を示して
いる。表１に示すように、出力電流Ｉu * または電流指
令が正の向きに流れているとき、出力電圧指令のレベル
に応じて正側アームの自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 をスイッ
チングさせる。また、出力電流Ｉu または電流指令Ｉu
* が負の向きに流れているとき、出力電圧指令のレベル
に応じて、負側アームの自己消弧素子Ｑ5 〜Ｑ8 をスイ
ッチングさせる。
【００７１】
【表１】
【００７２】表１に示すスイッチング制御を５レベル出
力インバータに適用した例を、図22に示す。出力電流が
正の向きで、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオンの状態か
ら、自己消弧素子Ｑ1 がターンオフしたときに、クラン
プ用ダイオードＤc1−自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ5 −クラン
プ用ダイオードＤc2の閉回路内に環流電流が流れるが、
自己消弧素子Ｑ5 をターンオンさせなければ、環流電流
は流れない。このように出力電流の向きに応じて、スイ
ッチング制御を行うことで環流の流れる検路を遮断する
ことができる。出力電流の向きで切り替える方法のほう
が、実際に流れている電流との整合性がとれるため適切
ではあるが、出力電流の値が高調波などにより歪み、０
電流付近で正負に電流値が切り替わる場合には、位相の
ずれがあっても電流指令の向きでスイッチング制御を行
うほうが望ましい。
力インバータに適用した例を、図22に示す。出力電流が
正の向きで、自己消弧素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオンの状態か
ら、自己消弧素子Ｑ1 がターンオフしたときに、クラン
プ用ダイオードＤc1−自己消弧素子Ｑ2 〜Ｑ5 −クラン
プ用ダイオードＤc2の閉回路内に環流電流が流れるが、
自己消弧素子Ｑ5 をターンオンさせなければ、環流電流
は流れない。このように出力電流の向きに応じて、スイ
ッチング制御を行うことで環流の流れる検路を遮断する
ことができる。出力電流の向きで切り替える方法のほう
が、実際に流れている電流との整合性がとれるため適切
ではあるが、出力電流の値が高調波などにより歪み、０
電流付近で正負に電流値が切り替わる場合には、位相の
ずれがあっても電流指令の向きでスイッチング制御を行
うほうが望ましい。
【００７３】以上説明したように、Ｋレベル出力インバ
ータのスイッチング制御では、出力電流または電流指令
の向きに応じて電流の向きが正の方向であれば、負側ア
ームの自己消弧素子をオフのままとし、電流の向きが負
の方向であれば、正側アームの自己消弧素子をオフのま
まとすることで、電流抑制リアクトルによる環流電流の
発生を防止することができる。
ータのスイッチング制御では、出力電流または電流指令
の向きに応じて電流の向きが正の方向であれば、負側ア
ームの自己消弧素子をオフのままとし、電流の向きが負
の方向であれば、正側アームの自己消弧素子をオフのま
まとすることで、電流抑制リアクトルによる環流電流の
発生を防止することができる。
【００７４】また、スイッチング回路を減らすことがで
きるので、スイッチングによる損失を低減することがで
きる。さらに、正側アームの自己消弧素子と負側アーム
の自己消弧素子を交互にスイッチングする必要のないこ
とから、出力電流または電流指令の方向が切り替わる時
を除いて、無駄時間を設定する必要がなくなるという効
果がある。
きるので、スイッチングによる損失を低減することがで
きる。さらに、正側アームの自己消弧素子と負側アーム
の自己消弧素子を交互にスイッチングする必要のないこ
とから、出力電流または電流指令の方向が切り替わる時
を除いて、無駄時間を設定する必要がなくなるという効
果がある。
【００７５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば以
下の効果を得ることができる。 １：Ｋが４以上のＫレベル出力インバータの自己消弧素
子へのターンオン時の導通電流による急激な電流変化、
ターンオン時のクランプ用ダイオードのリカバリー電流
による直流短絡、およびターンオフ時の充電電流の急激
な電流変化を防止する最小限の電流抑制リアクトルを設
置することができる。これにより、装置の小型化、高効
率化を図ることができる。
下の効果を得ることができる。 １：Ｋが４以上のＫレベル出力インバータの自己消弧素
子へのターンオン時の導通電流による急激な電流変化、
ターンオン時のクランプ用ダイオードのリカバリー電流
による直流短絡、およびターンオフ時の充電電流の急激
な電流変化を防止する最小限の電流抑制リアクトルを設
置することができる。これにより、装置の小型化、高効
率化を図ることができる。
【００７６】２：自己消弧素子と自己消弧素子との間に
電流抑制リアクトルを接続させる必要がないため、４レ
ベル出力以上のインバータでも、絶縁をせずに、素子同
志を接続させることができ、圧接形の構成を取りやす
く、これにより、装置の小型化、高効率化を図ることが
できる。
電流抑制リアクトルを接続させる必要がないため、４レ
ベル出力以上のインバータでも、絶縁をせずに、素子同
志を接続させることができ、圧接形の構成を取りやす
く、これにより、装置の小型化、高効率化を図ることが
できる。
【００７７】３：電流抑制リアクトルのエネルギーを直
流電圧源へ回生することができ、抵抗で消費する方式に
比べ、熱損失を低減することができる。これにより、冷
却装置の小型化、装置の高効率化を図ることができる。
流電圧源へ回生することができ、抵抗で消費する方式に
比べ、熱損失を低減することができる。これにより、冷
却装置の小型化、装置の高効率化を図ることができる。
【００７８】４：電流抑制リアクトルと直列に接続され
た２つのクランプ用ダイオードと自己消弧素子とで構成
される閉回路内に、自己消弧素子のターンオフに伴って
流れる環流電流を防止することができる。また、スイッ
チング回数を減らすことにより、スイッチング損失を低
減することができ、さらに、正側アームと負側アームの
自己消弧素子を交互にスイッチングさせることがないた
め、出力電流の方向が切り替わる時を除いてスイッチン
グに伴う無駄時間を設定する必要がなくなる。環流電流
の防止により、素子の電流容量を低減することができ、
またスイッチング損失を減らすことにより、変換器の高
効率化を図ることができる。
た２つのクランプ用ダイオードと自己消弧素子とで構成
される閉回路内に、自己消弧素子のターンオフに伴って
流れる環流電流を防止することができる。また、スイッ
チング回数を減らすことにより、スイッチング損失を低
減することができ、さらに、正側アームと負側アームの
自己消弧素子を交互にスイッチングさせることがないた
め、出力電流の方向が切り替わる時を除いてスイッチン
グに伴う無駄時間を設定する必要がなくなる。環流電流
の防止により、素子の電流容量を低減することができ、
またスイッチング損失を減らすことにより、変換器の高
効率化を図ることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すＫが４以上の
Ｋレベル出力インバータの構成図である。
Ｋレベル出力インバータの構成図である。
【図２】図１においてＫが５の５レベル出力インバータ
の構成図である。
の構成図である。
【図３】５レベル出力インバータにおいて、自己消弧素
子Ｑ1 がターンオンしたときの導通電流の経路と直流短
絡経路を示す図である。
子Ｑ1 がターンオンしたときの導通電流の経路と直流短
絡経路を示す図である。
【図４】図３における自己消弧素子Ｑ1 の導通電流Ｉ0
′とクランプ用ダイオードＤc1に流れる電流ＩD0を示
す図である。
′とクランプ用ダイオードＤc1に流れる電流ＩD0を示
す図である。
【図５】図２において、出力電流の向きが正の方向で自
己消弧素子Ｑ4 がターンオンしたときの導通電流の経路
を示す図である。
己消弧素子Ｑ4 がターンオンしたときの導通電流の経路
を示す図である。
【図６】図５における自己消弧素子Ｑ4 の導通電流ＩQ4
と、負側アームのフリーホイリングダイオードを流れる
電流ＩD0を示す図である。
と、負側アームのフリーホイリングダイオードを流れる
電流ＩD0を示す図である。
【図７】図２において、出力電流の向きが正の方向で自
己消弧素子Ｑ1 がターンオフしたときの充電電流の経路
を示す図である。
己消弧素子Ｑ1 がターンオフしたときの充電電流の経路
を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態を示すＫが４以上の
Ｋレベル出力インバータの構成図である。
Ｋレベル出力インバータの構成図である。
【図９】図８においてＫが５の５レベル出力インバータ
の構成図で、出力電流の向きが正の方向で自己消弧素子
Ｑ2 がターンオンしたときの導通電流とクランプ用ダイ
オードＤc3のリカバリー電流による直流短絡経路を示す
図である。
の構成図で、出力電流の向きが正の方向で自己消弧素子
Ｑ2 がターンオンしたときの導通電流とクランプ用ダイ
オードＤc3のリカバリー電流による直流短絡経路を示す
図である。
【図１０】図９において出力電流の向きが正の方向で自
己消弧素子Ｑ6 がターンオフしたときの充電電流の流れ
る経路を示す図である。
己消弧素子Ｑ6 がターンオフしたときの充電電流の流れ
る経路を示す図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態を示すＫが４以上
のＫレベル出力インバータの構成図である。
のＫレベル出力インバータの構成図である。
【図１２】図１においてＫが５の５レベル出力インバー
タを示す構成図である。
タを示す構成図である。
【図１３】本発明の第４の実施の形態を示すＫが４以上
のＫレベル出力インバータの構成図である。
のＫレベル出力インバータの構成図である。
【図１４】図３においてＫが５の５レベル出力インバー
タの構成図である。
タの構成図である。
【図１５】図４に示す電流抑制リアクトルＬa1に関する
チョッパ回路の動作説明図である。
チョッパ回路の動作説明図である。
【図１６】チョッパ回路の自己消弧素子のゲート制御ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１７】チョッパ回路の自己消弧素子のゲート制御ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１８】本発明の自己消弧素子のスイッチング制御ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１９】５レベル出力インバータにおける、電流抑制
リアクトル、クランプ用ダイオード、自己消弧素子で構
成される閉回路を示す図である。
リアクトル、クランプ用ダイオード、自己消弧素子で構
成される閉回路を示す図である。
【図２０】５レベル出力インバータにおいて、出力電流
が正の向きに流れており、＋Ｅ／４の電圧を出力すると
きの主回路電流の経路を示す図である。
が正の向きに流れており、＋Ｅ／４の電圧を出力すると
きの主回路電流の経路を示す図である。
【図２１】５レベル出力インバータにおいて、出力電流
が正の向きに流れており、−Ｅ／２の電圧を出力すると
きの主回路電流の経路を示す図である。
が正の向きに流れており、−Ｅ／２の電圧を出力すると
きの主回路電流の経路を示す図である。
【図２２】５レベル出力インバータにおいて、自己消弧
素子Ｑ1 のターンオフに伴う環流電流の発生を防止する
ことの説明図である。
素子Ｑ1 のターンオフに伴う環流電流の発生を防止する
ことの説明図である。
【図２３】従来の３レベル出力インバータの構成図であ
る。
る。
１〜Ｋ…電流電圧源の端子 Ｅ1 〜Ｅn …分割電圧源 Ｑ1 〜Ｑ(2n)…自己消弧素子 Ｄ1 〜Ｄ(2n)…フリーホイリングダイオード Ｄc1〜Ｄc(2n-2) …クランプ用ダイオード Ｌa1〜Ｌa(2n-2) ，Ｌb1〜Ｌb(2n) ，Ｌc1〜Ｌc(2n-2)
…電流抑制リアクトル Ｃs1〜Ｃs(2n) …スナバ用コンデンサ ＬＲ1 〜ＬＲ(2n-2)…リアクトル ＤＲ1 〜ＤＲ(4n-3)…ダイオード ＣＲ1 〜ＣＲ(2n-2)…コンデンサ ＳＲ1 〜ＳＲ(2n-2)…チョッパ用自己消弧素子
…電流抑制リアクトル Ｃs1〜Ｃs(2n) …スナバ用コンデンサ ＬＲ1 〜ＬＲ(2n-2)…リアクトル ＤＲ1 〜ＤＲ(4n-3)…ダイオード ＣＲ1 〜ＣＲ(2n-2)…コンデンサ ＳＲ1 〜ＳＲ(2n-2)…チョッパ用自己消弧素子
Claims (6)
- 【請求項１】 直流電圧源を少なくともｎ（ｎは３以上
の整数）個に分割した分割電圧源と、 前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダイオー
ドが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・ｎ）個直
列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側からｎ番目
の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素子との間
から前記直流電圧源の電圧を変換した電圧を出力する直
列回路と、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の分割電圧
源までの各分割電圧源の負極側にアノード側が接続さ
れ、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の自己
消弧素子までの各自己消弧素子の負端子側にカソード側
がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第１のクランプダ
イオードと、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の分割電圧
源までの各分割電圧源の負極側にカソード側が接続さ
れ、前記直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目の自己
消弧素子と（２ｎ−１）番目の自己消弧素子の間の各自
己消弧素子の負端子側にアノード側がそれぞれ接続され
る（ｎ−１）個の第２のクランプダイオードと、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の自己消弧
素子までの各自己消弧素子の正端子側と、前記直流電圧
源の正極側から（ｎ＋１）番目の自己消弧素子と２ｎ番
目の自己消弧素子の間の各自己消弧素子の負端子側とに
それぞれ接続された（２ｎ−２）個のリアクトルとを有
する電力変換装置。 - 【請求項２】 直流電圧源を少なくともｎ（ｎは３以上
の整数）個に分割した分割電圧源と、 前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダイオー
ドが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・ｎ）個直
列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側からｎ番目
の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素子との間
から前記直流電圧源の電圧を変換した電力を出力する直
列回路と、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の自己消弧
素子までの各自己消弧素子の負端子側にカソード側がそ
れぞれ接続される（ｎ−１）個の第１のクランプダイオ
ードと、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目の自己消弧
素子と（２ｎ−１）番目の自己消弧素子の間の各自己消
弧素子の負端子側にアノード側がそれぞれ接続される
（ｎ−１）個の第２のクランプダイオードと、 前記直流電圧源の正極側から１番目の自己消弧素子の正
極側と、前記直流電圧源の正極側から（２・ｎ）番目の
自己消弧素子の負極側それぞれに接続された２個の第１
のリアクトルと、 前記第１および第２のクランプダイオードにそれぞれ接
続された（２ｎ−２）個の第２のリアクトルとを有する
電力変換装置。 - 【請求項３】 直流電圧源を少なくともｎ（ｎは３以上
の整数）個に分割した分割電圧源と、 前記直流電圧源に並列に接続され、それぞれにダイオー
ドが逆並列に接続された自己消弧素子を（２・ｎ）個直
列に接続してなり、前記直流電圧源の正極側からｎ番目
の自己消弧素子と（ｎ＋１）番目の自己消弧素子との間
から前記直流電圧源の電圧を変換した電圧を出力する直
列回路と、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の分割電圧
源までの各分割電圧源の負極側にアノード側が接続さ
れ、前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の自己
消弧素子までの各自己消弧素子の負端子側にカソード側
がそれぞれ接続される（ｎ−１）個の第１のクランプダ
イオードと、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の分割電圧
源までの各分割電圧源の負極側にカソード側が接続さ
れ、前記直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目の自己
消弧素子と（２ｎ−１）番目の自己消弧素子の間の各自
己消弧素子の負端子側にアノード側がそれぞれ接続され
る（ｎ−１）個の第２のクランプダイオードと、 前記直流電圧源の正極側から１番目の自己消弧素子の正
極側と、前記直流電圧源の正極側から（２・ｎ）番目の
自己消弧素子の負極側それぞれに接続された２個の第１
のリアクトルと、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ−１）番目の自己消弧
素子の負端子側に接続された第１のクランプダイオード
を除くすべての前記第１のクランプダイオードにそれぞ
れ接続された（ｎ−２）個の第２のリアクトルと、 前記直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目の自己消弧
素子の負端子側に接続された第２のクランプダイオード
を除くすべての前記第２のクランプダイオードにそれぞ
れ接続された（ｎ−２）個の第３のリアクトルとを有す
る電力変換装置。 - 【請求項４】 請求項３に記載の電力変換装置におい
て、 前記第１、第２、および第３のリアクトルに蓄積された
エネルギーを前記直流電圧源に回生するチョッパ回路を
有する電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載
の電力変換装置において、 前記直流電圧源から前記直列回路に向かって電流が流れ
る時に、前記直流電圧源の正極側から（ｎ＋１）番目乃
至（２・ｎ）番目の各自己消弧素子をオフ状態にするこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項６】 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載
の電力変換装置において、 前記直列回路から前記直流電圧源に向かって電流が流れ
る時に、前記直流電圧源の正極側から１番目乃至ｎ番目
の各自己消弧素子をオフ状態にすることを特徴とする電
力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8203526A JPH1052057A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8203526A JPH1052057A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1052057A true JPH1052057A (ja) | 1998-02-20 |
Family
ID=16475619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8203526A Pending JPH1052057A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1052057A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013115844A (ja) * | 2011-11-25 | 2013-06-10 | Meidensha Corp | マルチレベル電力変換器 |
| CN119696400A (zh) * | 2025-02-24 | 2025-03-25 | 浙江日风电气股份有限公司 | 一种逆变电路及逆变器 |
-
1996
- 1996-08-01 JP JP8203526A patent/JPH1052057A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013115844A (ja) * | 2011-11-25 | 2013-06-10 | Meidensha Corp | マルチレベル電力変換器 |
| CN119696400A (zh) * | 2025-02-24 | 2025-03-25 | 浙江日风电气股份有限公司 | 一种逆变电路及逆变器 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5982646A (en) | Voltage clamp snubbers for three level converter | |
| US11139733B2 (en) | Modular multilevel converter sub-module having DC fault current blocking function and method of controlling the same | |
| US12095386B1 (en) | Multi-level inverter with mixed device types | |
| GB2204196A (en) | A current source power converting apparatus with overvoltage protection | |
| US4146921A (en) | Power control or conversion apparatus | |
| EP0309919B1 (en) | A power conversion apparatus | |
| JPH0655032B2 (ja) | 電流型コンバ−タの保護装置 | |
| JPH1052057A (ja) | 電力変換装置 | |
| CN120281173A (zh) | 一种anpc三电平变流器内管过电压的抑制方法 | |
| Suh et al. | A new snubber circuit for high efficiency and overvoltage limitation in three-level GTO inverters | |
| JPH0819268A (ja) | 電圧形自励式変換器の事故検出回路 | |
| JPS62104481A (ja) | 直流電源装置の駆動方式 | |
| US12255550B2 (en) | Current source inverter using bidirectional switches with bidirectional power flow capability | |
| US11575329B1 (en) | Balanced current-source inverter | |
| JP2001016857A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3108444B2 (ja) | Ｇｔｏインバータ装置 | |
| US12255546B2 (en) | Power conversion device that converts electric power between DC circuit and AC circuit | |
| CN117013817A (zh) | 一种可关断换流器的缓冲均压电路及换流器拓扑结构 | |
| JP2619165B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0444510B2 (ja) | ||
| Venkataramanan | Evaluation of inverter topology options for low inductance motors | |
| JP4277360B2 (ja) | ３レベルインバータの制御装置 | |
| JP4161253B2 (ja) | 多相交流電圧調整装置 | |
| JP7419277B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3068966B2 (ja) | スナバエネルギ回生装置 |