JPH1052063A

JPH1052063A - 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置

Info

Publication number: JPH1052063A
Application number: JP8202589A
Authority: JP
Inventors: Yuji Takahashi; 雄治高橋; Hiroyuki Kudo; 啓之工藤; Masahiko Kamata; 征彦鎌田; Keiichi Shimizu; 恵一清水
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 1996-07-31
Filing date: 1996-07-31
Publication date: 1998-02-20

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング手段を用いて非平滑直流電圧から
高周波電圧を得るとともに、前記非平滑直流電圧の波高
値が高い期間で、入力電流の低歪化を図る。【解決手段】出力制御回路２３はフィルタ３１と抵抗Ｒ
１，Ｒ２とコンデンサＣ１と誤差アンプ３２と直流定電
圧源３３と発振器３４と比較器３５と駆動回路３６とか
ら構成される。力制御回路２３は、それぞれ発振信号ａ
１，ｂ１を充電側及び放電側のスイッチング手段２１，
２２に供給し、充電側及び放電側のスイッチング手段２
１，２２を交互にオンオフするとともに、これら充電側
及び放電側のスイッチング手段２１，２２のオンデュー
ティ比を前記ピーク値検出回路２８からのピーク値検出
電圧が一定に近づくように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング手段
を用いて高周波電圧を得る電源装置、放電灯点灯装置及
び照明装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、スイッチング手段を用いて非平滑
直流電圧から高周波電圧を得る放電灯点灯装置として
は、特開平８−９８５５５号公報に記載の放電灯点灯装
置のように、交流電源からの入力力率を向上し、入力電
流の歪を低減できるものが開発されている。

【０００３】図９はこのような交流電源からの入力力率
を向上し、入力電流の歪を低減できる従来の放電灯点灯
装置の一例を示す回路図である。

【０００４】図９において、交流電源５１例えば商用交
流電源の一方の出力端子は、チョークコイルＬ５１を介
して整流回路５２例えばダイオードブリッジにより全波
整流器の一方の入力端子に接続され、交流電源５１の他
方の出力端子は、チョークコイルＬ５２を介して整流回
路５２の他方の入力端子に接続される。チョークコイル
Ｌ５１とチョークコイルＬ５２とは磁気的に結合してい
る。

【０００５】整流回路５２の入力端子間には、コンデン
サＣ５１が接続されている。

【０００６】整流回路５２の正極側の出力端子は、イン
バータ６０の正極側の入力端子に接続される。整流回路
５２の負極側の出力端子は、インバータ６０の負極側の
入力端子に接続される。

【０００７】インバータ６０は、第１のスイッチング手
段６１例えばＭＯＳＦＥＴと、第２のスイッチング手段
６２例えばＭＯＳＦＥＴと、ダイオードＤ５１と出力制
御回路６３と、第１のコンデンサＣ１１例えば電解コン
デンサと、第２のコンデンサＣ１２と、インダクタ６４
たとえばインバータトランスとから構成されている。

【０００８】以下、インバータ６０について詳細に説明
する。

【０００９】インバータ６０の正極側の入力端子は、出
力制御回路６３の正極側の入力端子に接続される。イン
バータ６０の負極側の入力端子は、出力制御回路６３の
負極側の入力端子に接続される。

【００１０】また、インバータ６０の正極側の入力端子
は、ダイオードＤ５１のアノード・カソード路とスイッ
チング手段６１のドレイン・ソース路とスイッチング手
段６２のドレイン・ソース路との直列接続を介してのイ
ンバータ６０の負極側の入力端子に接続されるととも
に、コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２との並列接続
を介してインバータ６０の負極側の入力端子に接続され
る。

【００１１】スイッチング手段６１，６２の接続点は、
インダクタ６４の一次巻線Ｌ６１を介してコンデンサＣ
１１とコンデンサＣ１２との接続点に接続される。この
ような接続により、コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ
１２は、それぞれスイッチング手段６１，６２に並列的
に設けられる。

【００１２】出力制御回路６３は、それぞれ発振信号ａ
５，ｂ５を第１及び第２のスイッチング手段６１，６２
に供給し、第１及び第２のスイッチング手段６１，６２
を交互にオンオフするとともに、これら第１及び第２の
スイッチング手段６１，６２のオンデューティ比を整流
回路５２の出力電圧に基づいて制御するようになってい
る。

【００１３】放電灯６５の一方の入力端子は、インダク
タ６４の二次巻線Ｌ６２の一端に接続されている。放電
灯６５の他方の入力端子は、インダクタ６４の二次巻線
Ｌ６２の他端に接続されている。放電灯６５の両端子間
にはコンデンサＣ１３が接続される。このような接続に
より、放電灯６５とコンデンサＣ１３は、出力回路６６
を構成している。

【００１４】コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２とで
は、スイッチング手段６１に並列的に設けられるコンデ
ンサＣ１１の方が容量が大きくなっている。

【００１５】次に、出力制御回路６３について詳細に説
明する。

【００１６】出力制御回路６３は、オンデューティ可変
回路７１と、駆動回路７２とから構成されている。

【００１７】オンデューティ可変回路７１は、整流回路
５２からの出力電圧を検出し、この検出結果に基づいて
駆動回路７２が出力する発振信号ａ５，ｂ５のデューテ
ィ比の可変制御を行うようになっている。具体的に説明
すると、電圧ＶDC5 が波高値の大きいときは、発振信号
ｂ５がハイレベルとなるデューティ比を小さくし、発振
信号ａ５がハイレベルとなるデューティ比を大きくし、
第２のスイッチング手段６２のオンデューティ比を小さ
くし、第１のスイッチング手段６１のオンデューティ比
を大きくする。電圧ＶDC5 が波高値の小さいときは、発
振信号ｂ５がハイレベルとなるデューティ比を大きく
し、発振信号ａ５がハイレベルとなるデューティ比を小
さくし、第２のスイッチング手段６２のオンデューティ
比を大きくし、第１のスイッチング手段６１のオンデュ
ーティ比を小さくする。

【００１８】このような従来の放電灯点灯装置の動作を
図１０を参照して説明する。

【００１９】図１０は図９の出力制御回路６３による整
流回路５２の出力電圧とスイッチング手段６１，６２の
オン時間の関係を示すタイミングチャートであり、図２
（ａ）は整流回路５２の出力電圧を示し、図２（ｂ）は
スイッチング手段６１，６２のオン時間を示している。

【００２０】図１０において、出力制御回路６３は、整
流回路５２の出力電圧（交流電源５１の出力電圧）の波
高値の大きいときは、第２のスイッチング手段６２のオ
ン期間を小さくし、第１のスイッチング手段６１のオン
期間を大きくする。また、出力制御回路６３は、整流回
路５２の出力電圧の波高値の小さいときは、スイッチン
グ手段６２のオン期間を大きくし、スイッチング手段６
１のオン期間を小さくする。したがって、第１のスイッ
チング手段６１のオン期間は、第２のスイッチング６２
と逆の関係に変化する。

【００２１】つぎに、このような従来の放電灯点灯装置
の動作について説明する。

【００２２】まず、交流電源５１の電圧をチョークコイ
ルＬ５１，Ｌ５２とコンデンサＣ５１によるフィルタ回
路にてノイズを除去し、整流回路５２で全波整流する。
一方、出力制御回路６３は、スイッチング手段６１，６
２を交流電源５１より高い周波数にて交互にスイッチン
グして、インダクタ６４の二次巻線Ｌ６１に高周波交流
電圧を誘起して、放電灯６５を高周波点灯させる。ま
た、コンデンサＣ１２及びインダクタ６４にて共振電圧
を発生し、この共振電圧の作用により、コンデンサＣ１
１の電圧をスイッチング手段６１，６２のスイッチング
の１周期中に整流回路５２で整流された非平滑直流電圧
より低くしようとする。これにより、整流回路５２で整
流された電圧の波高値が低い期間でも力率改善電流を流
して、交流電源からの入力力率を向上し、入力電流の低
歪化を図ることができる。

【００２３】しかしながら、このような従来の放電点灯
装置では、整流回路５２で整流された電源電圧のピーク
付近では、インバータ６０に入るエネルギーが大きくな
り、インバータ６０への入力電流が三角波状に近付く。
このため電圧の波高値が高い期間では、入力電流の低歪
化の改善を図る余地があった。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の放電
灯点灯装置によれば、交流電源からの入力力率を向上す
ることができるが、整流回路で整流された非平滑直流電
圧のピーク付近では、インバータに入るエネルギーが大
きくなり、インバータへの入力電流が三角波状に近付
く。このため電圧の波高値が高い期間では、入力電流の
低歪化の改善を図る余地があった。

【００２５】そこで本発明は、スイッチング手段を用い
て非平滑直流電圧から高周波電圧を得るとともに、前記
非平滑直流電圧の波高値が高い期間で、入力電流の低歪
化を図ることができる電源装置、放電灯点灯装置及び照
明装置の提供を目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の電源装置
は、交流電源の出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出
力する整流回路と；この前記整流回路の出力端子間のそ
れぞれハイサイド及びローサイド側に直列的に設けられ
た充電側及び放電側のスイッチング手段と；この放電側
のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的に大容
量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチング手
段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダクタ
と；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定され、
前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電側の
スイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を形成
する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２のコ
ンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回路
と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピー
ク値を検出し、電流ピーク値検出電圧を出力する電流ピ
ーク値検出回路と；このピーク値検出回路からの電流ピ
ーク値検出電圧が反転入力端子に導かれ、基準電圧が非
反転入力端子に導かれ、前記電流ピーク値検出電圧の前
記基準電圧からの誤差を検出し、この検出結果の出力電
圧を出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電側のス
イッチング手段のスイッチング周波数の鋸歯状波の出力
を行う発振器と；前記誤差アンプからの出力電圧が非反
転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸歯状波が反転
入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの出力電圧と前
記鋸歯状波との比較を行い、この比較結果の出力を行う
比較器と；この比較器の出力がハイレベルの場合、前記
放電側のスイッチング手段をオンし、前記充電側のスイ
ッチング手段をオフし、該比較器の出力がローレベルの
場合、前記放電側のスイッチング手段をオフし、前記充
電側のスイッチング手段をオンする駆動回路と；を具備
したことを特徴とする。

【００２７】請求項２記載の電源装置は、請求項１記載
の電源装置であって、前記比較器において、前記誤差ア
ンプからの出力電圧が非反転入力端子に導かれ、前記発
振器からの鋸歯状波が反転入力端子に導かれ、前記誤差
アンプからの出力電圧と前記鋸歯状波との比較を行い、
前記誤差アンプからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大
きい場合、ハイレベルの出力を行い、前記誤差アンプか
らの出力電圧が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場
合にローレベルの出力を行うことを特徴とする前記誤差
アンプからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大きい場
合、ハイレベルの出力を行い、前記誤差アンプからの出
力電圧が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場合にロ
ーレベルの出力を行うことを特徴とする。

【００２８】請求項３記載の電源装置は、交流電源の出
力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間のそれぞれハイサイ
ド及びローサイド側に直列的に設けられた充電側及び放
電側のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング
手段と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコン
デンサと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコ
ンデンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコ
ンデンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイ
ッチング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段
及び前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデ
ンサと；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に
基づいて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のス
イッチング手段に流れる電流のピーク値を検出し、電流
ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；
このピーク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧が反
転入力端子に導かれ、基準電圧が非反転入力端子に導か
れ、前記電流ピーク値検出電圧の前記基準電圧からの誤
差を検出し、この検出結果の出力電圧を出力する誤差ア
ンプと；前記充電側及び放電側のスイッチング手段のス
イッチング周波数の鋸歯状波の出力を行う発振器と；前
記誤差アンプからの出力電圧が反転入力端子に導かれ、
前記発振器からの鋸歯状波が非反転入力端子に導かれ、
前記誤差アンプからの出力電圧と前記鋸歯状波との比較
を行い、この比較結果の出力を行う比較器と；この比較
器の出力がハイレベルの場合、前記放電側のスイッチン
グ手段をオフし、前記充電側のスイッチング手段をオン
し、該比較器の出力がローレベルの場合、前記放電側の
スイッチング手段をオンし、前記充電側のスイッチング
手段をオフする駆動回路と；を具備したことを特徴とす
る。

【００２９】請求項４記載の電源装置は、請求項３記載
の電源装置であって、前記比較器において、前記誤差ア
ンプからの出力電圧が反転入力端子に導かれ、前記発振
器からの鋸歯状波が非反転入力端子に導かれ、前記誤差
アンプからの出力電圧と前記鋸歯状波との比較を行い、
前記誤差アンプからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大
きい場合、ハイレベルの出力を行い、前記誤差アンプか
らの出力電圧が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場
合にローレベルの出力を行うことを特徴とする。

【００３０】請求項５記載の電源装置は、交流電源の出
力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間のそれぞれハイサイ
ド及びローサイド側に直列的に設けられた充電側及び放
電側のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング
手段と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコン
デンサと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコ
ンデンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコ
ンデンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイ
ッチング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段
及び前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデ
ンサと；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に
基づいて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のス
イッチング手段に流れる電流のピーク値を検出し、電流
ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；
このピーク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧が非
反転入力端子に導かれ、基準電圧が反転入力端子に導か
れ、前記電流ピーク値検出電圧の前記基準電圧からの誤
差を検出し、この検出結果の出力電圧を出力する誤差ア
ンプと；前記充電側及び放電側のスイッチング手段のス
イッチング周波数の鋸歯状波の出力を行う発振器と；前
記誤差アンプからの出力電圧が非反転入力端子に導か
れ、前記発振器からの鋸歯状波が反転入力端子に導か
れ、前記誤差アンプからの出力電圧と前記鋸歯状波との
比較を行い、この比較結果の出力を行う比較器と；この
比較器の出力がハイレベルの場合、前記放電側のスイッ
チング手段をオフし、前記充電側のスイッチング手段を
オンし、該比較器の出力がローレベルの場合、前記放電
側のスイッチング手段をオンし、前記充電側のスイッチ
ング手段をオフする駆動回路と；を具備したことを特徴
とする。

【００３１】請求項６記載の電源装置は、請求項５記載
の電源装置であって、前記比較器において、前記誤差ア
ンプからの出力電圧が非反転入力端子に導かれ、前記発
振器からの鋸歯状波が反転入力端子に導かれ、前記誤差
アンプからの出力電圧と前記鋸歯状波との比較を行い、
前記誤差アンプからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大
きい場合、ハイレベルの出力を行い、前記誤差アンプか
らの出力電圧が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場
合にローレベルの出力を行うことを特徴とする。

【００３２】請求項７記載の電源装置は、交流電源の出
力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間のそれぞれハイサイ
ド及びローサイド側に直列的に設けられた充電側及び放
電側のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング
手段と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコン
デンサと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコ
ンデンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコ
ンデンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイ
ッチング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段
及び前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデ
ンサと；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に
基づいて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のス
イッチング手段に流れる電流のピーク値を検出し、電流
ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；
このピーク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧が非
反転入力端子に導かれ、基準電圧が反転入力端子に導か
れ、前記電流ピーク値検出電圧の前記基準電圧からの誤
差を検出し、この検出結果の出力電圧を出力する誤差ア
ンプと；前記充電側及び放電側のスイッチング手段のス
イッチング周波数の鋸歯状波の出力を行う発振器と；前
記誤差アンプからの出力電圧が反転入力端子に導かれ、
前記発振器からの鋸歯状波が非反転入力端子に導かれ、
前記誤差アンプからの出力電圧と前記鋸歯状波との比較
を行い、この比較結果の出力を行う比較器と；この比較
器の出力がハイレベルの場合、前記放電側のスイッチン
グ手段をオンし、前記充電側のスイッチング手段をオフ
し、該比較器の出力がローレベルの場合、前記放電側の
スイッチング手段をオフし、前記充電側のスイッチング
手段をオンする駆動回路と；を具備したことを特徴とす
る。

【００３３】請求項８記載の電源装置は、請求項７記載
の電源装置であって、前記比較器において、前記誤差ア
ンプからの出力電圧が反転入力端子に導かれ、前記発振
器からの鋸歯状波が非反転入力端子に導かれ、前記誤差
アンプからの出力電圧と前記鋸歯状波との比較を行い、
前記誤差アンプからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大
きい場合、ハイレベルの出力を行い、前記誤差アンプか
らの出力電圧が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場
合にローレベルの出力を行うことを特徴とする。

【００３４】請求項９記載の放電灯点灯装置電源装置
は、請求項１乃至８のいずれか一記載の電源装置の出力
回路に放電灯を設けていることを特徴とする。

【００３５】請求項１０記載の照明装置は、請求項９記
載の放電灯点灯装置と；この放電灯点灯装置を収容する
照明器具本体とを具備したことを特徴とする。

【００３６】請求項１乃至１０記載の構成によれば、誤
差アンプと、発振器と、比較器と、駆動回路とにより放
電側のスイッチング手段に流れる電流のピーク値を一定
に近付くように制御することができるので、整流回路で
整流された非平滑直流電圧のピーク値付近において、整
流回路からの入力電流が３角波状になるのを防止でき、
これにより、スイッチング手段を用いて前記非平滑直流
電圧から高周波電圧を得るとともに、前記非平滑直流電
圧の波高値が高い期間で、入力電流の低歪化を図ること
ができる。

【００３７】請求項９記載の構成によれば、請求項１乃
至８のいずれか一記載の電源装置を放電灯点灯装置電源
装置に適用できる。

【００３８】請求項１０記載の構成によれば、請求項９
記載の放電灯点灯装置を照明装置に適用できる。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の発明の実施の形態
を図面を参照して説明する。

【００４０】図１は本発明に係る電源回路の第１の発明
の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回
路図である。

【００４１】図１において、交流電源１１例えば商用交
流電源の一方の出力端子は、チョークコイルＬ１１を介
して整流回路１２例えばダイオードブリッジにより全波
整流器の一方の入力端子に接続され、交流電源１１の他
方の出力端子は、チョークコイルＬ１２を介して整流回
路１２の他方の入力端子に接続される。チョークコイル
Ｌ１１とチョークコイルＬ１２とは磁気的に結合してい
る。

【００４２】整流回路１２の入力端子間には、コンデン
サＣ１０が接続されている。

【００４３】このような接続により整流回路１２は、交
流電源の出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する
ようになっている。

【００４４】整流回路１２の正極側の出力端子は、イン
バータ２０の正極側の入力端子に接続される。整流回路
１２の負極側の出力端子は、インバータ２０の負極側の
入力端子に接続される。

【００４５】インバータ２０は、ダイオードＤ１１と、
充電側のスイッチング手段２１例えばＭＯＳＦＥＴと、
放電側のスイッチング手段２２例えばＭＯＳＦＥＴと、
出力制御回路２３と、第１のコンデンサＣ１１例えば電
解コンデンサと、第２のコンデンサＣ１２と、インダク
タ２４たとえばインバータトランスと、電流検出回路２
７とから構成されている。

【００４６】以下、インバータ２０について詳細に説明
する。

【００４７】インバータ２０の正極側の入力端子は、出
力制御回路２３の正極側の入力端子に接続される。イン
バータ２０の負極側の入力端子は、出力制御回路２３の
負極側の入力端子に接続される。

【００４８】また、インバータ２０の正極側の入力端子
は、ダイオードＤ１１のアノード・カソード路と、スイ
ッチング手段２１のドレイン・ソース路と、電流検出回
路２７と、スイッチング手段２２のドレイン・ソース路
と、電流検出回路２７との直列接続を介してのインバー
タ２０の負極側の入力端子に接続されるとともに、コン
デンサＣ１２とコンデンサＣ１１との直列接続を介して
インバータ２０の負極側の入力端子に接続される。

【００４９】スイッチング手段２１，２２との接続点
は、インダクタ２４の一次巻線Ｌ２１を介してコンデン
サＣ１１とコンデンサＣ１２との接続点に接続される。
このような接続により、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、
それぞれ放電側及び充電側のスイッチング手段２２，２
１に並列的に設けられる。

【００５０】電流ピーク値検出回路２７は、放電側のス
イッチング手段２２に流れる電流のピーク値を検出し、
この検出結果のピーク値電圧Ｖ１を出力制御回路２３に
供給する。

【００５１】出力制御回路２３は、それぞれ発振信号ａ
１，ｂ１を充電側及び放電側のスイッチング手段２１，
２２に供給し、充電側及び放電側のスイッチング手段２
１，２２を交互にオンオフするとともに、これら充電側
及び放電側のスイッチング手段２１，２２のオンデュー
ティ比を前記ピーク値検出回路２８からのピーク値検出
電圧Ｖ１が一定に近づくように制御する。

【００５２】一方、放電灯２５の一方の入力端子は、イ
ンダクタ２４の二次巻線Ｌ２２の一端に接続されてい
る。放電灯２５の他方の入力端子は、インダクタ２４の
二次巻線Ｌ２２の他端に接続されている。放電灯２５の
両端子間にはコンデンサＣ１３が接続される。このよう
な接続により、放電灯２５とコンデンサＣ１３は、出力
回路２６を構成している。

【００５３】コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２とで
は、放電側のスイッチング手段２２に並列的に設けられ
るコンデンサＣ１１の方が容量が大きくなっている。

【００５４】次に、出力制御回路２３について詳細に説
明する。

【００５５】出力制御回路２３はフィルタ３１と抵抗Ｒ
１，Ｒ２とコンデンサＣ１と誤差アンプ３２と直流定電
圧源３３と発振器３４と比較器３５と駆動回路３６とか
ら構成される。

【００５６】ピーク値検出電圧Ｖ１が導かれる出力制御
回路２３の入力端子は、スイッチング手段２１，１１の
スイッチング周波数成分の除去を行うフィルタ３１と抵
抗Ｒ１を介して誤差アンプ３２の反転入力端子（−）に
接続される。直流定電圧源３２は、その負極性出力端子
がインバータ２０の負極側の入力端子に接続され、その
正極性出力端子が誤差アンプ３２の非反転入力端子
（＋）に接続され、所定の基準電圧Ｖ０の出力を行う。
誤差アンプ３２の反転入力端子（−）と出力端子の間に
は、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との並列接続が接続され
る。誤差アンプ３２は、不完全積分機能を持った反転増
幅器として用いられている。誤差アンプ３２の出力端子
は、比較器３５の非反転入力端子（＋）に接続される。
誤差アンプ３２は、前記基準電圧Ｖ０から前記電流ピー
ク値検出電圧Ｖ２を減算し、この減算結果の出力電圧Ｖ
３を出力する。この場合、誤差アンプ３２は、直流定電
圧源３３からの基準電圧Ｖ０に対してフィルタ３１と抵
抗Ｒ１を介したピーク値検出電圧Ｖ２が大きくなるろう
とすると出力端子からの出力電圧Ｖ３を小さくし、基準
電圧Ｖ０に対してピーク値検出電圧Ｖ２が小さくなるろ
うとすると出力端子からの出力電圧Ｖ３を大きくする。

【００５７】発振器３４は、前記充電側及び放電側のス
イッチング手段２１，２２のスイッチング周波数の鋸歯
状波電圧Ｖ４の出力を行う。

【００５８】比較器３５は、前記誤差アンプ３２からの
出力電圧Ｖ３が非反転入力端子（＋）に導かれ、反転入
力端子（−）に発振器３４からの鋸歯状波電圧Ｖ４が導
かれ、前記誤差アンプ３２からの出力電圧Ｖ３と鋸歯状
波電圧Ｖ４との比較を行い、出力電圧Ｖ３が鋸歯状波電
圧Ｖ４よりも大きい場合、出力電圧Ｖ５としてハイレベ
ル（Ｈ）の出力を行い、出力電圧Ｖ３が鋸歯状波電圧Ｖ
４以下の場合、出力電圧Ｖ５としてローレベル（Ｌ）の
出力を行う。

【００５９】駆動回路３６は、絶縁及び反転回路４１と
バッファアンプ４２，４３とから構成されている。

【００６０】比較器３５の出力電圧Ｖ５は、絶縁及び反
転回路４１により反転されバッファアンプ４２により発
振信号ａ１としてスイッチング手段２１の制御信号入力
端子に供給されるとともに、バッファアンプ４３により
発振信号ｂ１としてスイッチング手段２２の制御信号入
力端子に供給される。

【００６１】これにより、駆動回路３６は、比較器３５
の出力電圧Ｖ５がハイレベル（Ｈ）の場合、放電側のス
イッチング手段２２をオンし、充電側のスイッチング手
段２１をオフし、比較器３５の出力がローレベル（Ｈ）
の場合、放電側のスイッチング手段２２をオフし、充電
側のスイッチング手段２１をオンする。

【００６２】このような発明の実施の形態の放電灯点灯
装置の動作を図２を参照して説明する。

【００６３】図２は図１の出力制御回路２３による整流
回路１２の出力電圧とスイッチング手段２１，２２のオ
ン時間の関係を示すタイミングチャートであり、図２
（ａ）は整流回路１２の出力電圧を示し、図２（ｂ）は
スイッチング手段２１，２２のオン時間を示している。

【００６４】図２において、整流回路１２の出力電圧
（交流電源１１の出力電圧）の波高値の大きいときは、
放電側のスイッチング手段２２のオン期間が大きく、充
電側のスイッチング手段２１のオン期間が小さくなる。
また、整流回路１２の出力電圧の波高値の小さいとき
は、スイッチング手段２２のオン期間が小さく、スイッ
チング手段２１のオン期間が大きくなる。充電側のスイ
ッチング手段２１のオン期間は、放電側のスイッチング
手段２２と逆の関係に変化する。

【００６５】つぎに、このような発明の実施の形態の全
体の動作を説明する。

【００６６】まず、交流電源１１の電圧をチョークコイ
ルＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１によるフィルタ回
路にてノイズを除去し、整流回路１２で全波整流する。
一方、出力制御回路２３は、スイッチング手段２１，２
２を交流電源１１より高い周波数にて交互にスイッチン
グして、インダクタ２４の二次巻線Ｌ２１に高周波交流
電圧を誘起して、放電灯２５を高周波点灯させる。ま
た、コンデンサＣ１２及びインダクタ２４にて共振電圧
を発生し、この共振電圧の作用により、コンデンサＣ１
１の電圧をスイッチング手段２１，２２のスイッチング
の１周期中に整流回路１２で整流された非平滑直流電圧
より低くしようとする。これにより、整流回路１２で整
流された電圧の波高値が低い期間でも力率改善電流を流
して、交流電源からの入力力率を向上し、入力電流の低
歪化を図ることができる。

【００６７】図３は図１の発明の実施の形態の動作を示
すタイミングチャートであり、図３（ａ）はスイッチン
グ手段２１，２２の直列接続に加わる電圧ＶDC1 を示
し、図３（ｂ）はスイッチング手段２１に流れる電流Ｉ
11を示し、図３（ｃ）はスイッチング手段２２に流れる
電流Ｉ12を示し、図３（ｄ）はコンデンサＣ１１に加わ
る電圧ＶC1を示し、図３（ｅ）は巻線Ｌ２１に加わる電
圧ＶL1を示している。

【００６８】まず、この場合の回路動作は、ｔ10〜ｔ15
が１周期になっている。

【００６９】タイミングｔ10〜ｔ11の期間では、コンデ
ンサＣ１１、スイッチング手段２２及び一次巻線Ｌ２１
による閉回路が形成されるため、コンデンサＣ１１に蓄
えられた電荷が放出され、インダクタ２４の一次巻線Ｌ
２１にコンデンサＣ１１からの電流が流れる。

【００７０】この場合には、図３（ａ）に示すスイッチ
ング手段２１，２２の直列接続に加わる電圧ＶDC1 が略
一定の値（この場合のＶRec1は、交流電源５１の出力電
圧の位相により変化するが、スイッチング手段２１，２
２のオンオフの１周期ではほとんど変化しないため、略
一定としている。）を維持し、図３（ｂ）に示すスイッ
チング手段２１に流れる電流Ｉ11が０Ａを維持し、図３
（ｃ）に示すスイッチング手段２２に流れる電流Ｉ12が
上昇し、図３（ｄ）に示すコンデンサＣ１１に加わる電
圧ＶC1が緩やかに低下し、図３（ｅ）に示す巻線Ｌ２１
に加わる電圧ＶL1が一定の負の値を維持する。

【００７１】タイミングｔ11〜ｔ12の期間では、スイッ
チング手段２２がオフし、スイッチング手段２１がオン
して、インダクタ２４及びコンデンサＣ１２が直列共振
して、共振電流がインダクタ２４からコンデンサＣ１２
に向けて流れる。

【００７２】この場合には、図３（ａ）に示す電圧ＶDC
1 が共振電圧により増大し、図３（ｂ）に示すスイッチ
ング手段２１に流れる電流Ｉ11が０Ａから急激に−側に
低下してから増大して０Ａに戻り、図３（ｃ）に示すス
イッチング手段２２に流れる電流Ｉ12が０Ａとなり、図
３（ｄ）に示すコンデンサＣ１１に加わる電圧ＶC1がほ
ぼ一定の値を維持する。また、図３（ｅ）に示す巻線Ｌ
２１に加わる電圧ＶL1が一定の負の値から増大する。

【００７３】タイミングｔ12〜ｔ13の期間では、スイッ
チング手段２２がオフし、スイッチング手段２１がオン
した状態で、インダクタ２４及びコンデンサＣ１２の直
列共振による共振電流がタイミングｔ11〜ｔ12の場合と
は逆の方向に流れる。

【００７４】この場合、図３（ａ）に示す電圧ＶDC1 が
低下し、図３（ｂ）に示すスイッチング手段２１に流れ
る電流Ｉ11が０Ａから＋側に増大し、図３（ｃ）に示す
スイッチング手段２２に流れる電流Ｉ12が０Ａを維持
し、図３（ｄ）に示すコンデンサＣ１１に加わる電圧Ｖ
C1がほぼ一定の値を維持する。また、図３（ｅ）に示す
巻線Ｌ２１に加わる電圧ＶL1が低下する。

【００７５】タイミングｔ13〜ｔ14の期間では、共振電
圧が低下し、コンデンサＣ１２とコンデンサＣ１１の両
端電圧も低下しようとするから、整流回路１２からスイ
ッチング手段２１、インダクタ２４及びコンデンサＣ１
１を介して電流が流れる。

【００７６】この場合には、図３（ａ）に示す電圧ＶDC
1 が略一定の値ＶRec1にとなり、図３（ｂ）に示すスイ
ッチング手段２１に流れる電流Ｉ11が緩やかに低下し、
図３（ｃ）に示すスイッチング手段２２に流れる電流Ｉ
12が０Ａを維持し、図３（ｄ）に示すコンデンサＣ１１
に加わる電圧ＶC1が緩やかに増大し、図３（ｅ）に示す
巻線Ｌ２１に加わる電圧ＶL1が緩やかに低下する。

【００７７】タイミングｔ54〜ｔ55の期間では、スイッ
チング手段２１がオフし、スイッチング手段２２がオン
して、インダクタ２４の蓄積エネルギーによりスイッチ
ング手段２２からコンデンサＣ１１に電流が流れる。

【００７８】この場合には、図３（ａ）に示す電圧ＶDC
1 が略一定の値ＶRec1を維持し、図３（ｂ）に示すスイ
ッチング手段２１に流れる電流Ｉ11が急激に低下して０
Ａとなり、図３（ｃ）に示すスイッチング手段２２に流
れる電流Ｉ11が急激に低下してから増大し、図３（ｄ）
に示すコンデンサＣ１１に加わる電圧ＶC1が緩やかに増
大し、図３（ｅ）に示す巻線Ｌ２１に加わる電圧ＶL1が
急激に−側に低下して一定の負の値となる。

【００７９】図４は図１の放電灯点灯装置の出力制御回
路２３の制御に関連した動作について説明するタイミン
グチャートであり、図４（ａ）が電流ピーク値検出回路
２７の検出電圧Ｖ１を示し、図４（ｂ）が誤差アンプ３
２の出力電圧Ｖ３を示し、図４（ｃ）は発振器３４の鋸
歯状波電圧Ｖ４を示し、図４（ｄ）は比較器の出力電圧
Ｖ５を示している。

【００８０】図４（ａ）に示すように電流ピーク値検出
回路２１の検出電圧Ｖ１が低下した場合には、図４
（ｂ）に示す誤差アンプ３２の出力電圧Ｖ３は上昇す
る。

【００８１】比較器３５は、図４（ｂ）に示す出力電圧
Ｖ３が図４（ｃ）に示す鋸歯状波電圧Ｖ４よりも大きい
場合、図４（ｄ）に示す出力電圧Ｖ５としてハイレベル
（Ｈ）の出力を行い、それ以外の場合出力電圧Ｖ５とし
てローレベル（Ｌ）の出力を行う。

【００８２】駆動回路３６は、図４（ｄ）に示す出力電
圧Ｖ５がハイレベル（Ｈ）の場合、放電側のスイッチン
グ手段２２をオンし、充電側のスイッチング手段２１を
オフし、この比較器３５の出力がローレベル（Ｈ）の場
合、放電側のスイッチング手段２２をオフし、充電側の
スイッチング手段２１をオンする。

【００８３】これにより、出力制御回路２３は、充電側
及び放電側のスイッチング手段２１，２２のオンデュー
ティ比を前記ピーク値検出回路２８からのピーク値検出
電圧Ｖ１が一定に近づくように制御する。

【００８４】このような発明の実施の形態によれば、出
力制御回路２３は、放電側のスイッチング手段２２に流
れる電流のピーク値が一定に近づくように制御してお
り、整流回路１２で整流された電源電圧のピーク付近に
おいて、インバータ２０への入力電流が三角波状になる
のを防止している。このためスイッチング手段を用いて
非平滑直流電圧から高周波電圧を得るとともに、前記非
平滑直流電圧の波高値が高い期間で、入力電流の低歪化
を図ることができる。これにより、入力電流をさらに低
歪化することができる。

【００８５】図５は本発明に係る電源回路の第２の発明
の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回
路図であり、図１の発明の実施の形態と同様の構成要素
には同じ符号を付して説明を省略している。

【００８６】図５において、本発明の実施の形態のイン
バータ１２０の出力制御回路１２３は、比較器１３５と
駆動回路１３６を図１の比較器３５と駆動回路３６に対
して出力を反転させたものである。

【００８７】比較器１３５は、前記誤差アンプ３２から
の出力電圧Ｖ３が反転入力端子（−）に導かれ、非反転
入力端子（＋）に発振器３４からの鋸歯状波電圧Ｖ４が
導かれ、前記誤差アンプ３２からの出力電圧Ｖ３と鋸歯
状波電圧Ｖ４との比較を行い、鋸歯状波電圧Ｖ４が出力
電圧Ｖ３よりも大きい場合、出力電圧Ｖ１５としてハイ
レベル（Ｈ）の出力を行い、鋸歯状波電圧Ｖ４が出力電
圧Ｖ３以下の場合、出力電圧Ｖ１５としてローレベル
（Ｌ）の出力を行う。

【００８８】駆動回路１３６は、絶縁回路１４１と反転
回路１４０とバッファアンプ４２とから構成されてい
る。

【００８９】比較器１３５の出力電圧Ｖ１５は、絶縁回
路１４１及びバッファアンプ４２により発振信号ａ１と
してスイッチング手段２１の制御信号入力端子に供給さ
れるとともに、反転回路１４１により反転されバッファ
アンプ４３により発振信号ｂ１としてスイッチング手段
２２の制御信号入力端子に供給される。

【００９０】これにより、駆動回路１３６は、この比較
器１３５の出力電圧Ｖ１５がハイレベル（Ｈ）の場合、
放電側のスイッチング手段２２をオフし、充電側のスイ
ッチング手段２１をオンし、この比較器ヌ３５の出力が
ローレベル（Ｈ）の場合、放電側のスイッチング手段２
２をオンし、充電側のスイッチング手段２１をオフす
る。

【００９１】このような発明の実施の形態によれば、出
力制御回路１２３は検出電圧Ｖ１に対して、図１の出力
制御回路２３と同様のスイッチング手段２１，２２の制
御を行うので、図１の発明の実施の形態と同様の効果が
得られる。

【００９２】図６は本発明に係る電源回路の第３の発明
の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回
路図であり、図１の発明の実施の形態と同様の構成要素
には同じ符号を付して説明を省略している。

【００９３】図６において、本発明の実施の形態のイン
バータ２２０の出力制御回路２２３は、誤差アンプ２３
２と駆動回路２３６を図１の誤差アンプ３２と駆動回路
３６に対して反転させたものである。

【００９４】ピーク値検出電圧Ｖ１が導かれる出力制御
回路２２３の入力端子は、スイッチング手段２１，１１
のスイッチング周波数成分の除去を行うフィルタ３１と
抵抗Ｒ１を介して誤差アンプ２３２の非反転入力端子
（＋）に接続される。誤差アンプ３２の反転入力端子
（−）と出力端子の間には、抵抗Ｒ１０１とコンデンサ
Ｃ１０１との並列接続が接続される。誤差アンプ３２の
反転入力端子（−）は、抵抗Ｒ１０２を介して基準電位
点に接続されている。誤差アンプ３２は、不完全積分機
能を持った非反転増幅器として用いられている。

【００９５】誤差アンプ３２の出力端子は、比較器３５
の非反転入力端子（＋）に接続される。誤差アンプ３２
の出力端子から出力される出力電圧Ｖ２３は、比較器３
５の非反転入力端子（＋）に供給される。

【００９６】駆動回路２３６は、絶縁回路２４１と反転
回路２４０とバッファアンプ４２，４３とから構成され
ている。

【００９７】比較器３５の出力電圧Ｖ２５は、絶縁回路
２４１及びバッファアンプ４２により発振信号ａ１とし
てスイッチング手段２１の制御信号入力端子に供給され
るとともに、反転回路２４１により反転されバッファア
ンプ４３により発振信号ｂ１としてスイッチング手段２
２の制御信号入力端子に供給される。

【００９８】これにより、駆動回路２３６は、この比較
器３５の出力電圧Ｖ１５がハイレベル（Ｈ）の場合、放
電側のスイッチング手段２２をオフし、充電側のスイッ
チング手段２１をオンし、この比較器３５の出力がロー
レベル（Ｈ）の場合、放電側のスイッチング手段２２を
オンし、充電側のスイッチング手段２１をオフする。

【００９９】このような発明の実施の形態によれば、出
力制御回路２２３は検出電圧Ｖ１に対して、図１の出力
制御回路２３と同様のスイッチング手段２１，２２の制
御を行うので、図１の発明の実施の形態と同様の効果が
得られる。

【０１００】図７は本発明に係る電源回路の第４の発明
の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回
路図であり、図１の発明の実施の形態と同様の構成要素
には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１０１】図７において、本発明の実施の形態のイン
バータ３２０の出力制御回路３２３は、誤差アンプ３３
２と比較器３３５を図１の誤差アンプ３２と駆動回路３
６に対して反転させたものである。

【０１０２】誤差アンプ３３２は、図６の誤差アンプ２
３２と同様になっている。

【０１０３】誤差アンプ３３２の出力端子は、比較器３
３５の反転入力端子（−）に接続される。誤差アンプ３
２の出力端子から出力される出力電圧Ｖ３３は、比較器
３３５の反転入力端子（−）に供給される。

【０１０４】比較器３３５は、前記誤差アンプ３３２か
らの出力電圧Ｖ３３が反転入力端子（−）に導かれ、非
反転入力端子（＋）に発振器３４からの鋸歯状波電圧Ｖ
４が導かれ、前記誤差アンプ３２からの出力電圧Ｖ３３
と鋸歯状波電圧Ｖ４との比較を行い、鋸歯状波電圧Ｖ４
が出力電圧Ｖ３３よりも大きい場合、出力電圧Ｖ３５と
してハイレベル（Ｈ）の出力を行い、鋸歯状波電圧Ｖ４
が出力電圧Ｖ３３以下の場合、出力電圧Ｖ３５としてロ
ーレベル（Ｌ）の出力を行う。

【０１０５】比較器３５の出力電圧Ｖ３５は、駆動回路
３６に供給される。

【０１０６】このような発明の実施の形態によれば、図
１の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０１０７】図８は図１乃至図７に示した発明の実施の
形態の放電灯点灯装置の内いずれか一つを適用した照明
装置を示す斜視図である。

【０１０８】図８において、照明装置５０１は、照明器
具本体５０２のソケット５０３，５０４にそれぞれ放電
灯５０５，５０６を取り付け、内部に放電灯点灯装置５
０７を収容し、放電灯点灯装置５０７により放電灯５０
５，５０６の点灯を行うようにしたものである。

【０１０９】このような構造により図１乃至図７に示し
た発明の実施の形態を照明装置に適用できる。

【０１１０】

【発明の効果】本発明によれば、スイッチング手段を用
いて非平滑直流電圧から高周波電圧を得るとともに、前
記非平滑直流電圧の波高値が高い期間で、入力電流の低
歪化を図ることができ、入力電流をさらに低歪化するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電源回路の第１の発明の実施の形
態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２】図１の出力制御回路による整流回路の出力電圧
とスイッチング手段のオン時間の関係を示すタイミング
チャート。

【図３】図１の発明の実施の形態の動作を示すタイミン
グチャート。

【図４】図１の放電灯点灯装置の出力制御回路の制御に
関連した動作について説明するタイミングチャート。

【図５】本発明に係る電源回路の第２の発明の実施の形
態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図６】本発明に係る電源回路の第３の発明の実施の形
態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図７】本発明に係る電源回路の第４の発明の実施の形
態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図８】図１乃至図７に示した発明の実施の形態の放電
灯点灯装置の内いずれか一つを適用した照明装置。

【図９】従来の放電灯点灯装置の一例を示す回路図。

【図１０】図９の出力制御回路による整流回路の出力電
圧とスイッチング手段のオン時間の関係を示すタイミン
グチャート。

【符号の説明】

１１交流電源１２整流回路２０インバータ２１充電側のスイッチング手段２２放電側のスイッチング手段２３出力制御回路２４インダクタ２７電流検出回路２８ピーク値検出回路３２誤差アンプ３４発振器３５比較器３６駆動回路Ｃ１１，Ｃ２２コンデンサ

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成８年８月７日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【図８】

【図２】

【図３】

【図４】

【図１０】

【図５】

【図６】

【図７】

【図９】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者清水恵一東京都品川区東品川四丁目３番１号東芝ライテック株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直
流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出力
端子間のそれぞれハイサイド及びローサイド側に直列的
に設けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；
この放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相
対的に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイ
ッチング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたイ
ンダクタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設
定され、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該
充電側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回
路を形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び
第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出
力回路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流
のピーク値を検出し、電流ピーク値検出電圧を出力する
電流ピーク値検出回路と；このピーク値検出回路からの
電流ピーク値検出電圧が反転入力端子に導かれ、基準電
圧が非反転入力端子に導かれ、前記電流ピーク値検出電
圧の前記基準電圧からの誤差を検出し、この検出結果の
出力電圧を出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電
側のスイッチング手段のスイッチング周波数の鋸歯状波
の出力を行う発振器と；前記誤差アンプからの出力電圧
が非反転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸歯状波
が反転入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの出力電
圧と前記鋸歯状波との比較を行い、この比較結果の出力
を行う比較器と；この比較器の出力がハイレベルの場
合、前記放電側のスイッチング手段をオンし、前記充電
側のスイッチング手段をオフし、該比較器の出力がロー
レベルの場合、前記放電側のスイッチング手段をオフ
し、前記充電側のスイッチング手段をオンする駆動回路
と；を具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】前記比較器は、前記誤差アンプからの出
力電圧が非反転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸
歯状波が反転入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの
出力電圧と前記鋸歯状波との比較を行い、前記誤差アン
プからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大きい場合、ハ
イレベルの出力を行い、前記誤差アンプからの出力電圧
が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場合にローレベ
ルの出力を行うことを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
【請求項３】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直
流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出力
端子間のそれぞれハイサイド及びローサイド側に直列的
に設けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；
この放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相
対的に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイ
ッチング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたイ
ンダクタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設
定され、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該
充電側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回
路を形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び
第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出
力回路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流
のピーク値を検出し、電流ピーク値検出電圧を出力する
電流ピーク値検出回路と；このピーク値検出回路からの
電流ピーク値検出電圧が反転入力端子に導かれ、基準電
圧が非反転入力端子に導かれ、前記電流ピーク値検出電
圧の前記基準電圧からの誤差を検出し、この検出結果の
出力電圧を出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電
側のスイッチング手段のスイッチング周波数の鋸歯状波
の出力を行う発振器と；前記誤差アンプからの出力電圧
が反転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸歯状波が
非反転入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの出力電
圧と前記鋸歯状波との比較を行い、この比較結果の出力
を行う比較器と；この比較器の出力がハイレベルの場
合、前記放電側のスイッチング手段をオフし、前記充電
側のスイッチング手段をオンし、該比較器の出力がロー
レベルの場合、前記放電側のスイッチング手段をオン
し、前記充電側のスイッチング手段をオフする駆動回路
と；を具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項４】前記比較器は、前記誤差アンプからの出
力電圧が反転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸歯
状波が非反転入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの
出力電圧と前記鋸歯状波との比較を行い、前記誤差アン
プからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大きい場合、ハ
イレベルの出力を行い、前記誤差アンプからの出力電圧
が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場合にローレベ
ルの出力を行うことを特徴とする請求項３記載の電源装
置。
【請求項５】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直
流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出力
端子間のそれぞれハイサイド及びローサイド側に直列的
に設けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；
この放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相
対的に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイ
ッチング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたイ
ンダクタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設
定され、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該
充電側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回
路を形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び
第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出
力回路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流
のピーク値を検出し、電流ピーク値検出電圧を出力する
電流ピーク値検出回路と；このピーク値検出回路からの
電流ピーク値検出電圧が非反転入力端子に導かれ、基準
電圧が反転入力端子に導かれ、前記電流ピーク値検出電
圧の前記基準電圧からの誤差を検出し、この検出結果の
出力電圧を出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電
側のスイッチング手段のスイッチング周波数の鋸歯状波
の出力を行う発振器と；前記誤差アンプからの出力電圧
が非反転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸歯状波
が反転入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの出力電
圧と前記鋸歯状波との比較を行い、この比較結果の出力
を行う比較器と；この比較器の出力がハイレベルの場
合、前記放電側のスイッチング手段をオフし、前記充電
側のスイッチング手段をオンし、該比較器の出力がロー
レベルの場合、前記放電側のスイッチング手段をオン
し、前記充電側のスイッチング手段をオフする駆動回路
と；を具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項６】前記比較器は、前記誤差アンプからの出
力電圧が非反転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸
歯状波が反転入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの
出力電圧と前記鋸歯状波との比較を行い、前記誤差アン
プからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大きい場合、ハ
イレベルの出力を行い、前記誤差アンプからの出力電圧
が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場合にローレベ
ルの出力を行うことを特徴とする請求項５記載の電源装
置。
【請求項７】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直
流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出力
端子間のそれぞれハイサイド及びローサイド側に直列的
に設けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；
この放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相
対的に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイ
ッチング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたイ
ンダクタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設
定され、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該
充電側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回
路を形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び
第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出
力回路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流
のピーク値を検出し、電流ピーク値検出電圧を出力する
電流ピーク値検出回路と；このピーク値検出回路からの
電流ピーク値検出電圧が非反転入力端子に導かれ、基準
電圧が反転入力端子に導かれ、前記電流ピーク値検出電
圧の前記基準電圧からの誤差を検出し、この検出結果の
出力電圧を出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電
側のスイッチング手段のスイッチング周波数の鋸歯状波
の出力を行う発振器と；前記誤差アンプからの出力電圧
が反転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸歯状波が
非反転入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの出力電
圧と前記鋸歯状波との比較を行い、この比較結果の出力
を行う比較器と；この比較器の出力がハイレベルの場
合、前記放電側のスイッチング手段をオンし、前記充電
側のスイッチング手段をオフし、該比較器の出力がロー
レベルの場合、前記放電側のスイッチング手段をオフ
し、前記充電側のスイッチング手段をオンする駆動回路
と；を具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項８】前記比較器は、前記誤差アンプからの出
力電圧が反転入力端子に導かれ、前記発振器からの鋸歯
状波が非反転入力端子に導かれ、前記誤差アンプからの
出力電圧と前記鋸歯状波との比較を行い、前記誤差アン
プからの出力電圧が前記鋸歯状波よりも大きい場合、ハ
イレベルの出力を行い、前記誤差アンプからの出力電圧
が前記鋸歯状波以下の場合、これ以外の場合にローレベ
ルの出力を行うことを特徴とする請求項７記載の電源装
置。
【請求項９】請求項１乃至８のいずれか一記載の電源
装置の出力回路に放電灯を設けていることを特徴とする
放電灯点灯装置。
【請求項１０】請求項９記載の放電灯点灯装置と；こ
の放電灯点灯装置を収容する照明器具本体とを具備した
ことを特徴とする照明装置。