JPH1052064A

JPH1052064A - 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置

Info

Publication number: JPH1052064A
Application number: JP8202590A
Authority: JP
Inventors: Yuji Takahashi; 雄治高橋; Keiichi Shimizu; 恵一清水; Hiroyuki Kudo; 啓之工藤
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 1996-07-31
Filing date: 1996-07-31
Publication date: 1998-02-20

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング手段を用いて非平滑直流電圧から
高周波電圧を得るとともに、交流電源電圧の波高値が高
い期間で、入力電流の低歪化を図る。【解決手段】出力制御回路２３は、それぞれ発振信号ａ
１，ｂ１を充電側及び放電側のスイッチング手段２１，
２２に供給し、充電側及び放電側のスイッチング手段２
１，２２を交互にオンオフするとともに、これら充電側
及び放電側のスイッチング手段２１，２２のオンデュー
ティ比を前記ピーク値検出回路２８からのピーク値検出
電圧Ｖ２が一定に近づくように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング手段
を用いて高周波電圧を得る電源装置、放電灯点灯装置及
び照明装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、スイッチング手段を用いて非平滑
直流電圧から高周波電圧を得る放電灯点灯装置として
は、特開平８−９８５５５号公報に記載の放電灯点灯装
置のように、交流電源からの入力力率を向上し、入力電
流の歪を低減できるものが開発されている。

【０００３】図４５はこのような交流電源からの入力力
率を向上し、入力電流の歪を低減できる従来の放電灯点
灯装置の一例を示す回路図である。

【０００４】図４５において、交流電源５１例えば商用
交流電源の一方の出力端子は、チョークコイルＬ５１を
介して整流回路５２例えばダイオードブリッジにより全
波整流器の一方の入力端子に接続され、交流電源５１の
他方の出力端子は、チョークコイルＬ５２を介して整流
回路５２の他方の入力端子に接続される。チョークコイ
ルＬ５１とチョークコイルＬ５２とは磁気的に結合して
いる。

【０００５】整流回路５２の入力端子間には、コンデン
サＣ５１が接続されている。

【０００６】整流回路５２の正極側の出力端子は、イン
バータ６０の正極側の入力端子に接続される。整流回路
５２の負極側の出力端子は、インバータ６０の負極側の
入力端子に接続される。

【０００７】インバータ６０は、第１のスイッチング手
段６１例えばＭＯＳＦＥＴと、第２のスイッチング手段
６２例えばＭＯＳＦＥＴと、ダイオードＤ５１と出力制
御回路６３と、第１のコンデンサＣ１１例えば電解コン
デンサと、第２のコンデンサＣ１２と、インダクタ６４
たとえばインバータトランスとから構成されている。

【０００８】以下、インバータ６０について詳細に説明
する。

【０００９】インバータ６０の正極側の入力端子は、出
力制御回路６３の正極側の入力端子に接続される。イン
バータ６０の負極側の入力端子は、出力制御回路６３の
負極側の入力端子に接続される。

【００１０】また、インバータ６０の正極側の入力端子
は、ダイオードＤ５１のアノード・カソード路とスイッ
チング手段６１のドレイン・ソース路とスイッチング手
段６２のドレイン・ソース路との直列接続を介してのイ
ンバータ６０の負極側の入力端子に接続されるととも
に、コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２との並列接続
を介してインバータ６０の負極側の入力端子に接続され
る。

【００１１】スイッチング手段６１，６２の接続点は、
インダクタ６４の一次巻線Ｌ６１を介してコンデンサＣ
１１とコンデンサＣ１２との接続点に接続される。この
ような接続により、コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ
１２は、それぞれスイッチング手段６１，６２に並列的
に設けられる。

【００１２】出力制御回路６３は、それぞれ発振信号ａ
５，ｂ５を第１及び第２のスイッチング手段６１，６２
に供給し、第１及び第２のスイッチング手段６１，６２
を略一定の周波数で交互にオンオフするとともに、これ
ら第１及び第２のスイッチング手段６１，６２のオンデ
ューティ比を整流回路５２の出力電圧に基づいて制御す
るようになっている。

【００１３】放電灯６５の一方の入力端子は、インダク
タ６４の二次巻線Ｌ６２の一端に接続されている。放電
灯６５の他方の入力端子は、インダクタ６４の二次巻線
Ｌ６２の他端に接続されている。放電灯６５の両端子間
にはコンデンサＣ１３が接続される。このような接続に
より、放電灯６５とコンデンサＣ１３は、出力回路６６
を構成している。

【００１４】コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２とで
は、スイッチング手段６１に並列的に設けられるコンデ
ンサＣ１１の方が容量が大きくなっている。

【００１５】次に、出力制御回路６３について詳細に説
明する。

【００１６】出力制御回路６３は、オンデューティ可変
回路７１と、駆動回路７２とから構成されている。

【００１７】オンデューティ可変回路７１は、整流回路
５２からの出力電圧を検出し、この検出結果に基づいて
駆動回路７２が出力する発振信号ａ５，ｂ５のデューテ
ィ比の可変制御を行うようになっている。具体的に説明
すると、電圧ＶDC5 が波高値の大きいときは、発振信号
ｂ５がハイレベルとなるデューティ比を小さくし、発振
信号ａ５がハイレベルとなるデューティ比を大きくし、
第２のスイッチング手段６２のオンデューティ比を小さ
くし、第１のスイッチング手段６１のオンデューティ比
を大きくする。電圧ＶDC5 が波高値の小さいときは、発
振信号ｂ５がハイレベルとなるデューティ比を大きく
し、発振信号ａ５がハイレベルとなるデューティ比を小
さくし、第２のスイッチング手段６２のオンデューティ
比を大きくし、第１のスイッチング手段６１のオンデュ
ーティ比を小さくする。

【００１８】このような従来の放電灯点灯装置の動作を
図４６を参照して説明する。

【００１９】図４６は図４５の出力制御回路６３による
整流回路５２の出力電圧とスイッチング手段６１，６２
のオン時間の関係を示すタイミングチャートであり、図
２（ａ）は整流回路５２の出力電圧を示し、図２（ｂ）
はスイッチング手段６１，６２のオン時間を示してい
る。

【００２０】図４６において、出力制御回路６３は、整
流回路５２の出力電圧（交流電源５１の出力電圧）の波
高値の大きいときは、第２のスイッチング手段６２のオ
ン期間を小さくし、第１のスイッチング手段６１のオン
期間を大きくする。また、出力制御回路６３は、整流回
路５２の出力電圧の波高値の小さいときは、スイッチン
グ手段６２のオン期間を大きくし、スイッチング手段６
１のオン期間を小さくする。したがって、第１のスイッ
チング手段６１のオン期間は、第２のスイッチング６２
と逆の関係に変化する。

【００２１】つぎに、このような従来の放電灯点灯装置
の動作について説明する。

【００２２】まず、交流電源５１の電圧をチョークコイ
ルＬ５１，Ｌ５２とコンデンサＣ５１によるフィルタ回
路にてノイズを除去し、整流回路５２で全波整流する。
一方、出力制御回路６３は、スイッチング手段６１，６
２を交流電源５１より高い周波数にて略一定の周波数で
交互にスイッチングして、インダクタ６４の二次巻線Ｌ
６１に高周波交流電圧を誘起して、放電灯６５を高周波
点灯させる。また、コンデンサＣ１２及びインダクタ６
４にて共振電圧を発生し、この共振電圧の作用により、
コンデンサＣ１１の電圧をスイッチング手段６１，６２
のスイッチングの１周期中に整流回路５２で整流された
非平滑直流電圧より低くしようとする。これにより、整
流回路５２で整流された電圧の波高値が低い期間でも力
率改善電流を流して、交流電源からの入力力率を向上
し、入力電流の低歪化を図ることができる。

【００２３】しかしながら、このような従来の放電点灯
装置では、交流電源電圧のピーク付近では、インバータ
６０に入るエネルギーが大きくなり、インバータ６０へ
の入力電流が三角波状になる。このため電圧の波高値が
高い期間では、入力電流の低歪化を十分図ることができ
なかった。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の放電
灯点灯装置によれば、交流電源からの入力力率を向上す
ることができるが、整流回路で整流された非平滑直流電
圧のピーク付近では、インバータに入るエネルギーが大
きくなり、インバータへの入力電流が三角波状になる。
このため前記交流電源電圧の波高値が高い期間では、入
力電流の低歪化を十分図ることができなかった。

【００２５】そこで本発明は、スイッチング手段を用い
て非平滑直流電圧から高周波電圧を得るとともに、前記
交流電源電圧の波高値が高い期間で、入力電流の低歪化
を図ることができる電源装置、放電灯点灯装置及び照明
装置の提供を目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の電源装置
は、交流電源の出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出
力する整流回路と；この前記整流回路の出力端子間に互
いに直列的に設けられた充電側及び放電側のスイッチン
グ手段と；この放電側のスイッチング手段と並列的に設
けられた相対的に大容量の第１のコンデンサと；前記放
電側のスイッチング手段及び第１のコンデンサの間に介
挿されたインダクタと；前記第１のコンデンサより容量
が小さく設定され、前記充電側のスイッチング手段のオ
ン期間に該充電側のスイッチング手段及び前記インダク
タと共振回路を形成する第２のコンデンサと；前記イン
ダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出
力を得る出力回路と；前記放電側のスイッチング手段に
流れる電流のピーク値を検出する電流ピーク値検出回路
と；前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定
の周波数で交互にオンオフするとともに、これらスイッ
チング手段のオンデューティ比を前記電流ピーク値検出
回路のピーク値が一定に近づくように制御する制御回路
と；を具備したことを特徴とする。

【００２７】請求項２記載の電源装置は、請求項１記載
の電源装置であって、前記充電側及び放電側のスイッチ
ング手段のオン時間の変化率を１４％から２４％の間に
設定したことを特徴とする。

【００２８】請求項３記載の電源装置は、請求項１記載
の電源装置であって、前記制御回路を、前記電流ピーク
値検出回路からの電流ピーク値検出電圧に対して所定の
基準値との誤差を検出し、検出電圧を出力する誤差アン
プと；前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一
定の周波数で交互にオンオフするとともに、これらスイ
ッチング手段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検
出電圧が一定に近づくように制御するパルス幅制御回路
と；から構成し、前記誤差アンプのカットオフ周波数を
前記整流回路からの非平滑直流電圧の周波数よりも高く
設定したことを特徴とする。

【００２９】請求項４記載の電源装置は、交流電源の出
力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値と等価となる前記交流電源の出力電圧の２倍の周
波数成分を検出する電流ピーク値検出回路と；前記充電
側及び放電側のスイッチング手段を略一定の周波数で交
互にオンオフするとともに、これらスイッチング手段の
オンデューティ比を前記電流ピーク値検出回路のピーク
値が一定に近づくように制御する制御回路と；を具備し
たことを特徴とする。

【００３０】請求項５記載の電源装置は、請求項４記載
の電源装置であって、前記電流ピーク値検出回路が前記
第１のコンデンサに流れる電流のピーク値を検出するこ
とを特徴とする。

【００３１】請求項６記載の電源装置は、請求項１記載
の電源装置であって、前記制御回路を、前記電流ピーク
値検出回路からの電流ピーク値検出電圧の直流成分を除
去する第３のコンデンサと；この第３のコンデンサから
の直流除去した電流ピーク値検出電圧に対して所定の基
準値との誤差を検出し、検出電圧を出力する誤差アンプ
と；前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定
の周波数で交互にオンオフするとともに、これらスイッ
チング手段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検出
出力が一定に近づくように制御するパルス幅制御回路
と；から構成したことを特徴とする。

【００３２】請求項７記載の電源装置は、交流電源の出
力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流の平
均値を検出し、この検出結果を示す出電圧を出力する平
均化回路と；この平均化回路からの検出電圧の直流成分
を除去する第３のコンデンサと；この第３のコンデンサ
からの直流除去した検出電圧に対して所定の基準値との
誤差を検出し、検出電圧を出力する誤差アンプと；前記
充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定の周波数
で交互にオンオフするとともに、これらスイッチング手
段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検出出力が一
定に近づくように制御する制御回路と；を具備したこと
を特徴とする。

【００３３】請求項８記載の電源装置は、請求項４記載
の電源装置であって、前記電流ピーク値検出回路が前記
第２のコンデンサに流れる電流のピーク値を検出するこ
とを特徴とする。

【００３４】請求項９記載の電源装置は、交流電源の出
力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一
定の周波数で交互にオンオフするとともに、これらスイ
ッチング手段のオンデューティ比を前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流と等価となる値に基づいて制御
する制御回路と；を具備したことを特徴とする。

【００３５】請求項１０記載の電源装置は、請求項９記
載の電源装置であって、前記制御回路が、前記充電側及
び放電側のスイッチング手段を略一定の周波数で交互に
オンオフするとともに、これらスイッチング手段のオン
デューティ比を前記整流回路に入力する電圧に基づいて
制御することを特徴とする。

【００３６】請求項１１記載の電源装置は、請求項９記
載の電源装置であって、前記制御回路が、前記充電側及
び放電側のスイッチング手段を略一定の周波数で交互に
オンオフするとともに、これらスイッチング手段のオン
デューティ比を前記整流回路が出力する非平滑直流電圧
を平均化した電圧に基づいて制御することを特徴とす
る。

【００３７】請求項１２記載の電源装置は、交流電源の
出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値を検出し、この検出結果を示す電流ピーク値検出
電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；この電流ピー
ク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧の直流成分を
除去する第３のコンデンサと；前記整流回路に入力する
交流電源電圧を検出し、この検出結果の電源検出電圧を
出力する電源検出回路と；外部から入力する調光信号を
検出し、この検出結果の調光検出電圧を出力する調光検
出回路と；前記電源検出回路からの電源検出電圧と前記
調光検出回路からの調光検出電圧を加算する加算器と；
前記第３のコンデンサからの直流除去した電流ピーク値
検出電圧に対して前記加算器の出力との誤差を検出し、
検出電圧を出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電
側のスイッチング手段を略一定の周波数で交互にオンオ
フするとともに、これらスイッチング手段のオンデュー
ティ比を前記誤差アンプの検出出力が一定に近づくよう
に制御する制御回路と；を具備したことを特徴とする。

【００３８】請求項１３記載の電源装置は、交流電源の
出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値を検出し、この検出結果を示す電流ピーク値検出
電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；前記整流回路
に入力する交流電源電圧を検出し、この検出結果の電源
検出電圧を出力する電源検出回路と；前記電流ピーク値
検出回路からの電流ピーク値検出電圧に対して前記電源
検出回路の電源検出電圧との誤差を検出し、検出電圧を
出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電側のスイッ
チング手段を略一定の周波数で交互にオンオフするとと
もに、これらスイッチング手段のオンデューティ比を前
記誤差アンプの検出出力が一定に近づくように制御する
制御回路と；を具備したことを特徴とする。

【００３９】請求項１４記載の電源装置は、交流電源の
出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値を検出し、この検出結果を示す電流ピーク値検出
電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；前記整流回路
に入力する交流電源電圧と等価となる値を検出し、この
検出結果の検出電圧を出力する電源検出回路と；前記電
流ピーク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧に対し
て前記電源検出回路の検出電圧との誤差を検出し、検出
電圧を出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電側の
スイッチング手段を略一定の周波数で交互にオンオフす
るとともに、これらスイッチング手段のオンデューティ
比を前記誤差アンプの検出出力が一定に近づくように制
御する制御回路と；を具備したことを特徴とする。

【００４０】請求項１５記載の電源装置は、請求項１４
記載の電源装置であって、前記電源検出回路を、前記第
１のコンデンサに加わる電圧を平滑した電圧を出力する
平滑回路としたことを特徴とする。

【００４１】請求項１６記載の電源装置は、請求項１４
記載の電源装置であって、前記電源検出回路を、前記整
流回路が出力する電圧を平滑した電圧を出力する平滑回
路としたことを特徴とする。

【００４２】請求項１７記載の電源装置は、請求項１３
記載の電源装置であって、前記電源検出回路が出力する
電源検出電圧に直流定電圧を加算する直流定電圧加算手
段を具備し、前記誤差アンプが前記電流ピーク値検出回
路からの電流ピーク値検出電圧に対して前記直流定電圧
加算手段の出力電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力
することを特徴とする。

【００４３】請求項１８記載の電源装置は、請求項１４
記載の電源装置であって、前記電源検出回路を、前記充
電側のスイッチング手段に流れる電流のピーク値を検出
し、この検出結果を示す第２の電流ピーク値検出電圧を
出力する第２の電流ピーク値検出回路としたことを特徴
とする。

【００４４】請求項１９記載の電源装置は、請求項１３
記載の電源装置であって、前記制御回路が、前記電源検
出回路の電源検出電圧に基づいて周波数が制御された状
態で前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定
の周波数で交互にオンオフするとともに、これらスイッ
チング手段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検出
出力が一定に近づくように制御することを特徴とする。

【００４５】請求項２０記載の電源装置は、請求項１５
及び１６のいずれか一記載の電源装置であって、前記制
御回路が、前記平滑回路が平滑した電圧に基づいて周波
数が制御された状態で前記充電側及び放電側のスイッチ
ング手段を略一定の周波数で交互にオンオフするととも
に、これらスイッチング手段のオンデューティ比を前記
誤差アンプの検出出力が一定に近づくように制御するこ
とを特徴とする。

【００４６】請求項２１記載の電源装置は、交流電源の
出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値を検出し、この検出結果を示す第１の電流ピーク
値検出電圧を出力する第１の電流ピーク値検出回路と；
前記充電側のスイッチング手段に流れる電流のピーク値
を検出し、この検出結果を示す第２の電流ピーク値検出
電圧を出力する第２の電流ピーク値検出回路と；この第
２の電流ピーク値検出回路前記整流回路が出力する第２
の電流ピーク値検出電圧を平滑した電圧を出力する平滑
回路と；前記電流ピーク値検出回路からの電流ピーク値
検出電圧に対して前記平滑回路が平滑した電圧との誤差
を検出し、検出電圧を出力する誤差アンプと；前記平滑
回路が平滑した電圧に基づいて周波数が制御された状態
で前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定の
周波数で交互にオンオフするとともに、これらスイッチ
ング手段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検出出
力が一定に近づくように制御する制御回路と；を具備し
たことを特徴とする。

【００４７】請求項２２記載の電源装置は、交流電源の
出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値を検出し、この検出結果を示す電流ピーク値検出
電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；前記整流回路
に入力する交流電源電圧を検出し、この検出結果の電源
検出電圧を出力する電源検出回路と；前記電流ピーク値
検出回路からの電流ピーク値検出電圧に対して所定の第
１の基準電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力する第
１の誤差アンプと；前記電源検出回路からの電源検出電
圧に対して所定の第２の基準電圧との誤差を検出し、検
出電圧を出力する第２の誤差アンプと；前記充電側及び
放電側のスイッチング手段を略一定の周波数で交互にオ
ンオフするとともに、これらスイッチング手段のオンデ
ューティ比を前記第１及び第２の誤差アンプの検出出力
に基づいて制御する制御回路と；を具備したことを特徴
とする。

【００４８】請求項２３記載の電源装置は、交流電源の
出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値を検出し、この検出結果を示す電流ピーク値検出
電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；前記整流回路
に入力する交流電源電圧と等価となる値を検出し、この
検出結果の電源検出電圧を出力する電源検出回路と；前
記電流ピーク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧に
対して所定の第１の基準電圧との誤差を検出し、検出電
圧を出力する第１の誤差アンプと；前記電源検出回路か
らの電源検出電圧と等価となる電圧に対して所定の第２
の基準電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力する第２
の誤差アンプと；前記充電側及び放電側のスイッチング
手段を略一定の周波数で交互にオンオフするとともに、
これらスイッチング手段のオンデューティ比を前記第１
及び第２の誤差アンプの検出出力に基づいて制御する制
御回路と；を具備したことを特徴とする。

【００４９】請求項２４記載の電源装置は、請求項２３
記載の電源装置であって、前記第１のコンデンサに加わ
る電圧を平滑した電圧を出力する平滑回路を設け、前記
第２の誤差アンプが、前記平滑回路が平滑した電圧に対
して所定の第２の基準電圧との誤差を検出し、検出電圧
を出力することを特徴とする。

【００５０】請求項２５記載の電源装置は、請求項２３
記載の電源装置であって、前記整流回路が出力する電圧
を平滑した電圧を出力する平滑回路を設け、前記第２の
誤差アンプが、前記平滑回路が平滑した電圧に対して所
定の第２の基準電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力
することを特徴とする。

【００５１】請求項２６記載の電源装置は、請求項２３
記載の電源装置であって、前記充電側のスイッチング手
段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出結果を示
す第２の電流ピーク値検出電圧を出力する第２の電流ピ
ーク値検出回路と；この第２の電流ピーク値検出回路か
らの第２の電流ピーク値検出電圧を平滑した電圧を出力
する平滑回路と；を設け、前記第２の誤差アンプが、前
記平滑回路が平滑した電圧に対して所定の第２の基準電
圧との誤差を検出し、検出電圧を出力することを特徴と
する。

【００５２】請求項２７記載の電源装置は、交流電源の
出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値を検出し、この検出結果を示す電流ピーク値検出
電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；前記整流回路
に入力する交流電源電圧を検出し、この検出結果の電源
検出電圧を出力する電源検出回路と；前記電流ピーク値
検出回路からの電流ピーク値検出電圧に対して前記電源
検出回路からの電源検出電圧との誤差を検出し、検出電
圧を出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電側のス
イッチング手段を略一定の周波数で交互にオンオフする
とともに、これらスイッチング手段のオンデューティ比
を前記誤差アンプの検出出力及び前記電源検出回路から
の電源検出電圧に基づいて制御する制御回路と；を具備
したことを特徴とする。

【００５３】請求項２８記載の電源装置は、交流電源の
出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；この前記整流回路の出力端子間に互いに直列的に設
けられた充電側及び放電側のスイッチング手段と；この
放電側のスイッチング手段と並列的に設けられた相対的
に大容量の第１のコンデンサと；前記放電側のスイッチ
ング手段及び第１のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと；前記第１のコンデンサより容量が小さく設定さ
れ、前記充電側のスイッチング手段のオン期間に該充電
側のスイッチング手段及び前記インダクタと共振回路を
形成する第２のコンデンサと；前記インダクタ及び第２
のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回
路と；前記放電側のスイッチング手段に流れる電流のピ
ーク値を検出し、この検出結果を示す電流ピーク値検出
電圧を出力する電流ピーク値検出回路と；前記整流回路
に入力する交流電源電圧と等価となる値を検出し、この
検出結果の電源検出電圧を出力する電源検出回路と；前
記電流ピーク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧に
対して前記電源検出回路からの電源検出電圧との誤差を
検出し、検出電圧を出力する誤差アンプと；前記充電側
及び放電側のスイッチング手段を略一定の周波数で交互
にオンオフするとともに、これらスイッチング手段のオ
ンデューティ比を前記誤差アンプの検出出力及び前記電
源検出回路からの電源検出電圧に基づいて制御する制御
回路と；を具備したことを特徴とする。

【００５４】請求項２９記載の電源装置は、請求項２８
記載の電源装置であって、前記電源検出回路を、前記第
１のコンデンサに加わる電圧を平滑した電圧を出力する
平滑回路としたことを特徴とする。

【００５５】請求項３０記載の電源装置は、請求項２８
記載の電源装置であって、前記電源検出回路を、前記整
流回路が出力する電圧を平滑した電圧を出力する平滑回
路としたことを特徴とする。

【００５６】請求項３１記載の電源装置は、請求項２８
記載の電源装置であって、前記電源検出回路を、前記充
電側のスイッチング手段に流れる電流のピーク値を検出
し、この検出結果を示す第２の電流ピーク値検出電圧を
出力する第２の電流ピーク値検出回路としたことを特徴
とする。

【００５７】請求項３２記載の放電灯点灯装置は、請求
項１乃至３１のいずれか一記載の電源装置の出力回路に
放電灯を設けていることを特徴とする。

【００５８】請求項３３記載の照明装置は、請求項３２
記載の放電灯点灯装置と；この放電灯点灯装置を収容す
る照明器具本体と；を具備したことを特徴とする。

【００５９】請求項１乃至３３記載の構成によれば、制
御回路により放電側のスイッチング手段に流れる電流の
ピーク値を一定に近付くように制御することができるの
で、整流回路で整流された非平滑直流電圧のピーク値付
近において、整流回路からの入力電流が３角波状になる
のを防止でき、これにより、スイッチング手段を用いて
前記非平滑直流電圧から高周波電圧を得るとともに、前
記非平滑直流電圧の波高値が高い期間で、入力電流の低
歪化を図ることができる。

【００６０】請求項３２記載の構成によれば、請求項１
乃至３１のいずれか一記載の電源装置を放電灯点灯装置
電源装置に適用できる。

【００６１】請求項３３記載の構成によれば、請求項３
２記載の放電灯点灯装置を照明装置に適用できる。

【００６２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の発明の実施の形態
を図面を参照して説明する。

【００６３】図１は本発明に係る電源回路の第１の発明
の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回
路図である。

【００６４】図１において、交流電源１１例えば商用交
流電源の一方の出力端子は、チョークコイルＬ１１を介
して整流回路１２例えばダイオードブリッジにより全波
整流器の一方の入力端子に接続され、交流電源１１の他
方の出力端子は、チョークコイルＬ１２を介して整流回
路１２の他方の入力端子に接続される。チョークコイル
Ｌ１１とチョークコイルＬ１２とは磁気的に結合してい
る。

【００６５】整流回路１２の入力端子間には、コンデン
サＣ１０が接続されている。

【００６６】このような接続により整流回路１２は、交
流電源の出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する
ようになっている。

【００６７】整流回路１２の正極側の出力端子は、イン
バータ２０の正極側の入力端子に接続される。整流回路
１２の負極側の出力端子は、インバータ２０の負極側の
入力端子に接続される。インバータ２０の負極側の入力
端子は、基準電位点に接続されている。

【００６８】インバータ２０は、ダイオードＤ１１（ダ
イオードＤ１１が無くても構成可能）と、充電側のスイ
ッチング手段２１例えばＭＯＳＦＥＴと、放電側のスイ
ッチング手段２２例えばＭＯＳＦＥＴと、出力制御回路
２３と、第１のコンデンサＣ１１例えば電解コンデンサ
と、第２のコンデンサＣ１２と、インダクタ２４たとえ
ばインバータトランスと、電流検出回路２７と、ピーク
値検出回路２８とから構成されている。

【００６９】以下、インバータ２０について詳細に説明
する。

【００７０】インバータ２０の正極側の入力端子は、出
力制御回路２３の正極側の入力端子に接続される。イン
バータ２０の負極側の入力端子は、出力制御回路２３の
負極側の入力端子に接続される。

【００７１】また、インバータ２０の正極側の入力端子
は、ダイオードＤ１１のアノード・カソード路と、スイ
ッチング手段２１のドレイン・ソース路と、電流検出回
路２７と、スイッチング手段２２のドレイン・ソース路
との直列接続を介してのインバータ２０の負極側の入力
端子に接続されるとともに、コンデンサＣ１２とコンデ
ンサＣ１１との直列接続を介してインバータ２０の負極
側の入力端子に接続される。

【００７２】スイッチング手段２１と電流検出回路２７
の接続点は、インダクタ２４の一次巻線Ｌ２１を介して
コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２との接続点に接続
される。このような接続により、コンデンサＣ１１，Ｃ
１２は、それぞれ放電側及び充電側のスイッチング手段
２２，２１に並列的に設けられる。

【００７３】電流検出回路２７は、放電側のスイッチン
グ手段２２に流れる電流を検出電圧Ｖ１の電圧値として
検出できる構成である。電流検出回路２７の検出電圧Ｖ
１はピーク値検出回路２８に供給される。ピーク値検出
回路２８は、アース端子がインバータ２０の負極側の入
力端子に接続される。ピーク値検出回路２８は、電圧Ｖ
１のピーク値を検出し、この検出結果のピーク値電圧Ｖ
２をその出力端子から出力制御回路２３に供給する。

【００７４】電流検出回路２７とピーク値検出回路２８
とは、放電側のスイッチング手段２２に流れる電流のピ
ーク値を検出する電流ピーク値検出回路を構成してい
る。

【００７５】出力制御回路２３は、それぞれ発振信号ａ
１，ｂ１を充電側及び放電側のスイッチング手段２１，
２２に供給し、充電側及び放電側のスイッチング手段２
１，２２を略一定の周波数で交互にオンオフするととも
に、これら充電側及び放電側のスイッチング手段２１，
２２のオンデューティ比を前記ピーク値検出回路２８か
らのピーク値検出電圧Ｖ２が一定に近づくように制御す
る。

【００７６】一方、放電灯２５の一方の入力端子は、イ
ンダクタ２４の二次巻線Ｌ２２の一端に接続されてい
る。放電灯２５の他方の入力端子は、インダクタ２４の
二次巻線Ｌ２２の他端に接続されている。放電灯２５の
両端子間にはコンデンサＣ１３が接続される。このよう
な接続により、放電灯２５とコンデンサＣ１３は、出力
回路２６を構成している。

【００７７】コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２とで
は、放電側のスイッチング手段２２に並列的に設けられ
るコンデンサＣ１１の方が容量が大きくなっている。

【００７８】次に、出力制御回路２３について詳細に説
明する。

【００７９】出力制御回路２３は、オンデューティ可変
回路３１と、駆動回路３２とから構成されている。

【００８０】オンデューティ可変回路３１は、前記ピー
ク値検出回路２８からのピーク値検出電圧Ｖ２を検出
し、この検出結果に基づいて駆動回路３２が出力する発
振信号ａ１，ｂ１のデューティ比の可変制御を行うよう
になっている。具体的に説明すると、ピーク値検出電圧
Ｖ２が高いときは、発振信号ｂ１がハイレベルとなるデ
ューティ比を小さくし、発振信号ａ１がハイレベルとな
るデューティ比を大きくし、放電側のスイッチング手段
２２のオンデューティ比を小さくし、充電側のスイッチ
ング手段２１のオンデューティ比を大きくする。ピーク
値検出電圧Ｖ２が低いときは、発振信号ｂ１がハイレベ
ルとなるデューティ比を大きくし、発振信号ａ１がハイ
レベルとなるデューティ比を小さくし、放電側のスイッ
チング手段２２のオンデューティ比を大きくし、充電側
のスイッチング手段２１のオンデューティ比を小さくす
る。

【００８１】オンデューティ可変回路３１は、抵抗Ｒ
１，Ｒ２とコンデンサＣ１と誤差アンプ３３と直流定電
圧源３４と発振器３５とパルス幅制御回路３６とから構
成される。

【００８２】ピーク値検出電圧Ｖ２が導かれるオンデュ
ーティ可変回路３１の入力端子は、抵抗Ｒ１を介して誤
差アンプ３３の反転入力端子（−）に接続される。直流
定電圧源３４は、その負極性出力端子がインバータ２０
の負極側の入力端子に接続され、その正極性出力端子が
誤差アンプ３３の非反転入力端子（＋）に接続され、直
流定電圧Ｖ０の出力を行う。誤差アンプ３３の反転入力
端子（−）と出力端子の間には、抵抗Ｒ２とコンデンサ
Ｃ１との並列接続が接続される。誤差アンプ３３の出力
端子は、パルス幅制御回路３６の入力端子に接続され
る。誤差アンプ３３は、直流定電圧源３４からの基準電
圧Ｖ０に対してピーク値検出電圧Ｖ２が大きくなるろう
とすると出力端子からの出力電圧Ｖ３を小さくし、基準
電圧Ｖ０に対してピーク値検出電圧Ｖ２が小さくなるろ
うとすると出力端子からの出力電圧Ｖ３を大きくする。

【００８３】パルス幅制御回路３６は、発振器３５から
の発振信号により一定の周波数のパルス信号ｃ１を出力
するようになっている。パルス幅制御回路３６は、誤差
アンプ３３からの出力電圧Ｖ３が大きい場合にはパルス
信号ｃ１のパルスの時間幅を大きくし、誤差アンプ３３
からの出力電圧Ｖ３が小さい場合にはパルス信号ｃ１の
パルスの時間幅を小さくする。

【００８４】駆動回路３２は、パルス幅制御回路３６か
らのパルス信号ｃ１がパルスとなる期間に放電側のスイ
ッチング手段２２をオンし、それ以外の期間にスイッチ
ング手段２２をオフする発振信号ｂ１をスイッチング手
段２２の制御信号入力端子例えばゲートに供給する。ま
た、駆動回路３２は、パルス信号ｃ１がパルスとなる期
間に充電側のスイッチング手段２１をオフし、それ以外
の期間にスイッチング手段２１をオンする発振信号ａ１
をスイッチング手段２１の制御信号入力端子に供給す
る。

【００８５】図２は図１の電流検出回路２７とピーク値
検出回路２８の具体的な回路例を示す回路図である。

【００８６】図２において、電流検出回路２７は、カレ
ントトランス４１と抵抗Ｒ４１，Ｒ４２とコンデンサＣ
４１から構成されている。ピーク値検出回路２８は、ダ
イオードＤ４１とコンデンサＣ４２とから構成されてい
る。

【００８７】電流検出回路２７において、カレントトラ
ンス４１は、一次巻線Ｌ４１がスイッチング手段２２に
直列に接続されている。カレントトランス４１の二次巻
線Ｌ４２は、一端が抵抗Ｒ４１を介して基準電位点に接
続され、他端が基準電位点に接続されてる。また、二次
巻線Ｌ４２の一端は、抵抗Ｒ４１とコンデンサＣ４１の
直列接続を介して基準電位点に接続されている。これに
より、抵抗Ｒ４１とコンデンサＣ４１との接続点には、
一次巻線Ｌ４１に流れる電流を検出した検出電圧Ｖ１が
得られる。抵抗Ｒ４１とコンデンサＣ４１との接続点
は、ピーク値検出回路２８のダイオードＤ４１のアノー
ドに接続される。ダイオードＤ４１のカソードは抵抗Ｒ
４３を介して基準電位点に接続されるとともに、コンデ
ンサＣ４２を介して基準電位点に接続される。これによ
り、ダイオードＤ１２とコンデンサＣ４２の接続点に電
圧Ｖ１のピーク値を検出したピーク値電圧Ｖ２が得られ
る。

【００８８】電流検出回路２７にカレントトランス４１
を用いるのは、放電側のスイッチング手段２２に流れる
電流の経路と、ピーク値検出回路２８の間を絶縁するた
めである。

【００８９】このような発明の実施の形態の動作を図３
を参照して説明する。

【００９０】図３は図１の出力制御回路２３による整流
回路１２の出力電圧とスイッチング手段２１，２２のオ
ン時間の関係を示すタイミングチャートであり、図３
（ａ）は整流回路１２の出力電圧を示し、図３（ｂ）は
スイッチング手段２１，２２のオン時間を示している。

【００９１】図３において、整流回路１２の出力電圧
（交流電源１１の出力電圧）の波高値の大きいときは、
放電側のスイッチング手段２２のオン期間が大きく、充
電側のスイッチング手段２１のオン期間が小さくなる。
また、整流回路１２の出力電圧の波高値の小さいとき
は、スイッチング手段２２のオン期間が小さく、スイッ
チング手段２１のオン期間が大きくなる。充電側のスイ
ッチング手段２１のオン期間は、放電側のスイッチング
手段２２と逆の関係に変化する。

【００９２】つぎに、このような発明の実施の形態の全
体の動作を説明する。

【００９３】まず、交流電源１１の電圧をチョークコイ
ルＬ１１，Ｌ１２とコンデンサＣ１１によるフィルタ回
路にてノイズを除去し、整流回路１２で全波整流する。
一方、出力制御回路２３は、スイッチング手段２１，２
２を交流電源１１より高い周波数にて交互にスイッチン
グして、インダクタ２４の二次巻線Ｌ２１に高周波交流
電圧を誘起して、放電灯２５を高周波点灯させる。ま
た、コンデンサＣ１２及びインダクタ２４にて共振電圧
を発生し、この共振電圧の作用により、コンデンサＣ１
１の電圧とコンデンサＣ１２の電圧の和をスイッチング
手段２１，２２のスイッチングの１周期中に整流回路１
２で整流された非平滑直流電圧より低くしようとする。
これにより、整流回路１２で整流された電圧の波高値が
低い期間でも力率改善電流を流して、交流電源からの入
力力率を向上し、入力電流の低歪化を図ることができ
る。

【００９４】図４は図１の発明の実施の形態の動作を示
すタイミングチャートであり、図４（ａ）はスイッチン
グ手段２１，２２の直列接続に加わる電圧ＶDC1 を示
し、図４（ｂ）はスイッチング手段２１に流れる電流Ｉ
11を示し、図４（ｃ）はスイッチング手段２２に流れる
電流Ｉ12を示し、図４（ｄ）はコンデンサＣ１１に加わ
る電圧ＶC1を示し、図４（ｅ）は巻線Ｌ２１に加わる電
圧ＶL1を示している。

【００９５】まず、この場合の回路動作は、ｔ10〜ｔ15
が１周期になっている。

【００９６】タイミングｔ10〜ｔ11の期間では、コンデ
ンサＣ１１、スイッチング手段２２及び一次巻線Ｌ２１
による閉回路が形成されるため、コンデンサＣ１１に蓄
えられた電荷が放出され、インダクタ２４の一次巻線Ｌ
２１にコンデンサＣ１１からの電流が流れる。

【００９７】この場合には、図４（ａ）に示すスイッチ
ング手段２１，２２の直列接続に加わる電圧ＶDC1 が略
一定の値（この場合のＶRec1は、交流電源１１の出力電
圧の位相により変化するが、スイッチング手段２１，２
２のオンオフの１周期ではほとんど変化しないため、略
一定としている。）を維持し、図４（ｂ）に示すスイッ
チング手段２１に流れる電流Ｉ11が０Ａを維持し、図４
（ｃ）に示すスイッチング手段２２に流れる電流Ｉ12が
上昇し、図４（ｄ）に示すコンデンサＣ１１に加わる電
圧ＶC1が緩やかに低下し、図４（ｅ）に示す巻線Ｌ２１
に加わる電圧ＶL1が略一定の負の値を維持する。

【００９８】タイミングｔ11〜ｔ12の期間では、スイッ
チング手段２２がオフし、スイッチング手段２１がオン
して、インダクタ２４及びコンデンサＣ１２が直列共振
して、共振電流がインダクタ２４からコンデンサＣ１２
に向けて流れる。

【００９９】この場合には、図４（ａ）に示す電圧ＶDC
1 が共振電圧により増大し、図４（ｂ）に示すスイッチ
ング手段２１に流れる電流Ｉ11が０Ａから急激に−側に
低下してから増大して０Ａに戻り、図４（ｃ）に示すス
イッチング手段２２に流れる電流Ｉ12が０Ａとなり、図
４（ｄ）に示すコンデンサＣ１１に加わる電圧ＶC1がほ
ぼ一定の値を維持する。また、図４（ｅ）に示す巻線Ｌ
２１に加わる電圧ＶL1が一定の負の値から増大する。

【０１００】タイミングｔ12〜ｔ13の期間では、スイッ
チング手段２２がオフし、スイッチング手段２１がオン
した状態で、インダクタ２４及びコンデンサＣ１２の直
列共振による共振電流がタイミングｔ11〜ｔ12の場合と
は逆の方向に流れる。

【０１０１】この場合、図４（ａ）に示す電圧ＶDC1 が
低下し、図４（ｂ）に示すスイッチング手段２１に流れ
る電流Ｉ11が０Ａから＋側に増大し、図４（ｃ）に示す
スイッチング手段２２に流れる電流Ｉ12が０Ａを維持
し、図４（ｄ）に示すコンデンサＣ１１に加わる電圧Ｖ
C1がほぼ一定の値を維持する。また、図４（ｅ）に示す
巻線Ｌ２１に加わる電圧ＶL1が低下する。

【０１０２】タイミングｔ13〜ｔ14の期間では、共振電
圧が低下し、コンデンサＣ１２とコンデンサＣ１１の両
端電圧も低下しようとするから、整流回路１２からスイ
ッチング手段２１、インダクタ２４及びコンデンサＣ１
１を介して電流が流れる。

【０１０３】この場合には、図４（ａ）に示す電圧ＶDC
1 が略一定の値ＶRec1にとなり、図４（ｂ）に示すスイ
ッチング手段２１に流れる電流Ｉ11が緩やかに増加して
から低下し、図４（ｃ）に示すスイッチング手段２２に
流れる電流Ｉ12が０Ａを維持し、図４（ｄ）に示すコン
デンサＣ１１に加わる電圧ＶC1が緩やかに増大し、図４
（ｅ）に示す巻線Ｌ２１に加わる電圧ＶL1が緩やかに低
下する。

【０１０４】タイミングｔ14〜ｔ15の期間では、スイッ
チング手段２１がオフし、スイッチング手段２２がオン
して、インダクタ２４の蓄積エネルギーによりスイッチ
ング手段２２からコンデンサＣ１１に電流が流れる。

【０１０５】この場合には、図４（ａ）に示す電圧ＶDC
1 が略一定の値ＶRec1を維持し、図４（ｂ）に示すスイ
ッチング手段２１に流れる電流Ｉ11が急激に低下して０
Ａとなり、図４（ｃ）に示すスイッチング手段２２に流
れる電流Ｉ11が急激に低下してから増大し、図４（ｄ）
に示すコンデンサＣ１１に加わる電圧ＶC1が緩やかに増
大し、図４（ｅ）に示す巻線Ｌ２１に加わる電圧ＶL1が
急激に−側に低下して略一定の負の値となる。

【０１０６】図５は図１の放電灯点灯装置の出力制御回
路２３の制御に関連した動作について説明するタイミン
グチャートであり、図５（ａ）は整流回路１２の出力電
圧（インバータ２０の入力電圧Ｖｉｎ）を示し、図５
（ｂ）は放電側のスイッチング手段２２に流れる電流Ｉ
12を示し、図５（ｃ）はピーク値検出回路２８の出力電
圧Ｖ２を示し、図５（ｄ）は誤差アンプ３３からの出力
電圧Ｖ３を示し、図５（ｅ）は放電側のスイッチング手
段２２のオン期間を示している。

【０１０７】図５（ｂ）に示す放電側のスイッチング手
段２２に流れる電流Ｉ12は、図５（ａ）に示す整流回路
１２の出力電圧の波高値の大きいときに振幅の中心が低
く、交流電源１１の出力電圧の小さいときに振幅の中心
が高くなる。このため、図５（ｃ）に示すピーク値検出
回路２８の出力電圧Ｖ２は、整流回路１２の出力電圧の
波高値が大きいときに小さく、交流電源１１の出力電圧
の小さいときに大きくなる。とすると、図５（ｄ）に示
す誤差アンプ３３からの出力電圧Ｖ３は、交流電源１１
の出力電圧の小さいときに小さくなる。このため、図５
（ｅ）は放電側のスイッチング手段２２のオン期間は、
整流回路１２の出力電圧の波高値の大きいときに大き
く、整流回路１２の出力電圧の波高値の小さいときに小
さくなる。

【０１０８】このような発明の実施の形態によれば、出
力制御回路２３は、放電側のスイッチング手段２２に流
れる電流のピーク値が一定に近づくように制御してお
り、交流電源電圧のピーク付近において、インバータ２
０への入力電流が三角波状になるのを防止している。こ
のためスイッチング手段を用いて非平滑直流電圧から高
周波電圧を得るとともに、交流電源電圧の波高値が高い
期間で、入力電流の低歪化を図ることができる。これに
より、入力電流をさらに低歪化することができる。

【０１０９】また、本発明の実施の形態では、図５に示
すように、放電側のスイッチング手段２２に流れる電流
のピーク値を完全に一定にするのではなく、ほぼ一定と
なるように制御するものである。

【０１１０】図６は図１のスイッチング手段２１，２２
のオン時間の変化率を示す説明図である。

【０１１１】図６において、放電側のスイッチング手段
２２のオン期間と、充電側のスイッチング手段２１のオ
ン期間を加算したものが、スイッチング手段２１，２２
のスイッチグ周期Ｔである。スイッチング手段２２のオ
ン時間の変化幅をΔｏｎとする。

【０１１２】スイッチグ周期Ｔに対するスイッチング手
段２２（スイッチング手段２１）のオン時間の変化率Ｓ
１は、以下の式で表せる。

【０１１３】Ｓ１＝Δｏｎ／Ｔ …（１）インバータ２０への入力電流の高調波残留率が最も低く
なるのは、Ｓ１＝１９％であるが、Ｓ１としては、１４
％から２４％の間に設定すれば実用上十分に低い高調波
残留率が得られる。

【０１１４】また、図１の発明の実施の形態の誤差アン
プ３３は、不完全積分器として用いられており、この不
完全積分器のカットオフ周波数を入力電圧Ｖｉｎ（交流
電源１１の周波数が５０Ｈｚの場合には５０×２＝１０
０Ｈｚ）よりも高く設定する。この場合のカットオフ周
波数ｆｃは、フィードバック抵抗Ｒ２の抵抗値をＲｆ、
フィードバックコンデンサＣ１の容量をＣｆとすると、
以下の式で表すことができる。

【０１１５】ｆｃ＝１／（２πＣｆ・Ｒｆ） …（２）ここで、カットオフ周波数ｆｃをＶｉｎよりも低く設定
すると誤差アンプの動作が電源に対して追随しきれず、
歪率を低く抑えることができない。このため、カットオ
フ周波数ｆｃを電源周波数よりも高く設定している。よ
りよい効果を得るためにはカットオフ周波数ｆｃを電源
周波数の７倍よりも高く設定すればよい。

【０１１６】図７はこのような設定による周波数が５０
Ｈｚの交流電源１１の入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎ
の関係を示す説明図であり、図７（ａ）はカットオフ周
波数ｆｃが３．３９ｋＨｚの場合を示し、図７（ｂ）は
カットオフ周波数ｆｃが３３８Ｈｚの場合を示し、図７
（ｃ）はカットオフ周波数ｆｃが７２Ｈｚの場合を示し
ている。

【０１１７】この図に示すように、図７（ａ）のカット
オフ周波数ｆｃが整流後の電源周波数の７倍を越える
３．３９ｋＨｚの場合は、入力電流Ｉｉｎの総合歪率Ｔ
ＨＤは５．７％となり、図７（ｂ）のカットオフ周波数
ｆｃが整流後の電源周波数を越える３３８Ｈｚの場合
は、入力電流Ｉｉｎの高調波残留率ＴＨＤは８．４８％
となり、図７（ｃ）のカットオフ周波数ｆｃが整流後の
電源周波数を下回る７２Ｈｚの場合には、総合歪率ＴＨ
Ｄは２５．５４％となる。

【０１１８】図８は本発明に係る電源回路の第２の発明
の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回
路図であり、図１の発明の実施の形態と同じ構成要素に
は同じ符号を付して説明を省略している。

【０１１９】図８において、本発明の実施の形態では、
インバータ１２０の電流検出回路１２７を、放電側のス
イッチング手段２２とインバータ１２０の負極側の入力
端子の間に設けている。電流検出回路１２７は、放電側
のスイッチング手段２２に流れる電流を電圧Ｖ１の電圧
値として検出できる構成である。電流検出回路１２７の
電圧Ｖ１はピーク値検出回路２８に供給される。

【０１２０】このような発明の実施の形態によれば、電
流検出回路１２７は図１の電流検出回路２７と同様じ動
作を行うので、図１の発明の実施の形態と同様の効果が
得られる。

【０１２１】図９は図８の電流検出回路１２７とピーク
値検出回路２８の具体的な回路を示す回路図である。

【０１２２】図９において、電流検出回路１２７は、抵
抗Ｒ２１，Ｒ２２と、コンデンサＣ２１とから構成され
ている。ピーク値検出回路２８は、ダイオードＤ３１
と、抵抗Ｒ３１と、コンデンサＣ３１とから構成されて
いる。

【０１２３】抵抗Ｒ２１は、放電側のスイッチング手段
２２とインバータ１２０の負極側の入力端子の間に設け
られる。スイッチング手段２２と抵抗Ｒ２１との接続点
は、抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ２１との直列接続を介し
て基準電位点に接続される。抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ
２１との接続点は、ピーク値検出回路２８のダイオード
Ｄ３１のアノード・カソード路を介して抵抗Ｒ１の一端
に接続される。ダイオードＤ３１のカソードは、抵抗Ｒ
３１とコンデンサＣ３１の並列接続を介して基準電位点
に接続される。

【０１２４】このような回路構成により、図８の電流検
出回路１２７とピーク値検出回路２８１とを実現でき
る。

【０１２５】図１０は本発明に係る電源回路の第３の発
明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す
回路図であり、図１の発明の実施の形態と同じ構成要素
には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１２６】図１０において、本発明の実施の形態で
は、インバータ２２０の電流検出回路２２７を、インダ
クタ２４の一次巻線Ｌ２１とコンデンサＣ１１との接続
点と、コンデンサＣ１１との間に設けている。

【０１２７】電流検出回路２２７は、カレントトランス
４３とダイオードＤ４３とから構成されている。

【０１２８】電流検出回路２２７において、カレントト
ランス４３は、一次巻線Ｌ４３がコンデンサＣ１１に直
列に接続されている。カレントトランス４３の二次巻線
Ｌ４４は、一端がダイオードＤ４３のアノード・カソー
ド路を介してピーク値検出回路２８に接続される。電流
検出回路２２７は、コンデンサＣ１１に流れる負の向き
の電流を電圧Ｖ２１の電圧値として検出できる構成であ
る。ここで、スイッチング手段２２の電流ピークは向き
Ａ２２０で想定されており、コンデンサＣ１１に流れる
電流で、スイッチング手段２２の電流ピークと等価とす
るには、負の向きのみのピークを検出するように構成し
なければならない。このため、ダイオードＤ４３を設け
ている。

【０１２９】このようなして検出されたコンデンサＣ１
１に流れる電流のピーク値は、放電側のスイッチング手
段２２に流れる電流のピーク値と等価なので、図１の発
明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０１３０】図１１は本発明に係る電源回路の第４の発
明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す
回路図であり、図１の発明の実施の形態と同じ構成要素
には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１３１】図１１において、本発明の実施の形態で
は、インバータ３２０の電流検出回路３２７を、コンデ
ンサＣ１１とインバータ３２０の負極側の入力端子の間
に設けている。電流検出回路３２７は、コンデンサＣ１
１に流れる負の向きの電流を電圧Ｖ３１の電圧値として
検出できる構成である。電流検出回路３２７は、カレン
トトランス４５とダイオードＤ４５とから構成されてい
る。

【０１３２】電流検出回路３２７において、カレントト
ランス４５は、一次巻線Ｌ４３がコンデンサＣ１１に直
列に接続されている。カレントトランス４５の二次巻線
Ｌ４６は、一端がダイオードＤ４５のアノード・カソー
ド路を介してピーク値検出回路２８に接続される。

【０１３３】電流検出回路３２７からの電圧Ｖ３１は、
ピーク値検出回路２８に供給される。

【０１３４】このような構成によれば、図１の発明の実
施の形態と同様の効果が得られる。

【０１３５】図１２は本発明に係る電源回路の第５の発
明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す
回路図であり、図８の発明の実施の形態と同じ構成要素
には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１３６】図１２において、本発明の実施の形態で
は、インバータ５２０のピーク値検出回路２８と出力制
御回路５２３と間に直流除去用コンデンサＣ５０１を設
けている。

【０１３７】また、誤差アンプの入力端子には、直流除
去分を補正するために、図１のＶ０よりも低い電圧値Ｖ
ｒｅｆの直流電源５３４が用いられている。

【０１３８】図１３は図１の放電灯点灯装置の出力制御
回路５２３の制御に関連した動作について説明するタイ
ミングチャートであり、図１３（ａ）は整流回路１２の
出力電圧を示し、図１３（ｂ）は放電側のスイッチング
手段２２に流れる電流Ｉ12を示し、図１３（ｃ）はピー
ク値検出回路２８の出力電圧Ｖ２を示し、図１３（ｄ）
は直流除去用コンデンサＣ５０１を介した出力電圧Ｖ５
２を示し、図１３（ｅ）は直流電源Ｖｒｅｆの出力電圧
Ｖｒｅｆを示し、図１３（ｆ）は誤差アンプ３３からの
出力電圧Ｖ３を示している。

【０１３９】図１３（ａ）の整流回路１２の出力電圧、
図１３（ｂ）の電流Ｉ12、図１３（ｃ）の出力電圧Ｖ２
は、図５（ａ），図５（ｂ），図５（ｃ）と同様になっ
ている。図１３（ｄ）に示す直流除去用コンデンサＣ５
０１を介した出力電圧Ｖ５２は、交流状態となり、図１
３（ｅ）に示す出力電圧Ｖｒｅｆは、一定の正の値とな
る。このため、図５（ｄ）に示す誤差アンプ３３からの
出力電圧Ｖ５３は、一定の出力電圧Ｖｒｅｆの値を中心
に、整流回路１２の出力電圧の波高値の大きいときに大
きく、整流回路１２の出力電圧の波高値の小さいときに
小さくなる。このような発明の実施の形態によれば、図
１の発明の実施の形態と同様の効果がある。また、交流
電源１１の電源電圧が増大した場合、放電側のスイッチ
ング手段２２に流れる電流Ｉ12が増大し、ピーク値が増
大するため、図１の発明の実施の形態では、誤差アンプ
３３からの出力電圧Ｖ３が低下し、放電側のスイッチン
グ手段２２に流れる電流Ｉ12のオンデューティを小さく
して、出力回路２６への出力を増大させるが、本発明の
実施の形態では、直流除去用コンデンサＣ５０１により
ピーク値検出回路２８の出力電圧Ｖ２から直流成分を除
去するため、誤差アンプ３３からの出力電圧Ｖ３は、直
流成分が一定となり、電源電圧に対する負荷変動を抑制
することができる。

【０１４０】図１４は本発明に係る電源回路の第６の発
明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す
回路図であり、図１２の発明の実施の形態と同じ構成要
素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１４１】図１４において、本発明の実施の形態で
は、インバータ６２０の電流検出回路１２７と出力制御
回路５２３と間にピーク値検出回路２８を設ける代わり
に平均化回路６２８を設けている。

【０１４２】平均化回路６２８は、電流検出回路１２７
からの電圧Ｖ１のスィッチング周波数成分を平均値化
し、電圧Ｖ６０として出力する。平均化回路６２８から
の電圧Ｖ６０は、直流除去用コンデンサＣ５０１を介し
て電圧Ｖ６２として出力制御回路２３に供給する。

【０１４３】図１５は図１４の電流検出回路１２７と平
均化回路６２８の具体的な回路を示す回路図である。

【０１４４】図１５において、電流検出回路１２７は、
図９と同様に抵抗Ｒ２１，Ｒ２２と、コンデンサＣ２１
とから構成されている。平均化回路６２８は、抵抗Ｒ６
１と、コンデンサＣ６１とから構成されている。

【０１４５】抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１との接続点
は、抵抗Ｒ６１とコンデンサＣ６１との直列接続を介し
て基準電位点に接続される。抵抗Ｒ６１とコンデンサＣ
６１との接続点は、直流除去用コンデンサＣ５０１の一
端に接続される。

【０１４６】このような発明の実施の形態によれば、図
１２の発明の実施の形態と同様の効果があるとともに、
ピーク値検出回路２８では、入力する電圧Ｖ１が図９の
ダイオードＤ３１の順方向電圧以下になると、ピーク値
検出が行えなかったのに対して、平均化回路６２８は、
電圧Ｖ１のレベルが低くても平均値の検出が行えるの
で、図１２の発明の実施の形態よりも電流検出回路１２
７の検出信号レベルが低くても制御が行えるという効果
もある。

【０１４７】図１６は本発明に係る電源回路の第７の発
明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す
回路図であり、図１２の発明の実施の形態と同じ構成要
素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１４８】図１６は電流検出回路１２７とピーク値検
出回路２８とは、図９と同じ構成になっている。

【０１４９】本発明の実施の形態では、平均化回路７０
１が整流回路１２の正極側出力端子からの電圧を平均化
し電圧ＶDC7 としてて出力端子から出力し、直流定電圧
源７７１の出力端子を抵抗Ｒ７１，Ｒ７２の直列接続を
介して平均化回路７０１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ７
１，Ｒ７２の接続点を誤差アンプ３３の非反転入力端子
（＋）に接続している。

【０１５０】図１７は図１６の回路による放電側のスイ
ッチング手段のオンデューティの制御を説明する説明図
である。

【０１５１】交流電源１１（図１２参照）の交流電源電
圧ＶAC定格の２００Ｖの場合、放電側のスイッチング手
段２２（図１２参照）のオンデューティを４０％から６
０％の範囲で制御し、電源電圧ＶACが高くなった場合、
平均のオンデューティを高くし、電源電圧ＶACが低くな
った場合、平均のオンデューティを低くする。

【０１５２】このような発明の実施の形態によれば、図
１２の発明の実施の形態と同じ効果があるとともに、電
源電圧が高くなれば、誤差アンプ３３の非反転入力端子
（＋）に加わる電圧が上昇し、放電側のスイッチング手
段のオンデューティを増加することで出力電圧を抑制で
きる。

【０１５３】図１８は本発明に係る電源回路の第８の発
明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す
回路図であり、図１の発明の実施の形態と同じ構成要素
には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１５４】図１８において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ８２０では、ハイサイドの放電側のスイッチン
グ手段８２１に並列的に容量の大きいコンデンサＣ８２
を儲け、ローサイドの充電側のスイッチング手段８２２
に並列的に容量の小さい共振用のコンデンサＣ８１を設
け、共振用のコンデンサＣ８１とインバータ８２０の負
極側の入力端子の間に電流検出回路８２７を設けてい
る。また、出力制御回路８２３の駆動回路８３２は、図
１の駆動回路３２とハイサイドとローサイドで反対の出
力を行うとようになっている。

【０１５５】このような発明の実施の形態によければ、
図１の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０１５６】図１９は本発明に係る電源回路の第９の発
明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す
回路図であり、図１の発明の実施の形態と同じ構成要素
には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１５７】図１９において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ９２０では、整流回路１２に導かれる交流電源
電圧をダイオードＤ９０１，Ｒ９０２で整流し、抵抗Ｒ
９０１，Ｄ９０２で分圧し、直流除去用コンデンザＣ９
０１で直流成分を除去してパルス幅制御回路３５に供給
している。

【０１５８】整流回路１２に導かれる交流電源電圧を整
流した電圧の変動は、図１の放電側スイッチング素子に
流れる電流の変動と等価となるので、図１の発明の実施
の形態と同様の効果が得られる。

【０１５９】図２０は本発明に係る電源回路の第１０の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図２０の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１６０】図２０において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１０２０では、図１９の直流除去用コンデンザ
Ｃ９０１の代わりに位相ロックドループ９１１とバンド
パスフィルタ９１２を設けている。

【０１６１】このような発明の実施の形態によれば、図
１９に比べてより図１の発明の実施の形態に近い制御が
行える。

【０１６２】図２１は本発明に係る電源回路の第１１の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図１８の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１６３】図２１において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１１１０では、整流回路１２の出力電圧（非平
滑電圧）を抵抗Ｒ１１０１，Ｒ１１０２で分圧し、この
分圧した電圧を抵抗Ｒ１１２１とコンデンサＣ１１２
１，Ｃ１１２２から成る平均化回路１１１１により平均
化してパルス幅制御回路３５に供給している。

【０１６４】本発明の実施の形態によれば、整流回路１
２が出力する電圧を平均化回路１１１１で平均化した電
圧の変動は、図１の放電側スイッチング素子に流れる電
流の変動と等価となるので、図１の発明の実施の形態と
同様の効果が得られる。

【０１６５】尚、本発明の実施の形態は、従来例に近い
構成となっているが、整流回路１２が出力する電圧を平
均化回路１１１１で平均化することで従来例よりも入力
電流を低歪化することができる。

【０１６６】図２２は本発明に係る電源回路の第１２の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図２１の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１６７】図２２において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１２２０では、コンデンサＣ１１に加わる電圧
を抵抗Ｒ１２０１，Ｒ１２０２で分圧し、この分圧した
電圧を抵抗Ｒ１２２１とコンデンサＣ１２０１と抵抗Ｒ
１２１１によるリップル検出回路によりリップルを検出
し、この検出結果をパルス幅制御回路１２３６に供給し
ている。パルス幅制御回路１２３６は、供給されたリッ
プルの検出電圧の電源電圧（整流回路１２の出力電圧）
に対する位相を遅れの補正し、以下図２１のパルス幅制
御回路３６と同様の動作を行う。

【０１６８】本発明の実施の形態によれば、整流回路１
２が出力する電圧の変動は、図１の放電側スイッチング
素子に流れる電流の変動と等価となるので、図１の発明
の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０１６９】図２３は本発明に係る電源回路の第１３の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図２２の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１７０】図２３において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１３２０では、ハイサイドの放電側のスイッチ
ング手段１３２１に並列的に容量の大きいコンデンサＣ
９２を儲け、ローサイドの充電側のスイッチング手段１
３２１に並列的に容量の小さい共振用のコンデンサＣ９
１を設け、共振用のコンデンサＣ９１のリップルを検出
するようにしている。駆動回路１３３２は、図１の駆動
回路３２とハイサイドとローサイドで反対の出力を行う
とようになっている。

【０１７１】本発明の実施の形態によれば、図２２の発
明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０１７２】図２４は本発明に係る電源回路の第１４の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図１２の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１７３】図２４において、本発明の実施の形態で
は、インバータ１４２０の電源検出回路１４４１は、抵
抗Ｒ１４０１，Ｒ１４０４２とコンデンサＣ１４０１か
ら構成されており、整流回路１２に入力する交流電源電
圧を検出して、このこの検出結果の電源検出電圧Ｖ１４
１を加算器１４４２に導く。一方、入力端子１４５１，
１４５２には、外部からの調光信号ａ１４が導かれてい
る。この調光信号ａ１４は、抵抗Ｒ１４１０とフォトカ
プラ１４５３の発光ダイオードの直列接続に印加され
る。

【０１７４】フォトカプラ１４５３の受光トランジスタ
はコレクタに一定の直流電圧Ｖ１４０が印加され、エミ
ッタが抵抗Ｒ１４１１を介して基準電位点に接続され
る。

【０１７５】フォトカプラ１４５３の受光トランジスタ
のエミッタは、抵抗Ｒ１４１２とコンデンサＣ１４１３
の直列接続を介して基準電位点に接続される。抵抗Ｒ１
４１２とコンデンサＣ１３１３との接続点は抵抗Ｒ１４
１３と抵抗Ｒ１４１４との直列接続を介して基準電位点
に接続される。抵抗Ｒ１４１３と抵抗Ｒ１４１４とのに
は、調光信号ａ１４を検出した調光検出電圧Ｖ１４２が
出力される。

【０１７６】これにより、抵抗Ｒ１４１０，Ｒ１４１
１，Ｒ１４１２，Ｒ１４１３，Ｒ１４１４，コンデンサ
Ｃ１４１１及びフォトカプラ１４５３は、外部からの調
光信号ａ１４を検出し、この検出結果の調光検出電圧Ｖ
１４２が出力する調光検出回路を構成している。

【０１７７】加算器１４４２は、抵抗Ｒ１４１５と抵抗
Ｒ１４１６とから構成されており、電源検出電圧Ｖ１４
１と調光検出電圧Ｖ１４２との加算を行い、電圧Ｖ１４
３として誤差アンプ３１の非反転入力端子（＋）に供給
する。

【０１７８】図２５は図２４の発明の実施の形態の全光
時の動作を示すタイミングチャートであり、図２５
（ａ）は誤差アンプ３１の出力電圧Ｖ３を示し、図２５
（ｂ）は電圧Ｖ１４３を示し、図２５（ｃ）は調光検出
電圧Ｖ１４２を示し、図２５（ｄ）直流除去用コンデン
サＣ５０１を介した出力電圧Ｖ５２を示し、図２５
（ｅ）はピーク値検出回路２８の出力電圧Ｖ５１を示
し、図２５（ｆ）は充電側のスイッチング手段２１のオ
ン時間を示している。

【０１７９】図２６は図２４の発明の実施の形態の調光
時の動作を示すタイミングチャートであり、図２６
（ａ）は誤差アンプ３１の出力電圧Ｖ３を示し、図２６
（ｂ）は電圧Ｖ１４３を示し、図２６（ｃ）は調光検出
電圧Ｖ１４２を示し、図２６（ｄ）は直流除去用コンデ
ンサＣ５０１を介した出力電圧Ｖ５２を示し、図２６
（ｅ）はピーク値検出回路２８の出力電圧Ｖ５１を示
し、図２６（ｆ）は充電側のスイッチング手段２１のオ
ン時間を示している。

【０１８０】図２５（ａ）及び図２６（ａ）に示すよう
に誤差アンプ３１の出力電圧Ｖ３は調光時で増大し、図
２５（ｂ）及び図２６（ｂ）に示すように加算器１４４
２からの出力電圧Ｖ３は調光時で増大し、図２５（ｃ）
及び図２６（ｃ）に示すように調光検出電圧Ｖ１４２は
調光時で増大し、図２５（ｄ）及び図２６（ｄ）に示す
ように、直流除去用コンデンサＣ５０１を介した出力電
圧Ｖ５２は全光時と調光時で変化せず、図２５（ｅ）及
び図２６（ｅ）に示すように、ピーク値検出回路２８の
出力電圧Ｖ５１は全光時と調光時で変化せず、図２５
（ｆ）及び図２６（ｆ）に示すように、充電側のスイッ
チング手段２１のオン時間は、調光時で低下する。これ
により、調光信号ａ１４のレベルを変化させることによ
り調光が行える。

【０１８１】このような発明の実施の形態によれば、図
１の発明の実施の形態と同様の効果があるとともに、電
源検出回路１４４１により電源電圧の変動により出力電
圧が変動するのを抑制し、さらに調光信号ａ１４のレベ
ルを変化させることにより調光が行える。

【０１８２】図２７は本発明に係る電源回路の第１５の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図１の発明の実施の形態と同じ構成要
素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１８３】図２７において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１５２０では、整流回路１２に導かれる交流電
源電圧を電源電圧検出回路１５５１のダイオードＤ１５
０１，Ｄ１５０２で整流し、抵抗Ｒ１５０１，Ｒ１５０
２及びコンデンサＣ１５０１より成る平滑回路１５５２
で平滑し、この平滑した電圧Ｖ１５１の出力制御回路１
５２３のオンデーューティ可変回路１５３１の誤差アン
プ３３の非反転入力端子（＋）に供給している。

【０１８４】このような発明の実施の形態によれば、図
１の発明の実施の形態と同様の効果があるとともに、整
流回路１２に導かれる交流電源電圧が高くなった場合
は、電圧Ｖ１５１が高くなり、放電側スイッチング手段
２２に流れる電流のピーク値の目標値が高くなり、整流
回路１２に導かれる交流電源電圧が低くなった場合は、
電圧Ｖ１５１が低くなり、放電側スイッチング手段２２
に流れる電流のピーク値の目標値が低くなるので、交流
電源電圧が変動した場合の出力変動を補償することがで
きる。

【０１８５】図２８は本発明に係る電源回路の第１６の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図２７の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１８６】図２８において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１６２０では、大容量のコンデンサＣ１１に加
わる電圧（コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点の電圧）
を抵抗Ｒ１６０１，Ｒ１６０２及びコンデンサより成る
平滑回路１６５２で平滑し、この平滑した電圧Ｖ１６１
の出力制御回路１６２３のオンデーューティ可変回路１
６３１の誤差アンプ３３の非反転入力端子（＋）に供給
している。

【０１８７】このような発明の実施の形態によれば、図
２７の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０１８８】図２９は本発明に係る電源回路の第１７の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図２７の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１８９】図２９において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１７２０では、整流回路１２の正極側の出力端
子に加わる電圧を抵抗Ｒ１７０１，Ｒ１７０２及びコン
デンサより成る平滑回路１７５２で平滑し、この平滑し
た電圧Ｖ１７１の出力制御回路１７２３のオンデーュー
ティ可変回路１７３１の誤差アンプ３３の非反転入力端
子（＋）に供給している。

【０１９０】このような発明の実施の形態によれば、図
２７の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０１９１】図３０は本発明に係る電源回路の第１８の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図２７の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１９２】図３０において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１８２０では、平滑回路１５５２と出力制御回
路１５２３のオンデーューティ可変回路１５３１の誤差
アンプ３３の非反転入力端子（＋）の間に抵抗Ｒ１８５
１を設け、誤差アンプ３３の非反転入力端子（＋）の間
に抵抗Ｒ１８５１に直流定電圧源１８８１を設けてい
る。

【０１９３】このような発明の実施の形態によれば、図
２７の発明の実施の形態と同様の効果があるとともに、
図２７の発明の実施の形態の場合、整流回路１２に入力
する交流電源電圧が大きく変化した場合に過補償となる
が、図３０の発明の実施の形態の場合、直流定電圧源１
８８１による電圧を平滑回路１５５２からの電圧に重畳
して誤差アンプ３３の非反転入力端子（＋）に印加する
ので、整流回路１２に入力する交流電源電圧が大きく変
化した場合にも誤差アンプ３３の非反転入力端子（＋）
に印加する電圧の変他を小さく抑えることができ、過補
償となることを防止できる。

【０１９４】図３１は本発明に係る電源回路の第１９の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図２７の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１９５】図３１において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ１９２０では、第２の電流検出回路１９２７が
充電側のスイッチング手段２１に流れる電流を検出し、
この検出結果の検出電圧Ｖ１９１を第２のピーク値検出
回路１９２８に供給する。第２のピーク値検出回路１９
２８は検出電圧Ｖ１９１のピーク値を検出し、この検出
結果のピーク値電圧Ｖ１９２を出力制御回路１５２３の
オンデーューティ可変回路１５３１の誤差アンプ３３の
非反転入力端子（＋）に供給する。

【０１９６】このような発明の実施の形態によれば、図
２７の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０１９７】図３２は本発明に係る電源回路の第２０の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図２７の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０１９８】図３２において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２０２０では、平滑回路１５５２に対して並列
に平滑回路２０５２を接続する。この第２の平滑回路２
０５２は、Ｒ２００１，Ｒ２００２及びコンデンサＣ２
００１より成り、ダイオードＤ１５０１，Ｄ１５０２で
整流した電圧を平滑し、この平滑した電圧Ｖ２０１を可
変周波数発振器（ＶＦＯ）２０５４に供給する。ＶＦＯ
２０５４は、電圧Ｖ２０１に基づいて発振周波数を制御
し、発振信号を出力制御回路１５２３のオンデーューテ
ィ可変回路１５３１のパルス幅制御回路３６に供給す
る。

【０１９９】パルス幅制御回路３６は、ＶＦＯ２０５４
からの発振信号に基づいた周波数のパルス信号ｃ１を出
力するようになっている。パルス幅制御回路３６は、誤
差アンプ３３からの出力電圧Ｖ３が大きい場合にはパル
ス信号ｃ１のパルスの時間幅を大きくし、誤差アンプ３
３からの出力電圧Ｖ３が小さい場合にはパルス信号ｃ１
のパルスの時間幅を小さくする。

【０２００】このような発明の実施の形態によれば、整
流回路１２に入力する交流電源電圧が高くなった場合に
は、第２の平滑回路２０５３の出力電圧Ｖ２０１が高く
なり、ＶＦＯ２０５４の発振周波数が高くなり、パルス
幅制御回路３６が出力するパルスシ信号の周波数が高く
なり、スイッチング手段２１，２２のスイッチング周波
数が高くなるので、出力を抑制することになる。これに
より、図２７の発明の実施の形態と同様の効果があると
ともに、図２７の発明の実施の形態よりも電源電圧変動
に対して出力の抑制が行える。

【０２０１】図３３は本発明に係る電源回路の第２１の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図３２の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２０２】図３３において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２１２０では、整流回路１２に入力する交流電
源電圧の代わりにこれと等価となる大容量のコンデンサ
Ｃ１１に加わる電圧（コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続
点の電圧）を整流回路１２の正極端子からの電圧を平滑
回路１５５２，２０５２に供給している。

【０２０３】このような発明の実施の形態によれば、図
３２の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０２０４】図３４は本発明に係る電源回路の第２２の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図３２の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２０５】図３４において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２２２０では、整流回路１２に入力する交流電
源電圧の代わりにこれと等価となる整流回路１２の正極
端子からの電圧を平滑回路１５５２，２０５２に供給し
ている。

【０２０６】このような発明の実施の形態によれば、図
３２の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０２０７】図３５は本発明に係る電源回路の第２３の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図３２の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２０８】図３５において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２３２０では、整流回路１２に入力する交流電
源電圧の代わりにこれと等価となる第２の電流検出回路
２３２７が充電側のスイッチング手段２１に流れる電流
を検出し、この検出結果の検出電圧Ｖ２３１を第２のピ
ーク値検出回路２３２８に供給する。第２のピーク値検
出回路２３２８は検出電圧Ｖ２３１のピーク値を検出
し、この検出結果のピーク値電圧Ｖ２３２を平滑回路１
５５２，２０５２に供給している。

【０２０９】このような発明の実施の形態によれば、図
２７の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０２１０】図３６は本発明に係る電源回路の第２４の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図１の発明の実施の形態と同じ構成要
素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２１１】インバータ２４２０において、第１の誤差
アンプ３３の出力端子はカレンシミラー回路の抵抗Ｒ２
４５１の一端に接続される。カレンシミラー回路２４５
１は、抵抗Ｒ２４５１とＰＮＰトランジスタＴｒ２４５
１，Ｔｒ２４５２とから構成されている。

【０２１２】カレンシミラー回路２４５１のＰＮＰトラ
ンジスタＴｒ２４５１のコレクタはタイマＩＣ２４５３
｛例えばＴＡ７５５５（東芝）｝の入力端子Ａ１に接続
される。

【０２１３】一方、インバータ２４２０では、整流回路
１２に導かれる交流電源電圧を電源電圧検出回路２４６
１のダイオードＤ２４６１，Ｄ２４６２で整流し、抵抗
Ｒ２４６１，Ｒ２４６２及びコンデンサＣ２４６１より
成る平滑回路２４６２で平滑し、この平滑した電圧Ｖ２
４１を抵抗Ｒ２４０１を介して第１の誤差アンプ３４３
３の反転入力端子（−）に供給している。

【０２１４】直流定電圧源２４３４は、その負極性出力
端子がインバータ２０の負極側の入力端子に接続され、
その正極性出力端子が誤差アンプ２４３３の非反転入力
端子（＋）に接続される。誤差アンプ２４３３の反転入
力端子（−）と出力端子の間には、抵抗Ｒ２４０２とコ
ンデンサＣ２４０１との並列接続が接続される。誤差ア
ンプ２４３３の出力端子は、可変抵抗ＶＲ２４０１の摺
動接点を制御する制御信号入力端子に接続される。可変
抵抗ＶＲ２４０１は、一端がその摺動接点に接続される
とともにタイマＩＣ２４５３の入力端子Ａ２に接続さ
れ、他端がタイマＩＣ２４５３の入力端子Ａ１に接続さ
れるとともにタイミングコンデンサＣ２４５３を介して
基準電位点に接続される。ＩＣ２４５３のベース端子Ｂ
１は基準電位点に接続される。リセット回路２４５４
は、所定の周期（スイッチング手段２１，２２のスイッ
チング周期）でリセット信号をタイマＩＣ２４５３のリ
セット信号入力端子Ａ３に供給する。タイマＩＣ２４５
３の出力端子Ｃ１は駆動回路３２の入力端子に接続され
る。

【０２１５】このような発明の実施の形態の動作を以下
に説明する。

【０２１６】タイマＩＣ２４５３は、リセット回路５３
５４の出力を受けてリセットされ動作を開始する。この
時点では、タイマＩＣ２４５３は、入力端子Ａ２を非導
通状態として、充電側のスイッチング手段２１をオフ、
放電側のスイッチング手段２２をオンとなっている。カ
レントミラー回路２４５１は、誤差アンプ３３の出力に
従って流れる定電流が決定される。カレントミラー回路
２４５１に流れる電流に従ってタイミングコンデンサＣ
２４５３が充電され、タイミングコンデンサＣ２４５３
の両端電圧がある一定の値に到達したときにタイマＩＣ
２４５３は出力を反転し、一定のデットタイムの後、充
電側のスイッチング手段２１をオン、放電側のスイッチ
ング手段２２をオフする。

【０２１７】一方、平滑回路２４６２による交流電源電
圧を平滑した出力は、誤差アンプ２４３３により所定の
電圧値（直流定電圧源２４３４の出力電圧）からの誤差
が検出される。可変抵抗ＶＲ２４０１は、誤差アンプ２
４３３の検出結果に基づいて抵抗値が制御される。この
場合、可変抵抗ＶＲ２４０１は、誤差アンプ２４３３の
出力電圧が高い場合には、抵抗値が高くなり、誤差アン
プ２４３３の出力電圧が低い場合には、抵抗値が低くな
る。

【０２１８】タイマＩＣ２４５３は、放電側のスイッチ
ング手段２２のオフするとともに、入力端子Ａ２を導通
状態とし、タイミングコンデンサＣ２４５３に蓄積され
た電荷を可変抵抗ＶＲ２４０１を介して放電させ、タイ
ミングコンデンサＣ２４５３の両端電圧が０Ｖとなった
時点で充電側のスイッチング手段２１をオフ、放電側の
スイッチング手段２２をオンする。この後、リセット回
路２４５４の出力を受けてリセットされる。

【０２１９】このような発明の実施の形態によれば、整
流回路１２に入力する交流電源電圧の電圧値に従い可変
抵抗ＶＲ２４０１の抵抗値を制御し、交流電源電圧の電
圧値が高くなった場合、可変抵抗ＶＲ２４０１を小さく
し、充電側のスイッチング手段２１のオン時間を短くな
り、出力が大きくなるのを押さえることができる。これ
により、図２７の発明の実施の形態と同様の効果が得ら
れる。

【０２２０】図３７は本発明に係る電源回路の第２５の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図３６の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２２１】図３７において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２５２０では、大容量のコンデンサＣ１１に加
わる電圧（コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点の電圧）
を抵抗Ｒ２５６１，Ｒ２５６２及びコンデンサより成る
平滑回路２５６２で平滑し、この平滑した電圧Ｖ２５１
を抵抗Ｒ２４０１を介して誤差アンプ２４３３の反転入
力端子（−）に供給している。

【０２２２】このような発明の実施の形態によれば、図
２７の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０２２３】図３８は本発明に係る電源回路の第２６の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図３６の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２２４】図３８において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２６２０では、整流回路１２の正極側の出力端
子に加わる電圧を抵抗Ｒ２６０１，Ｒ２６０２及びコン
デンサより成る平滑回路２６５２で平滑し、この平滑し
た電圧Ｖ２６１を抵抗Ｒ２４０１を介して誤差アンプ２
４３３の反転入力端子（−）に供給している。

【０２２５】このような発明の実施の形態によれば、図
３６の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０２２６】図３９は本発明に係る電源回路の第２７の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図３６の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２２７】図３９において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２７２０では、第２の電流検出回路２７２７が
充電側のスイッチング手段２１に流れる電流を検出し、
この検出結果の検出電圧Ｖ２７０１を第２のピーク値検
出回路２７２８に供給する。第２のピーク値検出回路２
７２８は検出電圧Ｖ２７０１のピーク値を検出し、この
検出結果のピーク値電圧Ｖ２７０２を抵抗Ｒ２７０１，
Ｒ２７０２及びコンデンサＣ２７０１より成る平滑回路
２７５２に供給する。平滑回路２７５２は、ピーク値電
圧Ｖ２７０２した電圧Ｖ２７１を抵抗Ｒ２４０１を介し
て誤差アンプ２４３３の反転入力端子（−）に供給して
いる。

【０２２８】このような発明の実施の形態によれば、図
３６の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０２２９】図４０は本発明に係る電源回路の第２８の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図３６の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２３０】図４０において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２８２０では、電源電圧検出回路２８６１に二
つの平滑回路２８６２，２８７２を設ける。第１の平滑
回路２８６２は、Ｒ２８６１，Ｒ２８６２及びコンデン
サＣ２８６１より成り、ダイオードＤ２８０１，Ｄ２８
０２で整流した電圧を平滑し、この平滑した電圧Ｖ２８
６１を誤差アンプ３３の非反転入力端子（＋）に供給す
る。第２の平滑回路２８７２は、Ｒ２８７１，Ｒ２８７
２及びコンデンサＣ２８７１より成り、ダイオードＤ２
８０１，Ｄ２８０２で整流した電圧を平滑し、この平滑
した電圧Ｖ２８７１を可変抵抗ＶＲ２８０１の摺動接点
を制御する制御信号入力端子に供給する。可変抵抗ＶＲ
２８０１は、一端がその摺動接点に接続されるとともに
タイマＩＣ２４５３の入力端子Ａ２に接続され、他端が
タイマＩＣ２４５３の入力端子Ａ１に接続されるととも
にコンデンサＣ２４２３を介して基準電位点に接続され
る。可変抵抗ＶＲ２８０１は、第２の平滑回路２８７２
の電圧Ｖ２８７１が高い場合には、抵抗値が低くなり、
電圧Ｖ２８７１が低い場合には、抵抗値が高くなる。

【０２３１】このような発明の実施の形態によれば、整
流回路１２に入力する交流電源電圧の電圧値に従い可変
抵抗ＶＲ２４０１の抵抗値を制御するとともに、誤差ア
ンプ３３の出力の制御し、交流電源電圧の電圧値が高く
なった場合、充電側のスイッチング手段２１のオン時間
を短くし、出力が大きくなるのを押さえることができ
る。これにより、図３６の発明の実施の形態と同様の効
果が得られる。

【０２３２】図４１は本発明に係る電源回路の第２９の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図４０の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２３３】図４１において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ２９２０では、大容量のコンデンサＣ１１に加
わる電圧（コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点の電圧）
を抵抗Ｒ２９６１，Ｒ２９６２及びコンデンサＣ２９６
１より成る第１の平滑回路２９６２で平滑し、この平滑
した電圧Ｖ２９６１を誤差アンプ２４３３の非反転入力
端子（＋）に供給している。また、インバータ２９２０
では、コンデンサＣ１１に加わる電圧を抵抗Ｒ２９７
１，Ｒ２７６２及びコンデンサＣ２９７１より成る第２
の平滑回路２９７２で平滑し、この平滑した電圧Ｖ２９
７１を可変抵抗ＶＲ２７０１の摺動接点を制御する制御
信号入力端子に供給する。

【０２３４】このような発明の実施の形態によれば、図
４０の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０２３５】図４２は本発明に係る電源回路の第２９の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図４０の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２３６】図４２において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ３０２０では、整流回路１２の正極側の出力端
子に加わる電圧を抵抗Ｒ３０６１，Ｒ３０６２及びコン
デンサＣ３０６１より成る第１の平滑回路３０６２で平
滑し、この平滑した電圧Ｖ３０６１を誤差アンプ２４３
３の非反転入力端子（＋）に供給している。また、コン
デンサＣ１１に加わる電圧を抵抗Ｒ３０７１，Ｒ３０７
２及びコンデンサより成る第２の平滑回路３０７２で平
滑し、この平滑した電圧Ｖ３０７１をこの平滑した電圧
Ｖ３０７１を可変抵抗ＶＲ２７０１の摺動接点を制御す
る制御信号入力端子に供給する。

【０２３７】図４３は本発明に係る電源回路の第３０の
発明の実施の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示
す回路図であり、図４０の発明の実施の形態と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。

【０２３８】図４３において、本発明の実施の形態のイ
ンバータ３１２０では、第２の電流検出回路３１２７が
充電側のスイッチング手段２１に流れる電流を検出し、
この検出結果の検出電圧Ｖ３１０１を第２のピーク値検
出回路３１２８に供給する。第２のピーク値検出回路３
１２８は検出電圧Ｖ３１０１のピーク値を検出し、この
検出結果のピーク値電圧Ｖ３１０２を出力する。第１の
平滑回路３１６２は、抵抗Ｒ３１６１，Ｒ３１６２及び
コンデンサＣ３１６１より成り、ピーク値電圧Ｖ３１０
２を平滑し、この平滑した電圧Ｖ３１６１を誤差アンプ
２４３３の非反転入力端子（＋）に供給している。ま
た、第２の平滑回路３１７１は、抵抗Ｒ３１７１，Ｒ３
１７２及びコンデンサＣ３１７１より成り、ピーク値電
圧Ｖ３１０２を平滑し、この平滑した電圧Ｖ３１７１を
可変抵抗ＶＲ２７０１の摺動接点を制御する制御信号入
力端子に供給する。

【０２３９】このような発明の実施の形態によれば、図
４０の発明の実施の形態と同様の効果が得られる。

【０２４０】図４４は図１乃至図４３に示した発明の実
施の形態の放電灯点灯装置の内いずれか一つを適用した
照明装置を示す斜視図である。

【０２４１】図４４において、照明装置５００１は、照
明器具本体５００２のソケット５００３，５００４にそ
れぞれ放電灯５００５，５００６を取り付け、内部に放
電灯点灯装置５００７を収容し、放電灯点灯装置５００
７により放電灯５００５，５００６の点灯を行うように
したものである。

【０２４２】このような構造により図１乃至図４３に示
した発明の実施の形態を照明装置に適用できる。

【０２４３】

【発明の効果】本発明によれば、スイッチング手段を用
いて非平滑直流電圧から高周波電圧を得るとともに、交
流電源電圧の波高値が高い期間で、入力電流の低歪化を
図ることができ、入力電流をさらに低歪化することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電源回路の第１の発明の実施の形
態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２】図１の電流検出回路とピーク値検出回路の具体
的な回路例を示す回路図。

【図３】図１の出力制御回路による整流回路の出力電圧
とスイッチング手段のオン時間の関係を示すタイミング
チャート。

【図４】図１の発明の実施の形態の動作を示すタイミン
グチャート。

【図５】図１の放電灯点灯装置の出力制御回路の制御に
関連した動作について説明するタイミングチャート。

【図６】図１のスイッチング手段のオン時間の変化率を
示す説明図。

【図７】図１の発明の実施の形態の交流電源の入力電圧
と入力電流の関係を示す説明図。

【図８】本発明に係る電源回路の第２の発明の実施の形
態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図９】図８の電流検出回路とピーク値検出回路の具体
的な回路を示す回路図。

【図１０】本発明に係る電源回路の第３の発明の実施の
形態を放電灯点灯装置に適用し場合を示す回路図。

【図１１】本発明に係る電源回路の第４の発明の実施の
形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図１２】本発明に係る電源回路の第５の発明の実施の
形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図１３】図１の放電灯点灯装置の出力制御回路の制御
に関連した動作について説明するタイミングチャート。

【図１４】本発明に係る電源回路の第６の発明の実施の
形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図１５】図１４の電流検出回路と平均化回路の具体的
な回路を示す回路図。

【図１６】本発明に係る電源回路の第７の発明の実施の
形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図１７】図１６の回路による放電側のスイッチング手
段のオンデューティの制御を説明する説明図。

【図１８】本発明に係る電源回路の第８の発明の実施の
形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図１９】本発明に係る電源回路の第９の発明の実施の
形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２０】本発明に係る電源回路の第１０の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２１】本発明に係る電源回路の第１１の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２２】本発明に係る電源回路の第１２の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２３】本発明に係る電源回路の第１３の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２４】本発明に係る電源回路の第１４の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２５】図２４の発明の実施の形態の全光時の動作を
示すタイミングチャート。

【図２６】図２４の発明の実施の形態の調光時の動作を
示すタイミングチャート。

【図２７】本発明に係る電源回路の第１５の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２８】本発明に係る電源回路の第１６の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図２９】本発明に係る電源回路の第１７の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３０】本発明に係る電源回路の第１８の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３１】本発明に係る電源回路の第１９の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３２】本発明に係る電源回路の第２０の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３３】本発明に係る電源回路の第２１の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３４】本発明に係る電源回路の第２２の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３５】本発明に係る電源回路の第２３の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３６】本発明に係る電源回路の第２４の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３７】本発明に係る電源回路の第２５の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３８】本発明に係る電源回路の第２６の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図３９】本発明に係る電源回路の第２７の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図４０】本発明に係る電源回路の第２８の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図４１】本発明に係る電源回路の第２９の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図４２】本発明に係る電源回路の第２９の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図４３】本発明に係る電源回路の第３０の発明の実施
の形態を放電灯点灯装置に適用した場合を示す回路図。

【図４４】図１乃至図４３に示した発明の実施の形態の
放電灯点灯装置の内いずれか一つを適用した照明装置。

【図４５】従来の放電灯点灯装置の一例を示す回路図。

【図４６】図４５の出力制御回路による整流回路の出力
電圧とスイッチング手段のオン時間の関係を示すタイミ
ングチャート。

【符号の説明】

１１交流電源１２整流回路２０インバータ２１充電側のスイッチング手段２２放電側のスイッチング手段２３出力制御回路２４インダクタ２７電流検出回路２８ピーク値検出回路Ｃ１１，Ｃ２２コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直
流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出力
端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側の
スイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段と
並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデンサ
と；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデン
サの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデン
サより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチン
グ手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び前
記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出する電流ピー
ク値検出回路と；前記充電側及び放電側のスイッチング
手段を略一定の周波数で交互にオンオフするとともに、
これらスイッチング手段のオンデューティ比を前記電流
ピーク値検出回路のピーク値が一定に近づくように制御
する制御回路と；を具備したことを特徴とする電源装
置。
【請求項２】前記充電側及び放電側のスイッチング手
段のオン時間の変化率を１４％から２４％の間に設定し
たことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記制御回路を、前記電流ピーク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧
に対して所定の基準値との誤差を検出し、検出電圧を出
力する誤差アンプと；前記充電側及び放電側のスイッチ
ング手段を略一定の周波数で交互にオンオフするととも
に、これらスイッチング手段のオンデューティ比を前記
誤差アンプの検出電圧が一定に近づくように制御するパ
ルス幅制御回路と；から構成し、前記誤差アンプのカッ
トオフ周波数を前記整流回路からの非平滑直流電圧の周
波数よりも高く設定したことを特徴とする請求項１記載
の電源装置。
【請求項４】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直
流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出力
端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側の
スイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段と
並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデンサ
と；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデン
サの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデン
サより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチン
グ手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び前
記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値と等価となる前記交
流電源の出力電圧の２倍の周波数成分を検出する電流ピ
ーク値検出回路と；前記充電側及び放電側のスイッチン
グ手段を略一定の周波数で交互にオンオフするととも
に、これらスイッチング手段のオンデューティ比を前記
電流ピーク値検出回路のピーク値が一定に近づくように
制御する制御回路と；を具備したことを特徴とする電源
装置。
【請求項５】前記電流ピーク値検出回路が前記第１の
コンデンサに流れる電流のピーク値を検出することを特
徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】前記制御回路を、前記電流ピーク値検出回路からの電流ピーク値検出電圧
の直流成分を除去する第３のコンデンサと；この第３の
コンデンサからの直流除去した電流ピーク値検出電圧に
対して所定の基準値との誤差を検出し、検出電圧を出力
する誤差アンプと；前記充電側及び放電側のスイッチン
グ手段を略一定の周波数で交互にオンオフするととも
に、これらスイッチング手段のオンデューティ比を前記
誤差アンプの検出出力が一定に近づくように制御するパ
ルス幅制御回路と；から構成したことを特徴とする請求
項１記載の電源装置。
【請求項７】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直
流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出力
端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側の
スイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段と
並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデンサ
と；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデン
サの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデン
サより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチン
グ手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び前
記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流の平均値を検出し、この検出結
果を示す出電圧を出力する平均化回路と；この平均化回
路からの検出電圧の直流成分を除去する第３のコンデン
サと；この第３のコンデンサからの直流除去した検出電
圧に対して所定の基準値との誤差を検出し、検出電圧を
出力する誤差アンプと；前記充電側及び放電側のスイッ
チング手段を略一定の周波数で交互にオンオフするとと
もに、これらスイッチング手段のオンデューティ比を前
記誤差アンプの検出出力が一定に近づくように制御する
制御回路と；を具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項８】前記電流ピーク値検出回路が前記第２の
コンデンサに流れる電流のピーク値を検出することを特
徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項９】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直
流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出力
端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側の
スイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段と
並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデンサ
と；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデン
サの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデン
サより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチン
グ手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び前
記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記充電側及び放電
側のスイッチング手段を略一定の周波数で交互にオンオ
フするとともに、これらスイッチング手段のオンデュー
ティ比を前記放電側のスイッチング手段に流れる電流と
等価となる値に基づいて制御する制御回路と；を具備し
たことを特徴とする電源装置。
【請求項１０】前記制御回路が、前記充電側及び放電
側のスイッチング手段を略一定の周波数で交互にオンオ
フするとともに、これらスイッチング手段のオンデュー
ティ比を前記整流回路に入力する電圧に基づいて制御す
ることを特徴とする請求項９記載の電源装置。
【請求項１１】前記制御回路が、前記充電側及び放電
側のスイッチング手段を略一定の周波数で交互にオンオ
フするとともに、これらスイッチング手段のオンデュー
ティ比を前記整流回路が出力する非平滑直流電圧を平均
化した電圧に基づいて制御することを特徴とする請求項
９記載の電源装置。
【請求項１２】交流電源の出力電圧を整流して非平滑
直流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出
力端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側
のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段
と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデン
サと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデ
ンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデ
ンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチ
ング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び
前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出
結果を示す電流ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク
値検出回路と；この電流ピーク値検出回路からの電流ピ
ーク値検出電圧の直流成分を除去する第３のコンデンサ
と；前記整流回路に入力する交流電源電圧を検出し、こ
の検出結果の電源検出電圧を出力する電源検出回路と；
外部から入力する調光信号を検出し、この検出結果の調
光検出電圧を出力する調光検出回路と；前記電源検出回
路からの電源検出電圧と前記調光検出回路からの調光検
出電圧を加算する加算器と；前記第３のコンデンサから
の直流除去した電流ピーク値検出電圧に対して前記加算
器の出力との誤差を検出し、検出電圧を出力する誤差ア
ンプと；前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略
一定の周波数で交互にオンオフするとともに、これらス
イッチング手段のオンデューティ比を前記誤差アンプの
検出出力が一定に近づくように制御する制御回路と；を
具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項１３】交流電源の出力電圧を整流して非平滑
直流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出
力端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側
のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段
と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデン
サと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデ
ンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデ
ンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチ
ング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び
前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出
結果を示す電流ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク
値検出回路と；前記整流回路に入力する交流電源電圧を
検出し、この検出結果の電源検出電圧を出力する電源検
出回路と；前記電流ピーク値検出回路からの電流ピーク
値検出電圧に対して前記電源検出回路の電源検出電圧と
の誤差を検出し、検出電圧を出力する誤差アンプと；前
記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定の周波
数で交互にオンオフするとともに、これらスイッチング
手段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検出出力が
一定に近づくように制御する制御回路と；を具備したこ
とを特徴とする電源装置。
【請求項１４】交流電源の出力電圧を整流して非平滑
直流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出
力端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側
のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段
と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデン
サと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデ
ンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデ
ンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチ
ング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び
前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出
結果を示す電流ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク
値検出回路と；前記整流回路に入力する交流電源電圧と
等価となる値を検出し、この検出結果の検出電圧を出力
する電源検出回路と；前記電流ピーク値検出回路からの
電流ピーク値検出電圧に対して前記電源検出回路の検出
電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力する誤差アンプ
と；前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定
の周波数で交互にオンオフするとともに、これらスイッ
チング手段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検出
出力が一定に近づくように制御する制御回路と；を具備
したことを特徴とする電源装置。
【請求項１５】前記電源検出回路を、前記第１のコン
デンサに加わる電圧を平滑した電圧を出力する平滑回路
としたことを特徴とする請求項１４記載の電源装置。
【請求項１６】前記電源検出回路を、前記整流回路が
出力する電圧を平滑した電圧を出力する平滑回路とした
ことを特徴とする請求項１４記載の電源装置。
【請求項１７】前記電源検出回路が出力する電源検出
電圧に直流定電圧を加算する直流定電圧加算手段を具備
し、前記誤差アンプが前記電流ピーク値検出回路からの電流
ピーク値検出電圧に対して前記直流定電圧加算手段の出
力電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力することを特
徴とする請求項１３記載の電源装置。
【請求項１８】前記電源検出回路を、前記充電側のス
イッチング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この
検出結果を示す第２の電流ピーク値検出電圧を出力する
第２の電流ピーク値検出回路としたことを特徴とする請
求項１４記載の電源装置。
【請求項１９】前記制御回路が、前記電源検出回路の
電源検出電圧に基づいて周波数が制御された状態で前記
充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定の周波数
で交互にオンオフするとともに、これらスイッチング手
段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検出出力が一
定に近づくように制御することを特徴とする請求項１３
記載の電源装置。
【請求項２０】前記制御回路が、前記平滑回路が平滑
した電圧に基づいて周波数が制御された状態で前記充電
側及び放電側のスイッチング手段を略一定の周波数で交
互にオンオフするとともに、これらスイッチング手段の
オンデューティ比を前記誤差アンプの検出出力が一定に
近づくように制御することを特徴とする請求項１５及び
１６のいずれか一記載の電源装置。
【請求項２１】交流電源の出力電圧を整流して非平滑
直流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出
力端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側
のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段
と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデン
サと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデ
ンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデ
ンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチ
ング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び
前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出
結果を示す第１の電流ピーク値検出電圧を出力する第１
の電流ピーク値検出回路と；前記充電側のスイッチング
手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出結果を
示す第２の電流ピーク値検出電圧を出力する第２の電流
ピーク値検出回路と；この第２の電流ピーク値検出回路
前記整流回路が出力する第２の電流ピーク値検出電圧を
平滑した電圧を出力する平滑回路と；前記電流ピーク値
検出回路からの電流ピーク値検出電圧に対して前記平滑
回路が平滑した電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力
する誤差アンプと；前記平滑回路が平滑した電圧に基づ
いて周波数が制御された状態で前記充電側及び放電側の
スイッチング手段を略一定の周波数で交互にオンオフす
るとともに、これらスイッチング手段のオンデューティ
比を前記誤差アンプの検出出力が一定に近づくように制
御する制御回路と；を具備したことを特徴とする電源装
置。
【請求項２２】交流電源の出力電圧を整流して非平滑
直流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出
力端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側
のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段
と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデン
サと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデ
ンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデ
ンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチ
ング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び
前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出
結果を示す電流ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク
値検出回路と；前記整流回路に入力する交流電源電圧を
検出し、この検出結果の電源検出電圧を出力する電源検
出回路と；前記電流ピーク値検出回路からの電流ピーク
値検出電圧に対して所定の第１の基準電圧との誤差を検
出し、検出電圧を出力する第１の誤差アンプと；前記電
源検出回路からの電源検出電圧に対して所定の第２の基
準電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力する第２の誤
差アンプと；前記充電側及び放電側のスイッチング手段
を略一定の周波数で交互にオンオフするとともに、これ
らスイッチング手段のオンデューティ比を前記第１及び
第２の誤差アンプの検出出力に基づいて制御する制御回
路と；を具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項２３】交流電源の出力電圧を整流して非平滑
直流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出
力端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側
のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段
と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデン
サと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデ
ンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデ
ンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチ
ング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び
前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出
結果を示す電流ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク
値検出回路と；前記整流回路に入力する交流電源電圧と
等価となる値を検出し、この検出結果の電源検出電圧を
出力する電源検出回路と；前記電流ピーク値検出回路か
らの電流ピーク値検出電圧に対して所定の第１の基準電
圧との誤差を検出し、検出電圧を出力する第１の誤差ア
ンプと；前記電源検出回路からの電源検出電圧と等価と
なる電圧に対して所定の第２の基準電圧との誤差を検出
し、検出電圧を出力する第２の誤差アンプと；前記充電
側及び放電側のスイッチング手段を略一定の周波数で交
互にオンオフするとともに、これらスイッチング手段の
オンデューティ比を前記第１及び第２の誤差アンプの検
出出力に基づいて制御する制御回路と；を具備したこと
を特徴とする電源装置。
【請求項２４】前記第１のコンデンサに加わる電圧を
平滑した電圧を出力する平滑回路を設け、前記第２の誤
差アンプが、前記平滑回路が平滑した電圧に対して所定
の第２の基準電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力す
ることを特徴とする請求項２３記載の電源装置。
【請求項２５】前記整流回路が出力する電圧を平滑し
た電圧を出力する平滑回路を設け、前記第２の誤差アン
プが、前記平滑回路が平滑した電圧に対して所定の第２
の基準電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力すること
を特徴とする請求項２３記載の電源装置。
【請求項２６】前記充電側のスイッチング手段に流れ
る電流のピーク値を検出し、この検出結果を示す第２の
電流ピーク値検出電圧を出力する第２の電流ピーク値検
出回路と；この第２の電流ピーク値検出回路からの第２
の電流ピーク値検出電圧を平滑した電圧を出力する平滑
回路と；を設け、前記第２の誤差アンプが、前記平滑回
路が平滑した電圧に対して所定の第２の基準電圧との誤
差を検出し、検出電圧を出力することを特徴とする請求
項２３記載の電源装置。
【請求項２７】交流電源の出力電圧を整流して非平滑
直流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出
力端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側
のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段
と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデン
サと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデ
ンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデ
ンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチ
ング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び
前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出
結果を示す電流ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク
値検出回路と；前記整流回路に入力する交流電源電圧を
検出し、この検出結果の電源検出電圧を出力する電源検
出回路と；前記電流ピーク値検出回路からの電流ピーク
値検出電圧に対して前記電源検出回路からの電源検出電
圧との誤差を検出し、検出電圧を出力する誤差アンプ
と；前記充電側及び放電側のスイッチング手段を略一定
の周波数で交互にオンオフするとともに、これらスイッ
チング手段のオンデューティ比を前記誤差アンプの検出
出力及び前記電源検出回路からの電源検出電圧に基づい
て制御する制御回路と；を具備したことを特徴とする電
源装置。
【請求項２８】交流電源の出力電圧を整流して非平滑
直流電圧を出力する整流回路と；この前記整流回路の出
力端子間に互いに直列的に設けられた充電側及び放電側
のスイッチング手段と；この放電側のスイッチング手段
と並列的に設けられた相対的に大容量の第１のコンデン
サと；前記放電側のスイッチング手段及び第１のコンデ
ンサの間に介挿されたインダクタと；前記第１のコンデ
ンサより容量が小さく設定され、前記充電側のスイッチ
ング手段のオン期間に該充電側のスイッチング手段及び
前記インダクタと共振回路を形成する第２のコンデンサ
と；前記インダクタ及び第２のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と；前記放電側のスイッ
チング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この検出
結果を示す電流ピーク値検出電圧を出力する電流ピーク
値検出回路と；前記整流回路に入力する交流電源電圧と
等価となる値を検出し、この検出結果の電源検出電圧を
出力する電源検出回路と；前記電流ピーク値検出回路か
らの電流ピーク値検出電圧に対して前記電源検出回路か
らの電源検出電圧との誤差を検出し、検出電圧を出力す
る誤差アンプと；前記充電側及び放電側のスイッチング
手段を略一定の周波数で交互にオンオフするとともに、
これらスイッチング手段のオンデューティ比を前記誤差
アンプの検出出力及び前記電源検出回路からの電源検出
電圧に基づいて制御する制御回路と；を具備したことを
特徴とする電源装置。
【請求項２９】前記電源検出回路を、前記第１のコン
デンサに加わる電圧を平滑した電圧を出力する平滑回路
としたことを特徴とする請求項２８記載の電源装置。
【請求項３０】前記電源検出回路を、前記整流回路が
出力する電圧を平滑した電圧を出力する平滑回路とした
ことを特徴とする請求項２８記載の電源装置。
【請求項３１】前記電源検出回路を、前記充電側のス
イッチング手段に流れる電流のピーク値を検出し、この
検出結果を示す第２の電流ピーク値検出電圧を出力する
第２の電流ピーク値検出回路としたことを特徴とする請
求項２８記載の電源装置。
【請求項３２】請求項１乃至３１のいずれか一記載の
電源装置の出力回路に放電灯を設けていることを特徴と
する放電灯点灯装置。
【請求項３３】請求項３２記載の放電灯点灯装置と；
この放電灯点灯装置を収容する照明器具本体と；を具備
したことを特徴とする照明装置。