JPH0444510B2 - - Google Patents
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- JPH0444510B2 JPH0444510B2 JP56103391A JP10339181A JPH0444510B2 JP H0444510 B2 JPH0444510 B2 JP H0444510B2 JP 56103391 A JP56103391 A JP 56103391A JP 10339181 A JP10339181 A JP 10339181A JP H0444510 B2 JPH0444510 B2 JP H0444510B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- snubber
- gto
- auxiliary
- power supply
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、インバータに係り、特に、直流を交
流に変換する変換器がスイツチング素子で構成さ
れているインバータに関する。
流に変換する変換器がスイツチング素子で構成さ
れているインバータに関する。
従来から、インバータにおける直流を交流に変
換する変換器としてゲートターンオフサイリスタ
（以下GTOと称する）等のスイツチング素子が用
いられている。このGTOを用いてインバータを
構成する場合、GTOのターンオン、ターンオフ
時の電圧を吸収するためにスナバ回路が設けられ
ている。
換する変換器としてゲートターンオフサイリスタ
（以下GTOと称する）等のスイツチング素子が用
いられている。このGTOを用いてインバータを
構成する場合、GTOのターンオン、ターンオフ
時の電圧を吸収するためにスナバ回路が設けられ
ている。
第１図には、GTOを用いた単相インバータの
構成図が示されている。同図において、単相イン
バータは、直流電源Ｅから供給される直流を交流
に変換して負荷に供給することができる。この直
流を交流に変換するための変換器として、GTO
１，２，３，４が直流電源Ｅと交流出力端子T1，
T2間に設けられている。GTO１のアノードとカ
ソード間に接続されているダイオードD1、抵抗
R1、コンデンサC1はスナバ回路を構成している。
スナバ回路のコンデンサC1（以下スナバコンデン
サと称する）はGTO１のターンオフ時の電圧を
吸収し、ターンオフ時のスイツチングパワを低減
するために設けられている。ダイオードD1は
GTO１がターンオンするときスナバコンデンサ
C1からの放電電流を阻止するために設けられて
いる。すなわち、スナバコンデンサC1が放電す
るとスナバ回路の抵抗R1（以下スナバ抵抗と称す
る）を介して流れることになる。そして、スナバ
コンデンサC1の放電エネルギーを消費するため
にスナバ抵抗R1が設けられている。
構成図が示されている。同図において、単相イン
バータは、直流電源Ｅから供給される直流を交流
に変換して負荷に供給することができる。この直
流を交流に変換するための変換器として、GTO
１，２，３，４が直流電源Ｅと交流出力端子T1，
T2間に設けられている。GTO１のアノードとカ
ソード間に接続されているダイオードD1、抵抗
R1、コンデンサC1はスナバ回路を構成している。
スナバ回路のコンデンサC1（以下スナバコンデン
サと称する）はGTO１のターンオフ時の電圧を
吸収し、ターンオフ時のスイツチングパワを低減
するために設けられている。ダイオードD1は
GTO１がターンオンするときスナバコンデンサ
C1からの放電電流を阻止するために設けられて
いる。すなわち、スナバコンデンサC1が放電す
るとスナバ回路の抵抗R1（以下スナバ抵抗と称す
る）を介して流れることになる。そして、スナバ
コンデンサC1の放電エネルギーを消費するため
にスナバ抵抗R1が設けられている。
又、GTO１がターンオンするときの電流の立
ち上がり上昇率di／dtを抑えると共に、アーム短
絡時の電流を限流するために限流リアクトルL1
が設けられている。限流リアクトルL1にはダイ
オードD2と抵抗R2が並列に接続されている。こ
のダイオードD2はGTO１のターンオン、ターン
オフ時にGTO１に過電圧がかかることを防止す
るために設けられており、抵抗R2はGTO１がタ
ーンオフしてから再びターンオフするまでの間、
限流リアクトルL1に生じるエネルギーを消費さ
せ、GTO１のターンオフ時の電流の立ち上がり
上昇率di／dtの抑制を高めるために設けられてい
る。
ち上がり上昇率di／dtを抑えると共に、アーム短
絡時の電流を限流するために限流リアクトルL1
が設けられている。限流リアクトルL1にはダイ
オードD2と抵抗R2が並列に接続されている。こ
のダイオードD2はGTO１のターンオン、ターン
オフ時にGTO１に過電圧がかかることを防止す
るために設けられており、抵抗R2はGTO１がタ
ーンオフしてから再びターンオフするまでの間、
限流リアクトルL1に生じるエネルギーを消費さ
せ、GTO１のターンオフ時の電流の立ち上がり
上昇率di／dtの抑制を高めるために設けられてい
る。
なお、GTO２，３，４に設けられているスナ
バ抵抗R3，R5，R7、スナバコンデンサC2，C3，
C4、ダイオードD3，D4，D5，D6，D7，D8、抵抗
R4，R6，R8、限流リアクトルL2，L3，L4は、そ
れぞれGTO１に用いられているものと同様の機
能を有するものである。
バ抵抗R3，R5，R7、スナバコンデンサC2，C3，
C4、ダイオードD3，D4，D5，D6，D7，D8、抵抗
R4，R6，R8、限流リアクトルL2，L3，L4は、そ
れぞれGTO１に用いられているものと同様の機
能を有するものである。
又、GTO１，２，３，４のアノードとカソー
ド間にはフリーホイルダイオードD9，D10，D11，
D12が接続されている。
ド間にはフリーホイルダイオードD9，D10，D11，
D12が接続されている。
以上の構成により、第１図に示されているイン
バータにおいて、GTO１，２，３，４をスイツ
チング制御することにより、直流を交流に変換し
て交流出力端子T1，T2間に接続される負荷に供
給することができる。そして、スナバ回路により
GTO１，２，３，４のターンオフ時のスイツチ
ングパワが低減でき、良好なスイツチング動作を
確保することができる。
バータにおいて、GTO１，２，３，４をスイツ
チング制御することにより、直流を交流に変換し
て交流出力端子T1，T2間に接続される負荷に供
給することができる。そして、スナバ回路により
GTO１，２，３，４のターンオフ時のスイツチ
ングパワが低減でき、良好なスイツチング動作を
確保することができる。
ところが、GTO１，２，３，４がターンオン
するときスナバコンデンサC1，C2，C3，C4の放
電エネルギーがそれぞれスナバ抵抗R1，R3，R5，
R7で消費されるようになつているので、スナバ
回路によつて電力が消費される欠点がある。さら
に、GTOのスイツチング動作の動作周波数が高
くなると、損失が増大する。
するときスナバコンデンサC1，C2，C3，C4の放
電エネルギーがそれぞれスナバ抵抗R1，R3，R5，
R7で消費されるようになつているので、スナバ
回路によつて電力が消費される欠点がある。さら
に、GTOのスイツチング動作の動作周波数が高
くなると、損失が増大する。
又、直流電源ＥとGTO１，２，３，４の電源
ラインには、第１図の符号L5で示されるように
配線によるインダクタンスが生じる。そのため、
このインダクタンスL5の両端には、GTO１，２，
３，４がターンオフするとき逆起電力が生じる。
そして、このインダクタンスL5のエネルギーは
直流電圧VDに加算されてスナバコンデンサC1，
C2，C3，C4に印加されるので、スナバコンデン
サC1，C2，C3，C4が過充電される。特に、大容
量のインバータにおいては、インバータを構成す
る各部品が大きくなり、直流電源ＥとGTOとの
距離が長くなりインダクタンスL5の値が大きく
なる。そのため、このような場合には、第２図に
示される如く、スナバコンデンサに印加される電
圧VCの先頭値が直流電圧VDの２倍以上になる。
そして、過充電されたスナバコンデンサC1，C2，
C3，C4の電荷は、それぞれGTO１，２，３，４
がターンオフするときスナバ抵抗R1，R3，R5，
R7を介して放電されるので、スナバ回路による
損失がさらに増大する欠点がある。
ラインには、第１図の符号L5で示されるように
配線によるインダクタンスが生じる。そのため、
このインダクタンスL5の両端には、GTO１，２，
３，４がターンオフするとき逆起電力が生じる。
そして、このインダクタンスL5のエネルギーは
直流電圧VDに加算されてスナバコンデンサC1，
C2，C3，C4に印加されるので、スナバコンデン
サC1，C2，C3，C4が過充電される。特に、大容
量のインバータにおいては、インバータを構成す
る各部品が大きくなり、直流電源ＥとGTOとの
距離が長くなりインダクタンスL5の値が大きく
なる。そのため、このような場合には、第２図に
示される如く、スナバコンデンサに印加される電
圧VCの先頭値が直流電圧VDの２倍以上になる。
そして、過充電されたスナバコンデンサC1，C2，
C3，C4の電荷は、それぞれGTO１，２，３，４
がターンオフするときスナバ抵抗R1，R3，R5，
R7を介して放電されるので、スナバ回路による
損失がさらに増大する欠点がある。
なお、iAはアノード電流であり、VAKはGTO
のアノードとカソード間の電圧である。
のアノードとカソード間の電圧である。
又、従来のインバータにおいて、インバータの
大容量化や動作周波数の高周波化を図るために
は、スナバ抵抗を大容量のものにしなければなら
ないので、インバータが大型化すると共にコスト
高となる欠点がある。
大容量化や動作周波数の高周波化を図るために
は、スナバ抵抗を大容量のものにしなければなら
ないので、インバータが大型化すると共にコスト
高となる欠点がある。
本発明は、前記従来の課題に鑑みなされたもの
で、その目的は、スイツチング素子のターンオフ
時に吸収したエネルギーがスイツチング素子のタ
ーンオン時に熱エネルギーとして消費されるのを
抑制することができるインバータを提供すること
にある。
で、その目的は、スイツチング素子のターンオフ
時に吸収したエネルギーがスイツチング素子のタ
ーンオン時に熱エネルギーとして消費されるのを
抑制することができるインバータを提供すること
にある。
前記目的を達成するために本発明は、スイツチ
ング素子と、このスイツチング素子に逆並列接続
されたフリーホイル用整流素子と、前記スイツチ
ング素子に直列接続されたリアクトルと、コンデ
ンサと整流素子とが直列接続されてその両端が前
記スイツチング素子に並列に接続されたスナバ回
路とを備えたアームを四組有し、これらのアーム
が二組ごとに対を成して分かれ、各対のアームが
スイツチング素子を基準として互いに直列に接続
されてその両端が直流電源に接続され、各対のア
ームの直列接続点が出力端として負荷に接続さ
れ、各アームのスイツチング素子のスイツチング
制御によつて、直流電力を交流電力に変換して負
荷に供給するインバータにおいて、 各アームのスナバ回路用コンデンサと整流素子
との直列接続点と各アームの出力端との間に補助
コンデンサと補助整流素子とが直列接続されて挿
入され、各補助コンデンサの一端側が各出力端に
接続され、各補助整流素子のカソード側がスナバ
回路に接続されており、 各アームの補助コンデンサと補助整流素子との
接続点と直流電源との間に第４整流素子が挿入さ
れ、これら第４整流素子のうち、直流電源の正極
性側に接続されたアームに用いられる第４整流素
子は、アノード側が直流電源の負極性側に接続さ
れ、直流電源の負極性側に接続されたアームに用
いられる第４整流素子は、カソード側が直流電源
の正極性側に接続されていることを特徴とするイ
ンバータを構成したものである。
ング素子と、このスイツチング素子に逆並列接続
されたフリーホイル用整流素子と、前記スイツチ
ング素子に直列接続されたリアクトルと、コンデ
ンサと整流素子とが直列接続されてその両端が前
記スイツチング素子に並列に接続されたスナバ回
路とを備えたアームを四組有し、これらのアーム
が二組ごとに対を成して分かれ、各対のアームが
スイツチング素子を基準として互いに直列に接続
されてその両端が直流電源に接続され、各対のア
ームの直列接続点が出力端として負荷に接続さ
れ、各アームのスイツチング素子のスイツチング
制御によつて、直流電力を交流電力に変換して負
荷に供給するインバータにおいて、 各アームのスナバ回路用コンデンサと整流素子
との直列接続点と各アームの出力端との間に補助
コンデンサと補助整流素子とが直列接続されて挿
入され、各補助コンデンサの一端側が各出力端に
接続され、各補助整流素子のカソード側がスナバ
回路に接続されており、 各アームの補助コンデンサと補助整流素子との
接続点と直流電源との間に第４整流素子が挿入さ
れ、これら第４整流素子のうち、直流電源の正極
性側に接続されたアームに用いられる第４整流素
子は、アノード側が直流電源の負極性側に接続さ
れ、直流電源の負極性側に接続されたアームに用
いられる第４整流素子は、カソード側が直流電源
の正極性側に接続されていることを特徴とするイ
ンバータを構成したものである。
前記した手段によれば、スイツチング素子のタ
ーンオフ時にスナバコンデンサに蓄積されていた
電荷は、スイツチング素子のターンオン時に補助
コンデンサに転送される。そして補助コンデンサ
に蓄えられた電荷はスイツチング素子のターンオ
フ時に負荷を介して放電される。
ーンオフ時にスナバコンデンサに蓄積されていた
電荷は、スイツチング素子のターンオン時に補助
コンデンサに転送される。そして補助コンデンサ
に蓄えられた電荷はスイツチング素子のターンオ
フ時に負荷を介して放電される。
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例を
説明する。
説明する。
第３図には、本発明の好適な実施例が示されて
いる。なお、第１図のものと同一又は相当する部
材には同一の符号が付されている。
いる。なお、第１図のものと同一又は相当する部
材には同一の符号が付されている。
本実施例は、第１図の場合と異なり、GTO１，
２，３，４と直列接続される限流リアクトルL1，
L2，L3，L4が交流出力端子T1，T2に接続されて
おり、スナバコンデンサC1，C3がGTO１，３の
アノード側に、スナバコンデンサC2，C4がGTO
２，４のカソード側にそれぞれ接続されている。
そして、スナバコンデンサC1，C2，C3，C4はそ
れぞれダイオードD1，D3，D5，D7を介してGTO
１，２，３，４のカソード側に接続されている。
２，３，４と直列接続される限流リアクトルL1，
L2，L3，L4が交流出力端子T1，T2に接続されて
おり、スナバコンデンサC1，C3がGTO１，３の
アノード側に、スナバコンデンサC2，C4がGTO
２，４のカソード側にそれぞれ接続されている。
そして、スナバコンデンサC1，C2，C3，C4はそ
れぞれダイオードD1，D3，D5，D7を介してGTO
１，２，３，４のカソード側に接続されている。
又、スナバコンデンサC1，C2とダイオードD1，
D3の接続部はそれぞれダイオードD13，D14とス
ナバコンデンサC1，C2の電荷を蓄えるための補
助コンデンサC5，C6を介して交流出力端子T1に
接続されている。スナバコンデンサC3，C4とダ
イオードD5，D7の接続部はそれぞれダイオード
D15，D16とスナバコンデンサC3，C4の電荷を蓄
えるための補助コンデンサC7，C8を介して交流
出力端子T2に接続されている。
D3の接続部はそれぞれダイオードD13，D14とス
ナバコンデンサC1，C2の電荷を蓄えるための補
助コンデンサC5，C6を介して交流出力端子T1に
接続されている。スナバコンデンサC3，C4とダ
イオードD5，D7の接続部はそれぞれダイオード
D15，D16とスナバコンデンサC3，C4の電荷を蓄
えるための補助コンデンサC7，C8を介して交流
出力端子T2に接続されている。
ダイオードD13，D14と補助コンデンサC5，C7
の接続部はそれぞれダイオードD17，D18を介し
て直流電源Ｅの負極性側に接続されている。
の接続部はそれぞれダイオードD17，D18を介し
て直流電源Ｅの負極性側に接続されている。
ダイオードD14，D16と補助コンデンサC6，C8
の接続部はそれぞれダイオードD19，D20を介し
て直流電源Ｅの正極性側に接続されている。
の接続部はそれぞれダイオードD19，D20を介し
て直流電源Ｅの正極性側に接続されている。
なお、各GTOに限流リアクトルが設けられて
いるのは、アーム短絡が生じたときの限流作用を
強めるためである。また、補助コンデンサC5，
C6，C7，C8はスナバコンデンサC1，C2，C3，C4
よりも大容量のものが用いられている。
いるのは、アーム短絡が生じたときの限流作用を
強めるためである。また、補助コンデンサC5，
C6，C7，C8はスナバコンデンサC1，C2，C3，C4
よりも大容量のものが用いられている。
以上の構成により本実施例においては、前述の
第１図の場合と同様に、直流電力を交流電力に変
換して負荷に供給することができる。
第１図の場合と同様に、直流電力を交流電力に変
換して負荷に供給することができる。
本実施例は、第１図においてGTOがターンオ
ンしたときに、スナバコンデンサに充電されてい
た電荷をスナバ抵抗で消費させるようにしていた
のとは異なり、GTOがターンオンしたときに、
スナバコンデンサの電荷が補助コンデンサに転送
されるようになつている。
ンしたときに、スナバコンデンサに充電されてい
た電荷をスナバ抵抗で消費させるようにしていた
のとは異なり、GTOがターンオンしたときに、
スナバコンデンサの電荷が補助コンデンサに転送
されるようになつている。
即ち、GTO１がターンオンすると、スナバコ
ンデンサC1の放電電流はGTO１、限流リアクト
ルL1、補助コンデンサC5、ダイオードD13のルー
プで流れ、スナバコンデンサC1の電荷が補助コ
ンデンサC5に充電される。このとき、GTO２は
ターンオフされているので、GTO２には直流電
圧が印加される。
ンデンサC1の放電電流はGTO１、限流リアクト
ルL1、補助コンデンサC5、ダイオードD13のルー
プで流れ、スナバコンデンサC1の電荷が補助コ
ンデンサC5に充電される。このとき、GTO２は
ターンオフされているので、GTO２には直流電
圧が印加される。
次に、GTO１がターンオフすると、負荷のエ
ネルギーにより、GTO４、フリーホイルダイオ
ードD10、限流リアクトルL2の閉ループを循環電
流が流れ続けるので、GTO２の端子電圧はほぼ
OVになる。このため、補助コンデンサC5に蓄積
された電荷は負荷とダイオードD17を介して放電
される。即ち、ダイオードD17は、補助コンデン
サC5に蓄積されたエネルギーを負荷を介して放
出する回路として、補助コンデンサC5に接続さ
れている。
ネルギーにより、GTO４、フリーホイルダイオ
ードD10、限流リアクトルL2の閉ループを循環電
流が流れ続けるので、GTO２の端子電圧はほぼ
OVになる。このため、補助コンデンサC5に蓄積
された電荷は負荷とダイオードD17を介して放電
される。即ち、ダイオードD17は、補助コンデン
サC5に蓄積されたエネルギーを負荷を介して放
出する回路として、補助コンデンサC5に接続さ
れている。
また、補助コンデンサC5の電荷が放電される
ときには、GTO２のスナバコンデンサC2の電荷
はダイオードD14、補助コンデンサC6、負荷を介
して放電される。この放電によりスナバコンデン
サC2の電荷は補助コンデンサC6に蓄積される。
補助コンデンサに蓄積された電荷は、次にGTO
１がターンオンするときに負荷とダイオードD19
を介して放電される。即ち、補助コンデンサC6
に蓄積された電荷は、GTO１がターンオンした
ときに、ダイオードD19、GTO１、限流リアクト
ルL1のループを介して放出される。しかし、こ
のループにはほとんど損失がないので、補助コン
デンサC6から放出された電荷は極性が反転され
て再び補助コンデンサC6に充電される。しかも、
このときスナバコンデンサC2は既に電源電圧ま
で充電されているので、結局は、補助コンデンサ
C6の電荷は、端子T1，T2間に接続された負荷を
介して放出されることになる。
ときには、GTO２のスナバコンデンサC2の電荷
はダイオードD14、補助コンデンサC6、負荷を介
して放電される。この放電によりスナバコンデン
サC2の電荷は補助コンデンサC6に蓄積される。
補助コンデンサに蓄積された電荷は、次にGTO
１がターンオンするときに負荷とダイオードD19
を介して放電される。即ち、補助コンデンサC6
に蓄積された電荷は、GTO１がターンオンした
ときに、ダイオードD19、GTO１、限流リアクト
ルL1のループを介して放出される。しかし、こ
のループにはほとんど損失がないので、補助コン
デンサC6から放出された電荷は極性が反転され
て再び補助コンデンサC6に充電される。しかも、
このときスナバコンデンサC2は既に電源電圧ま
で充電されているので、結局は、補助コンデンサ
C6の電荷は、端子T1，T2間に接続された負荷を
介して放出されることになる。
なお、GTO１がターンオフ状態でGTO２がタ
ーンオンしたときも前述と同様な動作が繰り返さ
れる。又、GTO３，４がそれぞれターンオン、
ターンオフする場合も前述と同様な動作となる。
ーンオンしたときも前述と同様な動作が繰り返さ
れる。又、GTO３，４がそれぞれターンオン、
ターンオフする場合も前述と同様な動作となる。
このような本実施例によれば、GTOがターン
オンしたとき、スナバコンデンサに充電されてい
た電荷を補助コンデンサに蓄えることができるの
で、従来のようなスナバ抵抗を必要としない。そ
のため、装置の小型化が図れると共に、損失を低
減することができる。
オンしたとき、スナバコンデンサに充電されてい
た電荷を補助コンデンサに蓄えることができるの
で、従来のようなスナバ抵抗を必要としない。そ
のため、装置の小型化が図れると共に、損失を低
減することができる。
又、さらに、GTOがターンオンしたとき蓄え
られた電荷をGTOがターンオフするとき負荷へ
エネルギーとして供給できるので、損失を低減で
き、電力を有効に利用できる。
られた電荷をGTOがターンオフするとき負荷へ
エネルギーとして供給できるので、損失を低減で
き、電力を有効に利用できる。
又、本実施例においては、配線によるインダク
タンスL5のエネルギーにより過充電されるスナ
バコンデンサの電荷を電源に回生できる。
タンスL5のエネルギーにより過充電されるスナ
バコンデンサの電荷を電源に回生できる。
すなわち、スナバコンデンサC1が過充電され
た場合は、この電荷は、ダイオードD17，D18、
スナバコンデンサC1、直流電源Ｅのループによ
り電源に回生され、スナバコンデンサC2が過充
電された場合は、ダイオードD14，D15を介して
電源に回生される。なお、スナバコンデンサC3，
C4が過充電された場合も同様に充電電荷は電源
に回生される。
た場合は、この電荷は、ダイオードD17，D18、
スナバコンデンサC1、直流電源Ｅのループによ
り電源に回生され、スナバコンデンサC2が過充
電された場合は、ダイオードD14，D15を介して
電源に回生される。なお、スナバコンデンサC3，
C4が過充電された場合も同様に充電電荷は電源
に回生される。
このように本実施例によれば、配線によるイン
ダクダンスの値が大きくても、スナバコンデンサ
に過充電された電荷は電源に回生されるので、損
失を低減できると共にGTOを保護することがで
きる。
ダクダンスの値が大きくても、スナバコンデンサ
に過充電された電荷は電源に回生されるので、損
失を低減できると共にGTOを保護することがで
きる。
第４図にはGTOがターンオンしたときスナバ
コンデンサから流れるアノード電流iAとアノー
ド電圧VAKの波形図が示されている。同図におい
て、鎖線は従来のインバータにおける波形図であ
り、実線は本実施例による波形図である。
コンデンサから流れるアノード電流iAとアノー
ド電圧VAKの波形図が示されている。同図におい
て、鎖線は従来のインバータにおける波形図であ
り、実線は本実施例による波形図である。
本実施例によるアノード電流iAは尖頭値が大
きくなつているが、GTOのターンオン初期のア
ノード電流iAの値が小さくなつている。このこ
とは、GTOのターンオン初期の電流の立ち上が
り上昇率di／dtが限流リアクトルによつて抑えら
れているためである。一方、従来の場合は、アノ
ード電流iAの値が小さくなつている。このこと
は、スナバ抵抗によつてアノード電流iAの尖頭
値が抑えられているためである。しかし、GTO
のターンオン初期のアノード電流iAとアノード
電圧VAKの値が本実施例よりも大きくなつてい
る。このことは、本実施例の場合よりもGTOの
素子内部での電流の局部集中が大きいことを示し
ている。すなわち、GTOは、GTOがターンオン
すると素子内部の狭い領域が最初に導通状態とな
り、時間の経過と共に、オン領域が広くなるよう
になつている。そのため、GTOのターンオン時
のアノード電流iAの立ち上がり上昇率di／dtが一
定であれば、GTOの素子内部の電流密度の最大
値は時間の経過と共に小さくなる関係にある。従
つて、GTOのターンオン初期のアノード電流iA
の値が小さいことは、GTOの素子内部での電流
の局部集中が小さいことになる。このことは、本
実施例において、アノード電流iAの値が増大し
ても、アノード電圧VAKの値が小さくなつている
ことからも明らかである。
きくなつているが、GTOのターンオン初期のア
ノード電流iAの値が小さくなつている。このこ
とは、GTOのターンオン初期の電流の立ち上が
り上昇率di／dtが限流リアクトルによつて抑えら
れているためである。一方、従来の場合は、アノ
ード電流iAの値が小さくなつている。このこと
は、スナバ抵抗によつてアノード電流iAの尖頭
値が抑えられているためである。しかし、GTO
のターンオン初期のアノード電流iAとアノード
電圧VAKの値が本実施例よりも大きくなつてい
る。このことは、本実施例の場合よりもGTOの
素子内部での電流の局部集中が大きいことを示し
ている。すなわち、GTOは、GTOがターンオン
すると素子内部の狭い領域が最初に導通状態とな
り、時間の経過と共に、オン領域が広くなるよう
になつている。そのため、GTOのターンオン時
のアノード電流iAの立ち上がり上昇率di／dtが一
定であれば、GTOの素子内部の電流密度の最大
値は時間の経過と共に小さくなる関係にある。従
つて、GTOのターンオン初期のアノード電流iA
の値が小さいことは、GTOの素子内部での電流
の局部集中が小さいことになる。このことは、本
実施例において、アノード電流iAの値が増大し
ても、アノード電圧VAKの値が小さくなつている
ことからも明らかである。
このように本実施例によれば、GTO素子内部
での電流の局部集中を抑えることができるので、
インバータの信頼性の向上が図れる。
での電流の局部集中を抑えることができるので、
インバータの信頼性の向上が図れる。
なお、本実施例においては、単相インバータに
ついて述べたが、本実施例を３相インバータに適
用できることはいうまでもない。
ついて述べたが、本実施例を３相インバータに適
用できることはいうまでもない。
以上説明したように、本発明によれば、スイツ
チング素子のターンオフ時に主コンデンサに蓄積
された電荷を、スイツチング素子のターンオン時
に補助コンデンサに転送し、補助コンデンサに蓄
えられた電荷をスイツチング素子のターンオフ時
に負荷を介して放電するようにしたため、スイツ
チング素子のターンオフ時に吸収したエネルギー
がスイツチング素子のターンオン時に熱エネルギ
ーとして消費されるのを抑制することができ、イ
ンバータにおける損失の低減に寄与することがで
きる。
チング素子のターンオフ時に主コンデンサに蓄積
された電荷を、スイツチング素子のターンオン時
に補助コンデンサに転送し、補助コンデンサに蓄
えられた電荷をスイツチング素子のターンオフ時
に負荷を介して放電するようにしたため、スイツ
チング素子のターンオフ時に吸収したエネルギー
がスイツチング素子のターンオン時に熱エネルギ
ーとして消費されるのを抑制することができ、イ
ンバータにおける損失の低減に寄与することがで
きる。
第１図は、従来の単相インバータの構成図、第
２図は、第１図に示されているGTOの動作波形
図、第３図は、本発明に係る実施例を示す構成
図、第４図は、本発明と従来例を比較するための
GTOの動作波形図である。 １，２，３，４……GTO、C1，C2，C3，C4…
…スナバコンデンサ、L1，L2，L3，L4……限流
リアクトル、Ｅ……直流電源、T1，T2……交流
出力端子、C5，C6，C7，C8……補助コンデンサ、
D1〜D8，D13〜D20……ダイオード、D9，D10，
D11，D12……フリーホイルダイオード。
２図は、第１図に示されているGTOの動作波形
図、第３図は、本発明に係る実施例を示す構成
図、第４図は、本発明と従来例を比較するための
GTOの動作波形図である。 １，２，３，４……GTO、C1，C2，C3，C4…
…スナバコンデンサ、L1，L2，L3，L4……限流
リアクトル、Ｅ……直流電源、T1，T2……交流
出力端子、C5，C6，C7，C8……補助コンデンサ、
D1〜D8，D13〜D20……ダイオード、D9，D10，
D11，D12……フリーホイルダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ スイツチング素子と、このスイツチング素子
に逆並列接続されたフリーホイル用整流素子と、
前記スイツチング素子に直列接続されたリアクト
ルと、コンデンサと整流素子とが直列接続されて
その両端が前記スイツチング素子に並列に接続さ
れたスナバ回路とを備えたアームを四組有し、こ
れらのアームが二組ごとに対を成して分かれ、各
対のアームがスイツチング素子を基準として互い
に直列に接続されてその両端が直流電源に接続さ
れ、各対のアームの直列接続点が出力端として負
荷に接続され、各アームのスイツチング素子のス
イツチング制御によつて、直流電力を交流電力に
変換して負荷に供給するインバータにおいて、 各アームのスナバ回路用コンデンサと整流素子
との直列接続点と各アームの出力端との間に補助
コンデンサと補助整流素子とが直列接続されて挿
入され、各補助コンデンサの一端側が各出力端に
接続され、各補助整流素子のカソード側がスナバ
回路に接続されており、 各アームの補助コンデンサと補助整流素子との
接続点と直流電源との間に第４整流素子が挿入さ
れ、これら第４整流素子のうち、直流電源の正極
性側に接続されたアームに用いられる第４整流素
子は、アノード側が直流電源の負極性側に接続さ
れ、直流電源の負極性側に接続されたアームに用
いられる第４整流素子は、カソード側が直流電源
の正極性側に接続されていることを特徴とするイ
ンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56103391A JPS586078A (ja) | 1981-07-03 | 1981-07-03 | インバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56103391A JPS586078A (ja) | 1981-07-03 | 1981-07-03 | インバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS586078A JPS586078A (ja) | 1983-01-13 |
| JPH0444510B2 true JPH0444510B2 (ja) | 1992-07-21 |
Family
ID=14352765
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56103391A Granted JPS586078A (ja) | 1981-07-03 | 1981-07-03 | インバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS586078A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59178975A (ja) * | 1983-03-29 | 1984-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ |
| JPH06106022B2 (ja) * | 1984-10-22 | 1994-12-21 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
| JP2555621B2 (ja) * | 1987-08-28 | 1996-11-20 | 富士電機株式会社 | インバ−タのエネルギ−回収回路 |
| JP2674341B2 (ja) * | 1991-03-27 | 1997-11-12 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置のスナバ回路 |
| JP4926595B2 (ja) * | 2006-08-07 | 2012-05-09 | アロン化成株式会社 | 管継手の取付補助具 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5725172A (en) * | 1980-07-17 | 1982-02-09 | Toshiba Corp | Power converter |
-
1981
- 1981-07-03 JP JP56103391A patent/JPS586078A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS586078A (ja) | 1983-01-13 |
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