JPH1054874A - 連続波広帯域精密距離測定レーダ装置 - Google Patents
連続波広帯域精密距離測定レーダ装置Info
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- JPH1054874A JPH1054874A JP9128387A JP12838797A JPH1054874A JP H1054874 A JPH1054874 A JP H1054874A JP 9128387 A JP9128387 A JP 9128387A JP 12838797 A JP12838797 A JP 12838797A JP H1054874 A JPH1054874 A JP H1054874A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 精密レンジングを低コストで実現する。
【解決手段】 送信位相変調器１３ａが、局部発振器マ
イクロ波源１５により発生された局部発振器信号をノイ
ズコード発生器１１により発生されたノイズコードに従
って変調して被変調局部発振器信号を生成する。当該被
変調局部発振器信号は送信マイクロ波アンテナ１６ａに
より送信され、次いで物標から反射され、受信マイクロ
波アンテナ１６ｂにより受信される。局部発振器信号は
また、コード遅延ユニット１４により遅延されたノイズ
コードに従って受信位相変調器１３ｂにより変調され
る。相関器２１は、遅延されたノイズコードと、物標か
ら反射され受信された被変調局部発振器信号とを相関さ
せ、物標の存在を指示するデータを出力する。
イクロ波源１５により発生された局部発振器信号をノイ
ズコード発生器１１により発生されたノイズコードに従
って変調して被変調局部発振器信号を生成する。当該被
変調局部発振器信号は送信マイクロ波アンテナ１６ａに
より送信され、次いで物標から反射され、受信マイクロ
波アンテナ１６ｂにより受信される。局部発振器信号は
また、コード遅延ユニット１４により遅延されたノイズ
コードに従って受信位相変調器１３ｂにより変調され
る。相関器２１は、遅延されたノイズコードと、物標か
ら反射され受信された被変調局部発振器信号とを相関さ
せ、物標の存在を指示するデータを出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般にレーダ装置
に関し、特に連続波広帯域精密距離測定レーダ装置に関
する。
に関し、特に連続波広帯域精密距離測定レーダ装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】本発明に関連する極めて類似の既知の従
来技術はないが、類似の従来技術は多数ある。衛星航法
システム（ＧＰＳ）で用いられており、コード遅延測定
値を用いて距離を決定する距離測定（レンジング）技術
は、本発明において用いられる距離測定技術に類似して
いる。しかしながら、本発明は、新しい用途において既
知の技術の使用以上のものを与え、その技術は新規な要
領で用いられている。以下は、本発明に類似する従来技
術の説明である。
来技術はないが、類似の従来技術は多数ある。衛星航法
システム（ＧＰＳ）で用いられており、コード遅延測定
値を用いて距離を決定する距離測定（レンジング）技術
は、本発明において用いられる距離測定技術に類似して
いる。しかしながら、本発明は、新しい用途において既
知の技術の使用以上のものを与え、その技術は新規な要
領で用いられている。以下は、本発明に類似する従来技
術の説明である。
【０００３】スペクトラム拡散通信システムは、適所の
実現技術の多数の組み合わせにより充分開発されてい
る。最も良く知られている例はセルラー電話器であり、
それではスペクトラム拡散技術が広範囲に用いられてい
る。本発明は、スペクトラム拡散直接シーケンス二相偏
移キーイング通信リンクに類似しており、そこでは同期
化は、本発明における解法であり、そして通信システム
の場合には問題である。本発明において、検出レンジ・
ビン（ｂｉｎ）内に物標があるとき、基準と入力信号と
が同期化され、相関器出力が大きくなり、その出力の存
在が物標の存在を指示し、検出が生じる。通信システム
の場合、遅延ユニットが、データの存在により指示され
る同期化が生じるまでコード遅延（及び局部発振器搬送
波位相）を変えるため命令され、その後にデータが受信
され解釈される。距離測定情報は上記通信システムの場
合に転送又は抽出されないで、ノイズコードが他の目的
のため用いられる。
実現技術の多数の組み合わせにより充分開発されてい
る。最も良く知られている例はセルラー電話器であり、
それではスペクトラム拡散技術が広範囲に用いられてい
る。本発明は、スペクトラム拡散直接シーケンス二相偏
移キーイング通信リンクに類似しており、そこでは同期
化は、本発明における解法であり、そして通信システム
の場合には問題である。本発明において、検出レンジ・
ビン（ｂｉｎ）内に物標があるとき、基準と入力信号と
が同期化され、相関器出力が大きくなり、その出力の存
在が物標の存在を指示し、検出が生じる。通信システム
の場合、遅延ユニットが、データの存在により指示され
る同期化が生じるまでコード遅延（及び局部発振器搬送
波位相）を変えるため命令され、その後にデータが受信
され解釈される。距離測定情報は上記通信システムの場
合に転送又は抽出されないで、ノイズコードが他の目的
のため用いられる。
【０００４】送信ユニットと受信ユニットとの距離を測
定するため受信されたノイズコードと基準ノイズコード
との間の遅延を用いる距離測定装置について多数の例が
ある。この技術は、航法システムにおいて広く用いられ
ており、その最も一般的な例は衛星航法システム（ＧＰ
Ｓ）である。衛星航法システムは、受信機座標を計算す
るのにノイズコード遅延の複数の精密測定を用いる。全
ての既知の距離装置装置は、送信機と受信機とを並置し
ていなかった。それらの距離測定装置は、レーダと種々
の目標物との距離を測定するよう設計されているＣＷ精
密レーダとは反対に、送信機と受信機との距離を測定す
るよう設計されている。受信機におけるコード及び搬送
波の捕捉は、距離測定装置における高度な技術によりか
なえられる挑戦を示す。なお、基準と受信されたコード
は双方同じ回路により発生されるので、距離測定装置の
全部が本発明において必要であるのではない。
定するため受信されたノイズコードと基準ノイズコード
との間の遅延を用いる距離測定装置について多数の例が
ある。この技術は、航法システムにおいて広く用いられ
ており、その最も一般的な例は衛星航法システム（ＧＰ
Ｓ）である。衛星航法システムは、受信機座標を計算す
るのにノイズコード遅延の複数の精密測定を用いる。全
ての既知の距離装置装置は、送信機と受信機とを並置し
ていなかった。それらの距離測定装置は、レーダと種々
の目標物との距離を測定するよう設計されているＣＷ精
密レーダとは反対に、送信機と受信機との距離を測定す
るよう設計されている。受信機におけるコード及び搬送
波の捕捉は、距離測定装置における高度な技術によりか
なえられる挑戦を示す。なお、基準と受信されたコード
は双方同じ回路により発生されるので、距離測定装置の
全部が本発明において必要であるのではない。
【０００５】距離分解能を、変調されてないパルスによ
り支持されたシステムの距離分解能を越えて更に向上さ
せるため短い持続時間のマイクロ波エネルギ・パルス内
で二相又は多相の位相偏移キー変調を用いる多数のパル
ス圧縮レーダ・システムが存在する。位相変調は迅速で
あり、チップの長さは距離分解能を最大にするためパル
スの長さに対して短い。通常、位相変調は、最大線形擬
似ノイズコードを用いて実現されている。これらのシス
テムはパルス・レーダ・システムであってＣＷレーダ・
システムではなく、従って本発明とは明確に異なる。従
来技術において用いられるパルス圧縮技術は、基準と受
信されたパルスとの間の時間遅延シフトを比較せずに、
逆に擬似ノイズ・コードは、受信されたパルスの持続時
間を、放射されたパルスの小部分に圧縮するため用いら
れる。これらのシステムにおいて、擬似ノイズコード又
はノイズコードの存在は、レンジ分解能を向上させるこ
とになるが、コード遅延シフトにより距離を直接測定し
ないことになる。
り支持されたシステムの距離分解能を越えて更に向上さ
せるため短い持続時間のマイクロ波エネルギ・パルス内
で二相又は多相の位相偏移キー変調を用いる多数のパル
ス圧縮レーダ・システムが存在する。位相変調は迅速で
あり、チップの長さは距離分解能を最大にするためパル
スの長さに対して短い。通常、位相変調は、最大線形擬
似ノイズコードを用いて実現されている。これらのシス
テムはパルス・レーダ・システムであってＣＷレーダ・
システムではなく、従って本発明とは明確に異なる。従
来技術において用いられるパルス圧縮技術は、基準と受
信されたパルスとの間の時間遅延シフトを比較せずに、
逆に擬似ノイズ・コードは、受信されたパルスの持続時
間を、放射されたパルスの小部分に圧縮するため用いら
れる。これらのシステムにおいて、擬似ノイズコード又
はノイズコードの存在は、レンジ分解能を向上させるこ
とになるが、コード遅延シフトにより距離を直接測定し
ないことになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、改良された連続波広帯域精密距離測定レーダ・シス
テムを提供することにある。
は、改良された連続波広帯域精密距離測定レーダ・シス
テムを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記及び他の目的に適合
するため、本発明は、衝突を回避するための運転手によ
る駐車や渋滞での操作（ｐａｒｋｉｎｇ ａｎｄ ｂａ
ｃｋｕｐ ｍａｎｅｕｖｅｒｓ）に使用する精密距離測
定レーダを提供する。本発明は、短い距離の用途におい
て、放射された低放出エネルギを利用するが、精密距離
測定（レンジング）を提供する低コスト・レーダ・シス
テムである。該レーダ・システムは、連続波動作の物標
検出の良い効率と、短い持続時間パルス・レーダの良い
レンジ精度とを示す。レーダ・システムは、物標がレー
ダに対して運動しているか静止しているかのいずれにし
ても物標を高感度で検出するよう設計されている。これ
らの理由のため、本発明のレーダ・システムに対して多
数の精密距離測定の用途がある。
するため、本発明は、衝突を回避するための運転手によ
る駐車や渋滞での操作（ｐａｒｋｉｎｇ ａｎｄ ｂａ
ｃｋｕｐ ｍａｎｅｕｖｅｒｓ）に使用する精密距離測
定レーダを提供する。本発明は、短い距離の用途におい
て、放射された低放出エネルギを利用するが、精密距離
測定（レンジング）を提供する低コスト・レーダ・シス
テムである。該レーダ・システムは、連続波動作の物標
検出の良い効率と、短い持続時間パルス・レーダの良い
レンジ精度とを示す。レーダ・システムは、物標がレー
ダに対して運動しているか静止しているかのいずれにし
ても物標を高感度で検出するよう設計されている。これ
らの理由のため、本発明のレーダ・システムに対して多
数の精密距離測定の用途がある。
【０００８】特に、基本の実施形態において、本発明
は、ノイズコードを発生するノイズコード発生器と、デ
ータ・ビット・ストリームを発生するデータ源と、局部
発振器マイクロ波源とを含む連続波広帯域精密距離測定
装置である。データ混合機構は、コード発生器とデータ
源とに結合され、データ源から導出されたデータをノイ
ズコードに埋め込む。送信及び受信のマイクロ波アンテ
ナが設けられている。送信位相変調器が、データ混合機
構、局部発振器マイクロ波源及び送信アンテナに結合さ
れている。受信位相変調器が局部発振器マイクロ波源に
結合され、コード遅延ユニットがノイズコード発生器及
び受信位相変調器に結合されている。ダウンコンバータ
・ミクサが受信マイクロ波アンテナ及び受信位相変調器
に結合され、ベースバンド積分器及び増幅器がダウンコ
ンバータ・ミクサに結合され、データをレーダ・システ
ムから出力する。
は、ノイズコードを発生するノイズコード発生器と、デ
ータ・ビット・ストリームを発生するデータ源と、局部
発振器マイクロ波源とを含む連続波広帯域精密距離測定
装置である。データ混合機構は、コード発生器とデータ
源とに結合され、データ源から導出されたデータをノイ
ズコードに埋め込む。送信及び受信のマイクロ波アンテ
ナが設けられている。送信位相変調器が、データ混合機
構、局部発振器マイクロ波源及び送信アンテナに結合さ
れている。受信位相変調器が局部発振器マイクロ波源に
結合され、コード遅延ユニットがノイズコード発生器及
び受信位相変調器に結合されている。ダウンコンバータ
・ミクサが受信マイクロ波アンテナ及び受信位相変調器
に結合され、ベースバンド積分器及び増幅器がダウンコ
ンバータ・ミクサに結合され、データをレーダ・システ
ムから出力する。
【０００９】ＣＷ広帯域精密距離測定レーダ・システム
は、非常に低製造コストで物標を短い距離にわたり検出
し且つ精密な距離測定を行えるよう設計されている。レ
ーダは、距離速度がほぼ５メートル／秒を越えない低い
動的物標の測定に制限される。この設計は極端に低く放
射された放出エネルギ・レベルを用いて、非常に広帯域
放出を可能にし、精密な距離測定の実現を容易にし、一
方米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）の放出制限になお適合
するようにしている。
は、非常に低製造コストで物標を短い距離にわたり検出
し且つ精密な距離測定を行えるよう設計されている。レ
ーダは、距離速度がほぼ５メートル／秒を越えない低い
動的物標の測定に制限される。この設計は極端に低く放
射された放出エネルギ・レベルを用いて、非常に広帯域
放出を可能にし、精密な距離測定の実現を容易にし、一
方米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）の放出制限になお適合
するようにしている。
【００１０】本発明の第１の用途は、渋滞や駐車での操
作中に運転手の車両に対して最も近い目標物についての
正確な距離情報を車両の運転手に与える渋滞及び駐車補
助距離測定システムである。これを達成するため、非常
に小さい物標が検出され運転手に報告されねばならず、
そこでは「小さい」物標は、それらを照射する放射され
たエネルギの極めて小さい部分のみを後方散乱する物標
である。非常に低いパワー放出によりユーザに対して有
効な距離測定のサービスを提供するため、また非常に小
さい物標を数メートルまでの範囲で検出するため、本シ
ステムは、整合された受信機を組み込み、そして連続波
（ＣＷ）の波形を用い、これにより制限された放射パワ
ー・レベルにより可能な最大受信効率及び物標検出可能
性を与える。相対（半径）運動をしている物標のみを検
出するレーダ・システムは、運動していない物標を検出
するシステムより本来的に価格が低い。低コストの本レ
ーダ・システムは適用範囲（ｃｏｖｅｒａｇｅ）の全て
の距離で静止物標を検出し、物標の運動は距離測定を歪
ませない。
作中に運転手の車両に対して最も近い目標物についての
正確な距離情報を車両の運転手に与える渋滞及び駐車補
助距離測定システムである。これを達成するため、非常
に小さい物標が検出され運転手に報告されねばならず、
そこでは「小さい」物標は、それらを照射する放射され
たエネルギの極めて小さい部分のみを後方散乱する物標
である。非常に低いパワー放出によりユーザに対して有
効な距離測定のサービスを提供するため、また非常に小
さい物標を数メートルまでの範囲で検出するため、本シ
ステムは、整合された受信機を組み込み、そして連続波
（ＣＷ）の波形を用い、これにより制限された放射パワ
ー・レベルにより可能な最大受信効率及び物標検出可能
性を与える。相対（半径）運動をしている物標のみを検
出するレーダ・システムは、運動していない物標を検出
するシステムより本来的に価格が低い。低コストの本レ
ーダ・システムは適用範囲（ｃｏｖｅｒａｇｅ）の全て
の距離で静止物標を検出し、物標の運動は距離測定を歪
ませない。
【００１１】本発明で採用された放射された波形は、搬
送波を擬似ノイズコード又は真性ノイズコードにより高
速位相変調することにより達成された拡散スペクトラム
型波形である。コードが異なるレーダ・システム間で同
期化されないので、レーダ・システムの受信機は異なる
レーダ・システムの送信機により起動されない。受信機
がそのレーダ・システムのコードにより変調された信号
以外の信号に応答しないのは受信機設計の本質である。
これは、各レーダ・システムの性能における干渉又は劣
化が生じることなく互いに近接して多数の非干渉レーダ
・システムを使用することを可能にする。
送波を擬似ノイズコード又は真性ノイズコードにより高
速位相変調することにより達成された拡散スペクトラム
型波形である。コードが異なるレーダ・システム間で同
期化されないので、レーダ・システムの受信機は異なる
レーダ・システムの送信機により起動されない。受信機
がそのレーダ・システムのコードにより変調された信号
以外の信号に応答しないのは受信機設計の本質である。
これは、各レーダ・システムの性能における干渉又は劣
化が生じることなく互いに近接して多数の非干渉レーダ
・システムを使用することを可能にする。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の種々の特徴及び利点は、
添付図面と関係した以下の詳細な記載を参照すればより
容易に理解され得る。なお、図面において、類似の参照
番号は類似の構成要素を示す。図面を参照すると、図１
は本発明の原理に従ったレーダ・システム１０の比較的
単純な実施形態を示す。レーダ・システム１０は、ノイ
ズコードを発生するノイズコード発生器１１、データ・
ビット・ストリームを発生するデータ源１２、データを
ノイズコードに埋め込むデータ混合機構１２ａ、送信位
相変調器（ｆm）１３ａ及び受信位相変調器（ｆm）１３
ｂ、コード遅延ユニット（ｔ）１４、局部発振器（Ｌ
Ｏ）マイクロ波源１５、送信（Ｔｘ）マイクロ波アンテ
ナ１６ａ及び受信マイクロ波アンテナ１６ｂ、受信信号
経路に配設されるダウンコンバータ・ミクサ１７、及び
キャパシタ１８によりダウンコンバータ・ミクサ１７に
ＡＣ結合されるベースバンド積分器及び増幅器１９とか
ら成る。このレーダ・システム１０は、検出感度の単一
球形「シェル（ｓｈｅｌｌ）」（レンジ・ビン）が生成
される単一レンジ・ビン・レーダ・システム１０であ
る。シェルの外側の目標物は検出されないが、一方シェ
ル内の目標物は検出される。検出シェルの幅（即ち、レ
ンジ・ビン深さ）は、放射され即ち送信された信号の帯
域幅により決定される。空間におけるシェルの位置、即
ち受信マイクロ波アンテナ１６ｂとレンジ・ビンの中心
との距離は、遅延パラメータ「ｔ」により決定される。
角度の関数としてのシステム検出能力又は感度は、マイ
クロ波アンテナ１６ａ、１６ｂの放射パターンによって
のみ与えられる。
添付図面と関係した以下の詳細な記載を参照すればより
容易に理解され得る。なお、図面において、類似の参照
番号は類似の構成要素を示す。図面を参照すると、図１
は本発明の原理に従ったレーダ・システム１０の比較的
単純な実施形態を示す。レーダ・システム１０は、ノイ
ズコードを発生するノイズコード発生器１１、データ・
ビット・ストリームを発生するデータ源１２、データを
ノイズコードに埋め込むデータ混合機構１２ａ、送信位
相変調器（ｆm）１３ａ及び受信位相変調器（ｆm）１３
ｂ、コード遅延ユニット（ｔ）１４、局部発振器（Ｌ
Ｏ）マイクロ波源１５、送信（Ｔｘ）マイクロ波アンテ
ナ１６ａ及び受信マイクロ波アンテナ１６ｂ、受信信号
経路に配設されるダウンコンバータ・ミクサ１７、及び
キャパシタ１８によりダウンコンバータ・ミクサ１７に
ＡＣ結合されるベースバンド積分器及び増幅器１９とか
ら成る。このレーダ・システム１０は、検出感度の単一
球形「シェル（ｓｈｅｌｌ）」（レンジ・ビン）が生成
される単一レンジ・ビン・レーダ・システム１０であ
る。シェルの外側の目標物は検出されないが、一方シェ
ル内の目標物は検出される。検出シェルの幅（即ち、レ
ンジ・ビン深さ）は、放射され即ち送信された信号の帯
域幅により決定される。空間におけるシェルの位置、即
ち受信マイクロ波アンテナ１６ｂとレンジ・ビンの中心
との距離は、遅延パラメータ「ｔ」により決定される。
角度の関数としてのシステム検出能力又は感度は、マイ
クロ波アンテナ１６ａ、１６ｂの放射パターンによって
のみ与えられる。
【００１３】マイクロ波アンテナ１６ａ、１６ｂは、ノ
イズコード発生器１１、データ源１２、局部発振器マイ
クロ波源１５及び送信位相変調器１３ａにより発生され
た波形の方位及び高度の関数とする特定の強度を有する
マイクロ波放射を放射し且つ受信するよう作用する。送
信マイクロ波アンテナ１６ａは、ＦＣＣにより許可され
た最大放射フィールド強度によって特定され、一方受信
位相変調器１３ｂは、システム感度要件及び検出適用範
囲ゾーン角度感度要件によって特定される。
イズコード発生器１１、データ源１２、局部発振器マイ
クロ波源１５及び送信位相変調器１３ａにより発生され
た波形の方位及び高度の関数とする特定の強度を有する
マイクロ波放射を放射し且つ受信するよう作用する。送
信マイクロ波アンテナ１６ａは、ＦＣＣにより許可され
た最大放射フィールド強度によって特定され、一方受信
位相変調器１３ｂは、システム感度要件及び検出適用範
囲ゾーン角度感度要件によって特定される。
【００１４】局部発振器マイクロ波源１５は、狭帯域
（理想的には単一周波数）出力信号を有する固定周波数
マイクロ波信号源である。データは、物標がマイクロ波
アンテナ１６ａ、１６ｂの角度応答とレンジ・ビンの深
さ及び位置とにより規定されるシステム検出ゾーン内に
ある場合ベースバンド信号として再生される所定のシリ
アル・ビット・ストリームである。データ混合機構１２
ａはモジュロ２加算器であり、そこでノイズコードの各
ビットはデータ・ビット・ストリームとモジュロ２の加
算（排他的論理和、即ち「ＥＸＯＲ」に等しい）がなさ
れる。
（理想的には単一周波数）出力信号を有する固定周波数
マイクロ波信号源である。データは、物標がマイクロ波
アンテナ１６ａ、１６ｂの角度応答とレンジ・ビンの深
さ及び位置とにより規定されるシステム検出ゾーン内に
ある場合ベースバンド信号として再生される所定のシリ
アル・ビット・ストリームである。データ混合機構１２
ａはモジュロ２加算器であり、そこでノイズコードの各
ビットはデータ・ビット・ストリームとモジュロ２の加
算（排他的論理和、即ち「ＥＸＯＲ」に等しい）がなさ
れる。
【００１５】ノイズコード発生器１１は、真にランダム
又は擬似ランダムのシーケンスである、論理「１」及び
「０」のシリアル・ビット・ストリームを生成する。そ
のストリームにおける各ビットは他の全てのビットと同
じ持続時間である。擬似ランダム・コードの場合、ビッ
トシーケンスは、反復するノイズコード発生器１１によ
り生成される。１及び０のビットシーケンスは、以下の
特性を有するよう定義される「最大線形コードシーケン
ス（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｎｅａｒ ｃｏｄｅｓｅｑｕ
ｅｎｃｅ）」を備える。
又は擬似ランダムのシーケンスである、論理「１」及び
「０」のシリアル・ビット・ストリームを生成する。そ
のストリームにおける各ビットは他の全てのビットと同
じ持続時間である。擬似ランダム・コードの場合、ビッ
トシーケンスは、反復するノイズコード発生器１１によ
り生成される。１及び０のビットシーケンスは、以下の
特性を有するよう定義される「最大線形コードシーケン
ス（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｎｅａｒ ｃｏｄｅｓｅｑｕ
ｅｎｃｅ）」を備える。
【００１６】シーケンスにおける１の数は０の数より一
つ多く、１と０の統計的分布は常に同じで且つ良く規定
されている。最大線形コードの自己相関は、位相シフト
の全部の値に対して、位相シフトが０±１ビットである
ときを除いて相関値が−１であるようなものである。そ
の０±１ビットにおいて、相関値が−１から２ｎ−１即
ちシーケンスの長さのピーク（ゼロ位相シフトで）まで
変わる。位相シフトされたレプリカ（ｒｅｐｌｉｃａ）
を有する最大線形コードのモジュロ２加算は、元のもの
のいずれとも異なる位相シフトを有する別のレプリカを
結果として生じる。そして、所与のｎ段発生器１１の全
ての有り得る状態、即ちｎ重は、完全なコード・サイク
ルの発生中のある時間存在する。各状態は１および唯１
ビット間隔で存在する。例外は全てのゼロ状態が決して
生じないことである。
つ多く、１と０の統計的分布は常に同じで且つ良く規定
されている。最大線形コードの自己相関は、位相シフト
の全部の値に対して、位相シフトが０±１ビットである
ときを除いて相関値が−１であるようなものである。そ
の０±１ビットにおいて、相関値が−１から２ｎ−１即
ちシーケンスの長さのピーク（ゼロ位相シフトで）まで
変わる。位相シフトされたレプリカ（ｒｅｐｌｉｃａ）
を有する最大線形コードのモジュロ２加算は、元のもの
のいずれとも異なる位相シフトを有する別のレプリカを
結果として生じる。そして、所与のｎ段発生器１１の全
ての有り得る状態、即ちｎ重は、完全なコード・サイク
ルの発生中のある時間存在する。各状態は１および唯１
ビット間隔で存在する。例外は全てのゼロ状態が決して
生じないことである。
【００１７】真性ランダムシーケンス発生器１１の場
合、シーケンスは、位相シフトが１ビットより大きいと
き０の自己相関関数値を有し、そして位相シフトが正確
に０であるとき最大値を有する。自己相関関数の最大値
は理想的には無限大であり、実際には相関時間とハード
ウエアの動的距離とのいずれかにより制限される。
合、シーケンスは、位相シフトが１ビットより大きいと
き０の自己相関関数値を有し、そして位相シフトが正確
に０であるとき最大値を有する。自己相関関数の最大値
は理想的には無限大であり、実際には相関時間とハード
ウエアの動的距離とのいずれかにより制限される。
【００１８】ノイズコード発生器１１の出力の必要とさ
れる性質は、相関遅延が１ビットより大きいときビット
・ストリームの自己相関関数が最大値に対して非常に小
さく、ゼロ遅延に対して自己相関関数が最大であること
である。擬似ランダム（ＰＮ）最大コードの自己相関関
数が図９に示されている。
れる性質は、相関遅延が１ビットより大きいときビット
・ストリームの自己相関関数が最大値に対して非常に小
さく、ゼロ遅延に対して自己相関関数が最大であること
である。擬似ランダム（ＰＮ）最大コードの自己相関関
数が図９に示されている。
【００１９】コード遅延ユニット１４の出力は、特定の
量ｔナノ秒だけ遅延されたその入力シーケンスのレプリ
カであるビットシーケンスである。一般に、コード遅延
ユニット１４はｔについてプログラム可能な値を有し、
そこで利用可能な値は、入力ビット・ストリーム・ビッ
ト持続時間の整数倍に固定オフセットを加えたものであ
る。図１の基本的な単一レンジ・ビン・レーダ・システ
ム１０においては、コード遅延ユニット１４は固定遅延
を有する。一般に、コード遅延ユニット１４は、レーダ
・システム１０に対する所望の距離適用範囲及び分解能
に応じた、いずれかの値に固定された又はいずれかの値
にプログラム可能な遅延パラメータｔを有し得る。
量ｔナノ秒だけ遅延されたその入力シーケンスのレプリ
カであるビットシーケンスである。一般に、コード遅延
ユニット１４はｔについてプログラム可能な値を有し、
そこで利用可能な値は、入力ビット・ストリーム・ビッ
ト持続時間の整数倍に固定オフセットを加えたものであ
る。図１の基本的な単一レンジ・ビン・レーダ・システ
ム１０においては、コード遅延ユニット１４は固定遅延
を有する。一般に、コード遅延ユニット１４は、レーダ
・システム１０に対する所望の距離適用範囲及び分解能
に応じた、いずれかの値に固定された又はいずれかの値
にプログラム可能な遅延パラメータｔを有し得る。
【００２０】位相変調器（ｆm）１３ａ、１３ｂは、Ｌ
Ｏ信号を位相変調器１３ａ、１３ｂへの入力ビット・ス
トリームに従って変調する。図１のレーダ・システム１
０において、二値ビット・ストリームが採用され、そこ
では位相変調器１３ａ、１３ｂは二相変調器である。入
力ビットが論理「１」であるとき、ＬＯ信号は位相変調
器１３ａ、１３ｂを変化されずに通される。入力論理ビ
ットが「０」であるとき、位相変調器１３ａ、１３ｂの
出力はＬＯ信号のレプリカであるがＬＯ信号が有する位
相から１８０°ずれている。各位相変調器１３ａ、１３
ｂは、入力ビット・ストリームを、その入力ビット・ス
トリームに状態変化が有る度に位相反転を有するＬＯ信
号のシーケンスに変換する。
Ｏ信号を位相変調器１３ａ、１３ｂへの入力ビット・ス
トリームに従って変調する。図１のレーダ・システム１
０において、二値ビット・ストリームが採用され、そこ
では位相変調器１３ａ、１３ｂは二相変調器である。入
力ビットが論理「１」であるとき、ＬＯ信号は位相変調
器１３ａ、１３ｂを変化されずに通される。入力論理ビ
ットが「０」であるとき、位相変調器１３ａ、１３ｂの
出力はＬＯ信号のレプリカであるがＬＯ信号が有する位
相から１８０°ずれている。各位相変調器１３ａ、１３
ｂは、入力ビット・ストリームを、その入力ビット・ス
トリームに状態変化が有る度に位相反転を有するＬＯ信
号のシーケンスに変換する。
【００２１】ベースバンド積分器及び増幅器１９は、受
信機経路にあるダウンコンバータ・ミクサ１７から現れ
る小さい信号を増幅する。受信された信号と位相変調さ
れたＬＯ信号とが混合され時間的に同期化されると、デ
ータ・ビット・ストリームがダウンコンバータ・ミクサ
１７から現れる。ベースバンド積分器及び増幅器１９
は、データ・ビット・ストリーム又はそのデータ・ビッ
ト・ストリームの所定の高調波を増幅するよう設計され
ている。ミクサ出力でデータ・ビット・ストリームが、
そしてその増幅されたレプリカ又はその増幅された高調
波の一つが存在することは、物標が検出ゾーンの中に存
在することを指示する。
信機経路にあるダウンコンバータ・ミクサ１７から現れ
る小さい信号を増幅する。受信された信号と位相変調さ
れたＬＯ信号とが混合され時間的に同期化されると、デ
ータ・ビット・ストリームがダウンコンバータ・ミクサ
１７から現れる。ベースバンド積分器及び増幅器１９
は、データ・ビット・ストリーム又はそのデータ・ビッ
ト・ストリームの所定の高調波を増幅するよう設計され
ている。ミクサ出力でデータ・ビット・ストリームが、
そしてその増幅されたレプリカ又はその増幅された高調
波の一つが存在することは、物標が検出ゾーンの中に存
在することを指示する。
【００２２】基本的なレーダ・システム１０の動作原理
は以下に説明されるであろう。２つの信号がレーダ・シ
ステム１０により同時に発生される、該２つの信号は送
信信号と基準信号とである。送信信号は、マイクロ波ア
ンテナ１６ａから放射される信号であり、データ・スト
リームにモジュロ２加算されたノイズコードにより搬送
波（ＬＯ）を二相変調することにより発生される。基準
信号は、ノイズコードの遅延されたレプリカにより搬送
波を二相変調することにより発生される。
は以下に説明されるであろう。２つの信号がレーダ・シ
ステム１０により同時に発生される、該２つの信号は送
信信号と基準信号とである。送信信号は、マイクロ波ア
ンテナ１６ａから放射される信号であり、データ・スト
リームにモジュロ２加算されたノイズコードにより搬送
波（ＬＯ）を二相変調することにより発生される。基準
信号は、ノイズコードの遅延されたレプリカにより搬送
波を二相変調することにより発生される。
【００２３】ダウンコンバータ・ミクサ１７、及びベー
スバンド積分器及び増幅器１９は一緒になって、基準信
号及び戻された受信信号を入力として有する相関器２１
を形成する。コードは、コード遅延ユニット１４におい
て、送信されたＬＯ信号を変調するコードに対して所定
の量だけ遅延される。受信された信号は、レーダ・シス
テム１０からある距離離れた物標から離れて散乱され、
従って、次の式により与えられる時間だけ送信基準信号
に対して遅延されてしまう。
スバンド積分器及び増幅器１９は一緒になって、基準信
号及び戻された受信信号を入力として有する相関器２１
を形成する。コードは、コード遅延ユニット１４におい
て、送信されたＬＯ信号を変調するコードに対して所定
の量だけ遅延される。受信された信号は、レーダ・シス
テム１０からある距離離れた物標から離れて散乱され、
従って、次の式により与えられる時間だけ送信基準信号
に対して遅延されてしまう。
【数１】ｔR＝２Ｒ／ｃ ここで、Ｒは物標に対する距離であり、ｃは光速度であ
り、ｔRは距離遅延である。
り、ｔRは距離遅延である。
【００２４】ｔRがコード遅延ユニット１４から与えら
れた時間遅延ｔと一致すると、相関器２１を形成するダ
ウンコンバータ・ミクサ１７及びベースバンド積分器及
び増幅器１９からの出力は図９に示されるように大きく
なる。物標距離遅延が基準コード遅延ｔに関して１ノイ
ズコードビット長さ（チップ）内であるときは常に、相
関器２１からの出力はその最小値より増大する。単純に
するため、この説明では、コード遅延ユニット１４にお
ける所望遅延を除きいずれの電子回路においても遅延が
無いものとする。種々の非ゼロ遅延を有する実際の回路
は、固定され、且つ物標遅延から又はプログラムされた
コード遅延から独立である遅延オフセットをレーダ・シ
ステム１０に導入する。
れた時間遅延ｔと一致すると、相関器２１を形成するダ
ウンコンバータ・ミクサ１７及びベースバンド積分器及
び増幅器１９からの出力は図９に示されるように大きく
なる。物標距離遅延が基準コード遅延ｔに関して１ノイ
ズコードビット長さ（チップ）内であるときは常に、相
関器２１からの出力はその最小値より増大する。単純に
するため、この説明では、コード遅延ユニット１４にお
ける所望遅延を除きいずれの電子回路においても遅延が
無いものとする。種々の非ゼロ遅延を有する実際の回路
は、固定され、且つ物標遅延から又はプログラムされた
コード遅延から独立である遅延オフセットをレーダ・シ
ステム１０に導入する。
【００２５】受信された信号はその擬似ノイズ（ＰＮ）
コードと混合されたデータ・ストリームを有し、そして
基準信号（遅延されたコードにより変調された搬送波）
はそのデータ・ストリームを有しないので、それら２つ
の信号が時間的に同期している又は殆どそうであると
き、そのデータ・ストリームがダウンコンバータ・ミク
サ１７から現れる。この構造は「ヘテロダイン相関器」
として知られている。
コードと混合されたデータ・ストリームを有し、そして
基準信号（遅延されたコードにより変調された搬送波）
はそのデータ・ストリームを有しないので、それら２つ
の信号が時間的に同期している又は殆どそうであると
き、そのデータ・ストリームがダウンコンバータ・ミク
サ１７から現れる。この構造は「ヘテロダイン相関器」
として知られている。
【００２６】このレーダ・システム１０におけるデータ
・ストリームは、実際の回路においてベースバンド検出
要件を緩和するため導入されている。データ・ストリー
ムがない場合、入力信号と基準信号とが時間的に同期化
されている又は殆どそうであるとき、ＤＣ信号がダウン
コンバータ・ミクサ１７から現れるであろう。ＤＣ信号
は、同期がより正確になるにつれ、図９に示されるよう
に増大し、物標の存在を指示するであろう。理論におい
て、ＤＣ増幅器が相関器２１の出力を増幅するため用い
られであろう。実際の回路においては、このＤＣ信号
は、避け難いＤＣオフセット及び回路バイアス・ドリフ
トと競合するのを強いられる。データ・ストリーム、こ
れは既知の周波数のＡＣ成分に富むが、このデータ・ス
トリームが、ベースバンド信号として導入され、ＤＣベ
ースバンド信号より容易に増幅且つ検出される独特の信
号を与える。図９に示される自己相関関数は、ベースバ
ンド積分器及び増幅器１９からのデータ出力（従ってそ
のＡＣ成分の各々）の振幅に対応する。
・ストリームは、実際の回路においてベースバンド検出
要件を緩和するため導入されている。データ・ストリー
ムがない場合、入力信号と基準信号とが時間的に同期化
されている又は殆どそうであるとき、ＤＣ信号がダウン
コンバータ・ミクサ１７から現れるであろう。ＤＣ信号
は、同期がより正確になるにつれ、図９に示されるよう
に増大し、物標の存在を指示するであろう。理論におい
て、ＤＣ増幅器が相関器２１の出力を増幅するため用い
られであろう。実際の回路においては、このＤＣ信号
は、避け難いＤＣオフセット及び回路バイアス・ドリフ
トと競合するのを強いられる。データ・ストリーム、こ
れは既知の周波数のＡＣ成分に富むが、このデータ・ス
トリームが、ベースバンド信号として導入され、ＤＣベ
ースバンド信号より容易に増幅且つ検出される独特の信
号を与える。図９に示される自己相関関数は、ベースバ
ンド積分器及び増幅器１９からのデータ出力（従ってそ
のＡＣ成分の各々）の振幅に対応する。
【００２７】基本的なレーダ・システム１０を向上させ
ることが以下に説明される。図１の議論を参照して述べ
られたように、レーダ・システム１０は、ベースバンド
信号が「直角位相ＬＯ」信号が欠けているため「ドロッ
プアウト（ｄｒｏｐｏｕｔ）」する特性を有する。レー
ダ・システム１０がコヒーレント・ホモダイン周波数下
方変換（ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｈｏｍｏｄｙｎｅ ｄｏｗ
ｎｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）を用いるので、戻り信号の搬
送波位相がたまたま基準信号（ＬＯ）と直角位相にある
場合、たとえノイズコードが完全に時間的に同期化され
得るにも拘わらず、相関器２１の出力はゼロである。物
標の距離遅延は、基準搬送波に対して次の式により与え
られる、戻り信号搬送波における位相遅れを生じさせ
る。
ることが以下に説明される。図１の議論を参照して述べ
られたように、レーダ・システム１０は、ベースバンド
信号が「直角位相ＬＯ」信号が欠けているため「ドロッ
プアウト（ｄｒｏｐｏｕｔ）」する特性を有する。レー
ダ・システム１０がコヒーレント・ホモダイン周波数下
方変換（ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｈｏｍｏｄｙｎｅ ｄｏｗ
ｎｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）を用いるので、戻り信号の搬
送波位相がたまたま基準信号（ＬＯ）と直角位相にある
場合、たとえノイズコードが完全に時間的に同期化され
得るにも拘わらず、相関器２１の出力はゼロである。物
標の距離遅延は、基準搬送波に対して次の式により与え
られる、戻り信号搬送波における位相遅れを生じさせ
る。
【００２８】
【数２】ｆR＝２l（２Ｒ／ｌ） ここで、ｌは搬送波の波長である。物標の距離に応じ
て、この位相はいずれかの値であり得る。次いで、戻り
信号は、物標の距離に応じて、基準搬送波と直角位相
に、又は正確に同相で、あるいはその中間のいずれかで
あり得る。物標距離における四分の一波長のどの変化
も、相関器２１の出力がピークからゼロを通ってピーク
へ戻る変化（又は、ゼロからピークを通ってゼロへの変
化、あるいはある他の類似の振幅軌跡の変化）をするこ
とをもたらす。図１０は、擬似ノイズコードを例として
用いて、物標距離の関数としての、ベースバンド増幅器
の出力でのベースバンド信号の振幅を示している。な
お、搬送波の周波数は、この例についてのコード速度よ
り高い。図１０に示されるように、このレーダ・システ
ムの応答は、物標がレンジ・ビン内にあるとき物標距離
における小さい変化に対してピークとゼロとを受ける。
て、この位相はいずれかの値であり得る。次いで、戻り
信号は、物標の距離に応じて、基準搬送波と直角位相
に、又は正確に同相で、あるいはその中間のいずれかで
あり得る。物標距離における四分の一波長のどの変化
も、相関器２１の出力がピークからゼロを通ってピーク
へ戻る変化（又は、ゼロからピークを通ってゼロへの変
化、あるいはある他の類似の振幅軌跡の変化）をするこ
とをもたらす。図１０は、擬似ノイズコードを例として
用いて、物標距離の関数としての、ベースバンド増幅器
の出力でのベースバンド信号の振幅を示している。な
お、搬送波の周波数は、この例についてのコード速度よ
り高い。図１０に示されるように、このレーダ・システ
ムの応答は、物標がレンジ・ビン内にあるとき物標距離
における小さい変化に対してピークとゼロとを受ける。
【００２９】基本的なレーダ・システム１０における振
幅変動は、多くの方法で排除され得るが、そのうちの２
〜３を以下に記載する。図２を参照すると、図２は、基
準信号の搬送波周波数を戻り信号に対してシフトするた
めオフセット発振器２２を含むレーダ・システム１０ａ
を示す。スプリッタ２６及び第２のミクサ２７が、局部
発振器源１５からの信号とオフセット発振器２２からの
信号とを混合するため採用されている。送信され且つ戻
された信号はそのノイズをデータ・ストリームに加算さ
せない。何故ならこれは必要がないからである。物標
が、戻りコードと基準コードとが同じ（又はそれに近
い）遅延を有するように距離を有すると、ダウンコンバ
ータ・ミクサ１７が、送信搬送波と基準搬送波との差で
ある周波数で連続波を出力する。この差周波数は、オフ
セット発振器２２の周波数に等しい。この場合の相関器
２１の出力がＡＣ信号であるので、データ・ストリーム
は導入されない。基準搬送波と戻り搬送波とは、たとえ
位相がコヒーレントであっても、物標距離依存の位相オ
フセットと反対の周波数オフセットを有するので、±１
コード・ビットの相関遅延間隔内に振幅ゼロはない。ベ
ースバンド積分器及び増幅器１９が、オフセット発振器
２２の周波数に中心付けされた帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）２３に結合され、該帯域通過フィルタ２３に検出器
２４が続く。検出器２４のＤＣ出力は、例えば擬似ノイ
ズコードを用い、物標距離遅延の関数として図９に示さ
れている。検出器２４がスレッショルドＶthを越える
と、スレッショルド比較器２５は論理状態を変え、物標
が単一レンジ・ビン内に存在することを指示する。
幅変動は、多くの方法で排除され得るが、そのうちの２
〜３を以下に記載する。図２を参照すると、図２は、基
準信号の搬送波周波数を戻り信号に対してシフトするた
めオフセット発振器２２を含むレーダ・システム１０ａ
を示す。スプリッタ２６及び第２のミクサ２７が、局部
発振器源１５からの信号とオフセット発振器２２からの
信号とを混合するため採用されている。送信され且つ戻
された信号はそのノイズをデータ・ストリームに加算さ
せない。何故ならこれは必要がないからである。物標
が、戻りコードと基準コードとが同じ（又はそれに近
い）遅延を有するように距離を有すると、ダウンコンバ
ータ・ミクサ１７が、送信搬送波と基準搬送波との差で
ある周波数で連続波を出力する。この差周波数は、オフ
セット発振器２２の周波数に等しい。この場合の相関器
２１の出力がＡＣ信号であるので、データ・ストリーム
は導入されない。基準搬送波と戻り搬送波とは、たとえ
位相がコヒーレントであっても、物標距離依存の位相オ
フセットと反対の周波数オフセットを有するので、±１
コード・ビットの相関遅延間隔内に振幅ゼロはない。ベ
ースバンド積分器及び増幅器１９が、オフセット発振器
２２の周波数に中心付けされた帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）２３に結合され、該帯域通過フィルタ２３に検出器
２４が続く。検出器２４のＤＣ出力は、例えば擬似ノイ
ズコードを用い、物標距離遅延の関数として図９に示さ
れている。検出器２４がスレッショルドＶthを越える
と、スレッショルド比較器２５は論理状態を変え、物標
が単一レンジ・ビン内に存在することを指示する。
【００３０】周期的ゼロ／ピーク振幅システム出力を排
除するなお別の実現方法は、図６に示されるように、２
つのダウンコンバータ・チャンネル３１、３２を含むＩ
／Ｑ受信機３０を用いることである。図１に示されるよ
うな「同相」チャンネル３１の使用に加えて、「直角位
相」基準チャンネル３２が図６に示されるように形成さ
れる。パワー分割器（ＰＤ）２８が用いられ、データと
搬送波信号とをそれぞれのチャンネル３１、３２に結合
する。局部発振器信号（ＬＯ）が、Ｉ及びＱのダウンコ
ンバータ・ミクサ１７ａ、１７ｂに、互いが９０度ずれ
た位相出力ポート３３を有するパワー分割器により結合
される。それぞれのチャンネル３１、３２のベースバン
ド積分器及び増幅器１９ａ、１９ｂの出力が処理３４
（二乗して加算）され、二乗和平方根振幅を生成し、該
二乗和平方根振幅は検出器２４及びスレッショルド比較
器２５を通され、物標の存在を指示する信号を発生す
る。
除するなお別の実現方法は、図６に示されるように、２
つのダウンコンバータ・チャンネル３１、３２を含むＩ
／Ｑ受信機３０を用いることである。図１に示されるよ
うな「同相」チャンネル３１の使用に加えて、「直角位
相」基準チャンネル３２が図６に示されるように形成さ
れる。パワー分割器（ＰＤ）２８が用いられ、データと
搬送波信号とをそれぞれのチャンネル３１、３２に結合
する。局部発振器信号（ＬＯ）が、Ｉ及びＱのダウンコ
ンバータ・ミクサ１７ａ、１７ｂに、互いが９０度ずれ
た位相出力ポート３３を有するパワー分割器により結合
される。それぞれのチャンネル３１、３２のベースバン
ド積分器及び増幅器１９ａ、１９ｂの出力が処理３４
（二乗して加算）され、二乗和平方根振幅を生成し、該
二乗和平方根振幅は検出器２４及びスレッショルド比較
器２５を通され、物標の存在を指示する信号を発生す
る。
【００３１】図７は、図１の概念の拡張を示し、そこで
はＩ／Ｑヘテロダイン相関器が実現されている。受信機
の相関器セクションのみが図６及び図７に示されてい
る。基準搬送波と戻り搬送波とが直角位相にあると、戻
り搬送波は直角位相基準に同相であり、次いでその相関
器はノイズコード自己相関関数の包絡線により許される
最大出力振幅を有する。ベースバンドＩ及びＱチャンネ
ル３１、３２の二乗和平方根振幅は物標距離遅延の関数
として図９の自己相関曲線に従い、物標がレンジ・ビン
内にあるときゼロでない。
はＩ／Ｑヘテロダイン相関器が実現されている。受信機
の相関器セクションのみが図６及び図７に示されてい
る。基準搬送波と戻り搬送波とが直角位相にあると、戻
り搬送波は直角位相基準に同相であり、次いでその相関
器はノイズコード自己相関関数の包絡線により許される
最大出力振幅を有する。ベースバンドＩ及びＱチャンネ
ル３１、３２の二乗和平方根振幅は物標距離遅延の関数
として図９の自己相関曲線に従い、物標がレンジ・ビン
内にあるときゼロでない。
【００３２】ベースバンドＩ及びＱチャンネルを個別に
処理することにより、物標半径運動の方向と速度とが決
定され得る。処理は、ベースバンド信号をデータ信号又
はその高調波と混合してベースバンドにおけるいずれの
ドップラ周波数を直接抽出し、次いでカルマス（Ｋａｌ
ｍｕｓ）フィルタによりフィルタリング又はＩ及びＱの
ドップラ・チャンネルをディジタル化することを含む。
処理することにより、物標半径運動の方向と速度とが決
定され得る。処理は、ベースバンド信号をデータ信号又
はその高調波と混合してベースバンドにおけるいずれの
ドップラ周波数を直接抽出し、次いでカルマス（Ｋａｌ
ｍｕｓ）フィルタによりフィルタリング又はＩ及びＱの
ドップラ・チャンネルをディジタル化することを含む。
【００３３】本レーダ・システムに採用される相関器２
１について種々の形態が用いられ得る。例えば、コスト
の節約は、図３に示されるヘテロダイン相関器２１を図
４に示されるインライン相関器２１ａと置換することに
より実現され得る。図６はインラインのＩ／Ｑ相関器２
１ａ（図４）を示し、図７はヘテロダインのＩ／Ｑ相関
器２１（図３）を示す。双方の受信機相関器２１及び２
１ａは良く動作するが、ヘテロダイン相関器２１は干渉
信号に対してより高い抵抗を有する。
１について種々の形態が用いられ得る。例えば、コスト
の節約は、図３に示されるヘテロダイン相関器２１を図
４に示されるインライン相関器２１ａと置換することに
より実現され得る。図６はインラインのＩ／Ｑ相関器２
１ａ（図４）を示し、図７はヘテロダインのＩ／Ｑ相関
器２１（図３）を示す。双方の受信機相関器２１及び２
１ａは良く動作するが、ヘテロダイン相関器２１は干渉
信号に対してより高い抵抗を有する。
【００３４】ＡＣ成分を有するベースバンド信号を生成
するため、送信搬送波は、多数の方法によりノイズ符号
化の前に変調され得る。ディジタル波形又はアナログ波
形を用いて、ノイズ符号化の前に搬送波を振幅変調又は
角度変調あるいはそれらの組み合わせ変調し得る。ノイ
ズ符号化は、多相変調、二相変調及び振幅変調のうちの
いずれかで有り得る。しかしながら、本発明は、周波数
ホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）又はチャープ（ｃｈｉｒ
ｐ）・システムと反対に直接シーケンス変調（ｄｉｒｅ
ｃｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に制
限される。
するため、送信搬送波は、多数の方法によりノイズ符号
化の前に変調され得る。ディジタル波形又はアナログ波
形を用いて、ノイズ符号化の前に搬送波を振幅変調又は
角度変調あるいはそれらの組み合わせ変調し得る。ノイ
ズ符号化は、多相変調、二相変調及び振幅変調のうちの
いずれかで有り得る。しかしながら、本発明は、周波数
ホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）又はチャープ（ｃｈｉｒ
ｐ）・システムと反対に直接シーケンス変調（ｄｉｒｅ
ｃｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に制
限される。
【００３５】本明細書に記載された、全てのレーダ・シ
ステム１０におけるＡＣベースバンドの実現は、データ
・ストリーム（モジュロ２加算）をノイズコードと排他
的論理和をとることにより達成され、この実現の単純さ
（１個のＥＸＯＲゲートの使用）を実証している。デー
タが、このようにしてＰＮコード又は真性ノイズコード
のいずれかに加えられ得る。データ・ストリームは方形
波である必要はない。データは、検出を向上させるよ
う、又は干渉の排除を向上させるよう働くいずれの独特
の又は認め得るビットシーケンスで有り得る。
ステム１０におけるＡＣベースバンドの実現は、データ
・ストリーム（モジュロ２加算）をノイズコードと排他
的論理和をとることにより達成され、この実現の単純さ
（１個のＥＸＯＲゲートの使用）を実証している。デー
タが、このようにしてＰＮコード又は真性ノイズコード
のいずれかに加えられ得る。データ・ストリームは方形
波である必要はない。データは、検出を向上させるよ
う、又は干渉の排除を向上させるよう働くいずれの独特
の又は認め得るビットシーケンスで有り得る。
【００３６】図１ないし図５に示される遅延機能は固定
遅延を与え、該固定遅延を通って基準信号ノイズコード
が転送され、単一レンジ・ビン・レーダ・システム１０
を作る。レーダ・システム１０は、アナログ又はディジ
タルのいずれかの実現においてプログラム可能であり得
る。レーダ・システム１０をプログラム可能にし、そこ
でノイズコードに与えられる遅延が電子制御下にあるこ
とにより、多数のレンジ・ビンを実行し得る。このプロ
グラム可能性は、インライン及びヘテロダインの相関器
２１、２１ａの双方において図６及び図７に示されてい
る。アナログ遅延ユニット１４は、長さを変える信号経
路のシステムと、異なる遅延に切り替えるスイッチとか
ら構成し得る。アナログ遅延ユニット１４が用いられる
場合、「ノイズコード」は、別個のビット・ストリーム
である必要はないが、放射された放出物が拡散スペクト
ラムであるように搬送波を変調することができるいずれ
のランダム波形で一般にあり得る。
遅延を与え、該固定遅延を通って基準信号ノイズコード
が転送され、単一レンジ・ビン・レーダ・システム１０
を作る。レーダ・システム１０は、アナログ又はディジ
タルのいずれかの実現においてプログラム可能であり得
る。レーダ・システム１０をプログラム可能にし、そこ
でノイズコードに与えられる遅延が電子制御下にあるこ
とにより、多数のレンジ・ビンを実行し得る。このプロ
グラム可能性は、インライン及びヘテロダインの相関器
２１、２１ａの双方において図６及び図７に示されてい
る。アナログ遅延ユニット１４は、長さを変える信号経
路のシステムと、異なる遅延に切り替えるスイッチとか
ら構成し得る。アナログ遅延ユニット１４が用いられる
場合、「ノイズコード」は、別個のビット・ストリーム
である必要はないが、放射された放出物が拡散スペクト
ラムであるように搬送波を変調することができるいずれ
のランダム波形で一般にあり得る。
【００３７】ディジタル遅延ユニット１４は、別個の論
理信号を入力及び出力として利用し、種々の方法で実現
され得る。フィールドテストのレーダ・システム１０に
組み込まれたディジタル遅延ユニット１４（図５）は、
カスケードのＤ型フリップフロップであり、そこでは各
出力がｎ：１マルチプレクサを介して送られ、こうして
遅延を精密に１コード・ビットだけシフトする。この技
術における遅延シフトの精密さは、Ｄ型フリップフロッ
プがコード発生器クロックにより同時にクロックされる
ことから達成される。
理信号を入力及び出力として利用し、種々の方法で実現
され得る。フィールドテストのレーダ・システム１０に
組み込まれたディジタル遅延ユニット１４（図５）は、
カスケードのＤ型フリップフロップであり、そこでは各
出力がｎ：１マルチプレクサを介して送られ、こうして
遅延を精密に１コード・ビットだけシフトする。この技
術における遅延シフトの精密さは、Ｄ型フリップフロッ
プがコード発生器クロックにより同時にクロックされる
ことから達成される。
【００３８】このレーダ・システムの概念を証明するた
め、また広帯域波形が現実世界の物標と相互作用する仕
方を研究するため構成されたレーダ・システム１０が図
５に示されている。このテスト用のレーダ・システム１
０は、単純化のため、唯一つの受信機チャンネルのみを
用い、オフセット発振器を用いていない。ベースバンド
・セクションは、データ波形の基本高調波を抽出して増
幅する。なお、そのデータ波形は１０ＫＨｚの方形波で
ある。インライン変調器が単純さのため選択された。フ
ィールド・データは、かなりのレンジ深さの大きさを持
つ物標が用いられたときでさえ図１０において予想され
るシステム応答を示した。
め、また広帯域波形が現実世界の物標と相互作用する仕
方を研究するため構成されたレーダ・システム１０が図
５に示されている。このテスト用のレーダ・システム１
０は、単純化のため、唯一つの受信機チャンネルのみを
用い、オフセット発振器を用いていない。ベースバンド
・セクションは、データ波形の基本高調波を抽出して増
幅する。なお、そのデータ波形は１０ＫＨｚの方形波で
ある。インライン変調器が単純さのため選択された。フ
ィールド・データは、かなりのレンジ深さの大きさを持
つ物標が用いられたときでさえ図１０において予想され
るシステム応答を示した。
【００３９】図８のレーダ・システム１０は、車両用途
のための駐車補助及び／又は渋滞のレンジング・レーダ
・システム１０としての使用を意図されている。このレ
ーダ・システム１０はＩ／Ｑインライン相関器２１を用
いている。データ源１２から導出された方形波データ・
ストリームは、ノイズコード発生器１１により発生され
送信波形を変調する擬似ノイズコードと排他的論理和が
とられる。そして、ベースバンド・セクションは、デー
タ波形の基本高調波を抽出する。Ｉ及びＱのチャンネル
は、レンジ・ビン全体にわたって連続検出するため二乗
され次いで加算される（３４）。シーケンサ３６により
制御されるプログラム可能なディジタル遅延ユニット１
４が用いられ、レンジ・ビンの位置を順次変える。この
レーダ・システム１０は、レンジ・ビンを隣接位置を通
って連続的にステップ状に進め、物標検出を適切にテス
トするのに十分長く各位置に留まり、そして、物標がレ
ンジ・ビン内に存在する場合各レンジ・ビンと関連した
インディケータ（マルチプレクサ３５により駆動され
る）を付勢する。こうして、距離適用範囲のいずれの所
望の領域が、精密な距離分解能を有して、達成され得
る。レンジ・ビン位置が走査され得る速度は、ベースバ
ンド増幅器及び検出器の応答時間（帯域幅）により制御
される。プログラム可能なコード遅延ユニット１４は、
ディジタル・フリップフロップを遅延要素として用い、
オーバラップする検出相関応答のバンク（ｂａｎｋ）
（図９）を設定して、１チップ（ノイズコード・ビッ
ト）間隔で変えられる。当該検出相関応答のピークは精
密に１チップ時間だけ分離される。
のための駐車補助及び／又は渋滞のレンジング・レーダ
・システム１０としての使用を意図されている。このレ
ーダ・システム１０はＩ／Ｑインライン相関器２１を用
いている。データ源１２から導出された方形波データ・
ストリームは、ノイズコード発生器１１により発生され
送信波形を変調する擬似ノイズコードと排他的論理和が
とられる。そして、ベースバンド・セクションは、デー
タ波形の基本高調波を抽出する。Ｉ及びＱのチャンネル
は、レンジ・ビン全体にわたって連続検出するため二乗
され次いで加算される（３４）。シーケンサ３６により
制御されるプログラム可能なディジタル遅延ユニット１
４が用いられ、レンジ・ビンの位置を順次変える。この
レーダ・システム１０は、レンジ・ビンを隣接位置を通
って連続的にステップ状に進め、物標検出を適切にテス
トするのに十分長く各位置に留まり、そして、物標がレ
ンジ・ビン内に存在する場合各レンジ・ビンと関連した
インディケータ（マルチプレクサ３５により駆動され
る）を付勢する。こうして、距離適用範囲のいずれの所
望の領域が、精密な距離分解能を有して、達成され得
る。レンジ・ビン位置が走査され得る速度は、ベースバ
ンド増幅器及び検出器の応答時間（帯域幅）により制御
される。プログラム可能なコード遅延ユニット１４は、
ディジタル・フリップフロップを遅延要素として用い、
オーバラップする検出相関応答のバンク（ｂａｎｋ）
（図９）を設定して、１チップ（ノイズコード・ビッ
ト）間隔で変えられる。当該検出相関応答のピークは精
密に１チップ時間だけ分離される。
【００４０】こうして、連続波広帯域精密レンジング・
レーダ・システムが開示された。記載された実施形態
は、本発明の原理の適用を表す多くの特定の実施形態の
一部を単に例示するものと理解されるべきである。多数
の及び変形された他の構成が本発明の範囲から離れるこ
となく当業者には容易に案出され得ることは明らかであ
る。
レーダ・システムが開示された。記載された実施形態
は、本発明の原理の適用を表す多くの特定の実施形態の
一部を単に例示するものと理解されるべきである。多数
の及び変形された他の構成が本発明の範囲から離れるこ
となく当業者には容易に案出され得ることは明らかであ
る。
【図１】本発明の原理に従った基本的なレーダ・システ
ムのブロック図である。
ムのブロック図である。
【図２】オフセット発振器を含むよう増大した、本発明
の第２の実施形態のブロック図である。
の第２の実施形態のブロック図である。
【図３】本発明に用いられる得る受信機の相関器の種々
のタイプのうちの一つを示す図である。
のタイプのうちの一つを示す図である。
【図４】本発明に用いられる得る受信機の相関器の種々
のタイプのうちの別の一つを示す図である。
のタイプのうちの別の一つを示す図である。
【図５】作られフィールド・テストをされたレーダ・シ
ステムのブロック図である。
ステムのブロック図である。
【図６】オフセット発振器を用いない場合に用いられる
インライン相関器を採用した直角位相受信機構造を示す
図である。
インライン相関器を採用した直角位相受信機構造を示す
図である。
【図７】オフセット発振器を用いない場合に用いられる
ヘテロダイン相関器を採用した直角位相受信機構造を示
す図である。
ヘテロダイン相関器を採用した直角位相受信機構造を示
す図である。
【図８】オフセット発振器の代わりにＩ／Ｑ受信機を含
むレーダ・システムのブロック図であり、レンジ・ゲー
ト遅延を周期的要領で連続的に変え、一方多数のレンジ
・ビンをカバーするため各レンジ・ビンに対して適切な
インディケータを多重化する概念を示す図である。
むレーダ・システムのブロック図であり、レンジ・ゲー
ト遅延を周期的要領で連続的に変え、一方多数のレンジ
・ビンをカバーするため各レンジ・ビンに対して適切な
インディケータを多重化する概念を示す図である。
【図９】ＰＮ最大コード・ビット・ストリームの自己相
関関数を示す図である。
関関数を示す図である。
【図１０】図１のシステムに対する物標距離又は距離遅
延の関数としての出力を示す図である。
延の関数としての出力を示す図である。
１０、１０ａ レーダ・システム １２ａ データ混合機構 １３ａ 送信位相変調器 １３ｂ 受信位相変調器 １４、１４ａ コード遅延ユニット １５ 局部発振器マイクロ波源 １６ａ 送信マイクロ波アンテナ １６ｂ 受信マイクロ波アンテナ １７、１７ａ、１７ｂ ダウンコンバータ・ミクサ １９、１９ａ、１９ｂ ベースバンド積分器及び増幅器 ２１ 相関器、ヘテロダイン相関器 ２１ａ インライン相関器 ２３、２３ａ、２３ｂ 帯域通過フィルタ ２４ 検出器 ２５ スレッショルド比較器 ２７ 第２のミクサ ２８ パワー分割器 ３１ Ｉチャンネル ３２ Ｑチャンネル ３３ 位相出力ポート ３０ Ｉ／Ｑ受信機 ３５ マルチプレクサ
Claims (10)
- 【請求項１】 ノイズコードを発生するノイズコード発
生器と、 データ・ビット・ストリームを発生するデータ源と、 前記データ源から導出されたデータをノイズコードに埋
め込むミクサと、 局部発振器信号を発生する局部発振器マイクロ波源と、 局部発振器信号をデータ・ビット・ストリームに従って
変調して被変調局部発振器信号を生成する送信位相変調
器と、 当該被変調局部発振器信号を送信する送信マイクロ波ア
ンテナと、 物標から反射された被変調局部発振器信号を受信する受
信マイクロ波アンテナと、 ノイズコードを遅延するコード遅延手段と、 局部発振器信号を前記の遅延されたノイズコードに従っ
て変調する受信位相変調器と、 前記の遅延されたノイズコードと、前記物標から反射さ
れ受信された被変調局部発振器信号とを相関させ、且つ
前記物標の存在を指示するデータを出力する相関器と、
を備える連続波広帯域精密距離測定レーダ装置。 - 【請求項２】 前記相関器がヘテロダイン相関器を備え
る請求項１記載の装置。 - 【請求項３】 前記相関器がインライン相関器を備える
請求項１記載の装置。 - 【請求項４】 前記相関器がＩ／Ｑインライン相関器を
備える請求項１記載の装置。 - 【請求項５】 前記相関器が、前記受信マイクロ波アン
テナと前記受信位相変調器とに結合されたダウンコンバ
ータ・ミクサと、前記ダウンコンバータ・ミクサに結合
されデータをレーダ装置から出力するベースバンド積分
器及び増幅器とを備える請求項１記載の装置。 - 【請求項６】 局部発振器信号の搬送波周波数を戻り信
号に対してシフトするオフセット発振器手段を更に備え
る請求項１記載の装置。 - 【請求項７】 ノイズコードを発生するノイズコード発
生器と、 局部発振器信号を発生する局部発振器マイクロ波源と、 局部発振器信号をノイズコードに従って変調して被変調
局部発振器信号を生成する送信位相変調器と、 当該被変調局部発振器信号を送信する送信マイクロ波ア
ンテナと、 物標から反射された被変調局部発振器信号を受信する受
信マイクロ波アンテナと、 ノイズコードを遅延するコード遅延手段と、 局部発振器信号を前記の遅延されたノイズコードに従っ
て変調する受信位相変調器と、 前記の遅延されたノイズコードと、前記物標から反射さ
れ受信された被変調局部発振器信号とを相関させ、且つ
前記物標の存在を指示するデータを出力する相関器と、
を備える連続波広帯域精密距離測定レーダ装置。 - 【請求項８】 局部発振器信号の搬送波周波数を戻り信
号に対してシフトするオフセット発振器手段を更に備え
る請求項７記載の装置。 - 【請求項９】 前記オフセット発振器手段が、オフセッ
ト発振器と、前記局部発振器マイクロ波源、前記オフセ
ット発振器及び前記受信位相変調器に結合されたミクサ
とを備える請求項７記載の装置。 - 【請求項１０】 前記相関器がＩ／Ｑインライン相関器
を備える請求項７記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US650283 | 1996-05-20 | ||
| US08/650,283 US5731781A (en) | 1996-05-20 | 1996-05-20 | Continuous wave wideband precision ranging radar |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1054874A true JPH1054874A (ja) | 1998-02-24 |
| JP2990097B2 JP2990097B2 (ja) | 1999-12-13 |
Family
ID=24608248
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9128387A Expired - Lifetime JP2990097B2 (ja) | 1996-05-20 | 1997-05-19 | 連続波広帯域精密距離測定レーダ装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5731781A (ja) |
| EP (1) | EP0809118B1 (ja) |
| JP (1) | JP2990097B2 (ja) |
| AU (1) | AU684443B1 (ja) |
| DE (1) | DE69715724T2 (ja) |
Cited By (7)
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