JPH1056777A - フライバック型多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成で過大電流による重大事故に対す
る安全性をより向上させる。 【解決手段】 ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のトランス１
４のフライバック巻線からなる２次巻線Ｎ１〜Ｎ３であ
って、フィードバック系出力回路１の２次巻線Ｎ１を除
く２次巻線Ｎ２，Ｎ３のうち、例えば電力容量の小さい
２次巻線Ｎ３を１次巻線Ｎｐと同一巻方向のフォーワー
ド巻線にする。その結果、トランス１４のコアに対する
電流Ｉ３による起磁力の影響がフライバック巻線の時よ
り大きくなり、過大電流によってコアが飽和し易くな
る。トランス１４のコアが飽和すると、１次巻線Ｎｐと
トランジスタＱとの直列回路に流れる電流が急増してト
ランジスタＱが破壊され、スイッチングが停止して感
電，火災等の重大事故を防止する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はフライバックトラ
ンスを用いた多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関り、特に
過負荷に起因するトランスの過熱による事故を防止する
手段を備えたフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバー
タに関する。

【０００２】

【従来の技術】各種の電子機器の電源装置として、電力
容量に比べて安価で小型軽量であり、電力変換効率が高
いため電力損失とそれに伴う発熱が少なく、定電圧制御
機能も備えているＤＣ−ＤＣコンバータが広く用いられ
ている。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する１次
直流電力が、商用の交流電源から独立した電源、例えば
太陽電池，燃料電池，蓄電池等から供給されている場合
は全く問題がない。

【０００３】実際問題としては、交流電源から入力する
交流電力を整流平滑した１次直流電力が供給される場合
が多いため、ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次直流電力が
入力する１次側と負荷が接続される２次側との間を、ト
ランスによって絶縁しているから、通常ならば誤まって
ＤＣ−ＤＣコンバータと負荷とを結ぶ接続ケーブルや、
負荷の内部回路の絶縁されていない裸の部分に触れて
も、ショックを受けたり感電等の事故が生じないように
配慮されている。

【０００４】図４は、従来のフライバック型多出力ＤＣ
−ＤＣコンバータの基本的な構成の一例を示す回路図で
ある。図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、交流
電源７から入力する交流電力をダイオードブリッジ８と
コンデンサＣ０とにより整流平滑した１次直流電力を、
フライバックトランス（以下単に「トランス」ともい
う）３４の１次巻線ＮｐとトランジスタＱとの直列回路
に入力し、トランジスタＱにより１次巻線Ｎｐに流れる
電流をスイッチングする。

【０００５】トランス３４は、トランジスタＱがオンの
時に励起されて磁気エネルギを蓄積し、トランジスタＱ
がオフの時に２次巻線Ｎ１〜Ｎ３に誘起される磁気エネ
ルギが再変換された電流を、それぞれ出力回路３１〜３
３に供給する。それぞれトランジスタＱがオフの時に電
流を流すダイオードと平滑用のコンデンサからなる出力
回路３１〜３３は、供給される電流を平滑してコンデン
サに充電した２次直流電力を、各正負の出力端子を介し
て負荷に出力する。

【０００６】スイッチング制御回路（ＳＷＣ）３５は、
フィードバック系の出力回路３１の出力電圧を検出し
て、その出力電圧が予め設定された電圧になるようにト
ランジスタＱのスイッチングを制御することにより、出
力回路３１を定電圧制御すると共に、出力回路３２，３
３もそれぞれ略定電圧になる。通常のフォーワード型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの基本的構成は、２次巻線Ｎ１〜Ｎ
３の巻方向が１次巻線Ｎｐと同方向であり、トランジス
タＱがオンの時に出力回路３１〜３３に電力が供給され
る点が異なる以外は同様である。

【０００７】しかしながら、フォーワード型でもフライ
バック型でも、基本的な構成のみからなるＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、誤まって出力端子間をショートしたり、内
部でショートしている負荷を知らずに接続して過負荷状
態になると、定電圧制御を行なっているために、かえっ
てＤＣ−ＤＣコンバータの内部に過大電流が流れて、ト
ランスの過熱により１次２次間の絶縁が破壊されて感電
する危険が生じたり、発煙，発火等の重大事故が発生す
る恐れがあった。

【０００８】したがって、このような過大電流による事
故を防止するため、図４に示した交流電源７とダイオー
ドブリッジ８との間の交流ライン、又はダイオードブリ
ッジ８とコンデンサＣ０の両端子間を結ぶ直流ラインの
いずれかに定格出力時の入力電流に応じた電流容量の電
源側のヒューズを設けるか、あるいは複数の出力回路３
１〜３３毎にその定格出力電流に応じた電流容量の出力
側のヒューズを設けて、過大電流が流れた時にその電流
を遮断する方法が用いられていた。

【０００９】あるいは、トランス３４の内部にサーマル
ヒューズ又は感温素子を設け、過大電流によるトランス
の温度の異常上昇を検出して電流を遮断するか、又はス
イッチング制御回路３５がトランジスタＱに出力する駆
動パルスを抑制して、トランジスタＱのスイッチングを
停止させることにより、トランス３４の２次側への電力
供給を遮断する等の方法も用いられていた。

【００１０】さらに温度検出の感度を高めるため、例え
ば特開昭５２−４０７６４号（特公昭５９−２８９７６
号）公報に示されたように、低温軟化絶縁銅線を用いた
巻線に温度検知遮断部を直列に設け、過電流によって巻
線の内部温度が上昇すると、絶縁が破れてレアショート
が発生し、レアショートにより発生する大量の熱によっ
て温度検知遮断部が電流を遮断するという提案があっ
た。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開昭
５２−４０７６４号公報に示された提案を含めてトラン
スの温度上昇を検出する方法は、コストアップを招き易
いという問題がある。さらに、電源側に設けたヒューズ
と同様に、複数の出力回路のうち大容量の出力回路にお
ける過負荷に対しては応答し易いが、小容量の出力回路
の場合は定格の例えば１０倍以上の過負荷が発生しても
応答しないため、その部分でトランスの絶縁が破壊され
たり、発煙，発火が発生する恐れがある。

【００１２】そのため、複数の出力回路毎にその定格出
力電流に応じた出力側のヒューズを設ければ、出力回路
の容量に関係なく過負荷に応答して電流が遮断されるか
ら、安全性の点では問題がない。しかしながら、ヒュー
ズの数が増えて装置を小型化し難いことと、保守の点か
ら見て多種類のヒューズを用意しなければならず、誤っ
て小容量の出力回路に大容量のヒューズを用いれば、出
力回路毎にヒューズを設けた効果はゼロになってしまう
という問題がある。

【００１３】このように、各過大電流防止手段は、それ
ぞれ一長一短があるため、いずれか１つだけでは安全上
問題が残るから、実際に用いられるＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいては、複数の過大電流防止手段を併用して安全
性を高めているのが実情である。そのため、安全性を高
めれば高めるほど、コストの急激な上昇が避けられない
という課題があった。

【００１４】この発明は上記の点に鑑みてなされたもの
であり、何等のコストアップを招くことなく安全性をよ
り向上させることを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するため、互いに絶縁された１次巻線と複数のフラ
イバック巻線からなる２次巻線とを有するフライバック
トランスと、該フライバックトランスの複数の２次巻線
にそれぞれ接続された複数の出力回路と、フライバック
トランスの１次巻線と直列に接続したスイッチング素子
とを備え、１次巻線とスイッチング素子との直列回路に
１次直流電力を入力し、スイッチング素子をスイッチン
グすることによりフライバックトランスの複数の２次巻
線に誘起される２次交流電力を、それぞれの出力回路が
整流平滑して２次直流電力を負荷に出力すると共に、複
数の出力回路のうちの１つをフィードバック系出力回路
としてその出力電圧を検出し、該出力電圧が予め設定さ
れた電圧になるようにスイッチング素子のスイッチング
を制御するフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ
において、フィードバック系出力回路に接続された２次
巻線を除く他の２次巻線のうちの１つの巻方向を１次巻
線の巻方向と同じにしたものである。

【００１６】上記のフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、１次巻線と巻方向を同じにした２次
巻線を、フィードバック系出力回路に接続された２次巻
線を除く他の２次巻線のうち最も電力容量の小さい２次
巻線とするとよい。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面と実施の形態を参照して具体的に説明する。図１は、
この発明の一実施形態であるフライバック型多出力ＤＣ
−ＤＣコンバータの基本的な構成の一例を示す回路図で
ある。

【００１８】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０が
図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３０と異なる所は、
ＤＣ−ＤＣコンバータ３０に用いた（フライバック）ト
ランス３４の２次巻線Ｎ１〜Ｎ３がすべてフライバック
巻線であるのに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に用
いたトランス１４の２次巻線Ｎ３のみを、その巻方向が
１次巻線Ｎｐの巻方向と同じフォーワード巻線としたこ
とであり、その他の部分は（符号が異なる点を除いて）
全く同様である。

【００１９】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０
は、１次巻線Ｎｐとフライバック巻線からなる２次巻線
Ｎ１，Ｎ２とフォーワード巻線からなる２次巻線Ｎ３と
を有するフライバックトランス１４と、その１次巻線Ｎ
ｐに直列に接続されたスイッチング素子であるトランジ
スタ（ＦＥＴでもよい）Ｑと、それぞれ整流用のダイオ
ードＤ１〜Ｄ３及び平滑用のコンデンサＣ１〜Ｃ３から
なり２次巻線Ｎ１〜Ｎ３に接続された出力回路１〜３
と、フィードバック系出力回路である出力回路１の出力
電圧を検出してトランジスタＱに駆動パルスを出力する
スイッチング制御回路（ＳＷＣ）５とにより構成されて
いる。

【００２０】トランス１４の１次巻線Ｎｐとトランジス
タＱとの直列回路には、交流電源７から入力する交流電
力をダイオードブリッジ８とコンデンサＣ０とにより全
波整流平滑した１次直流電力が入力する。１次巻線Ｎｐ
に流れる１次直流電力の電流は、スイッチング制御回路
５から入力する駆動パルスに応じてスイッチングするト
ランジスタＱによりオン・オフされる。

【００２１】トランジスタＱがオンの時に１次巻線Ｎｐ
に流れる電流により、その電力の一部は２次巻線Ｎ３に
誘起される上端が正である起電力になり、電流Ｉ３はダ
イオードＤ３を介してコンデンサＣ３を充電し、平滑さ
れて出力回路３の２次直流電力になる。２次巻線Ｎ１，
Ｎ２に誘起される起電力は、上端が負になるから電流Ｉ
１，Ｉ２はダイオードＤ１，Ｄ２に遮ぎられるため、残
りの電力はトランス１４を励起する、すなわち磁気エネ
ルギとして蓄積される。

【００２２】トランジスタＱがオフになると、２次巻線
Ｎ１〜Ｎ３に誘起される起電力の極性がそれぞれ反転す
るから、２次巻線Ｎ３に誘起された起電力による電流Ｉ
３はダイオードＤ３に遮ぎられてコンデンサＣ３に流れ
ず、トランス１４に蓄積された磁気エネルギが再変換さ
れた電流は、２次巻線Ｎ１，Ｎ２からそれぞれ電流Ｉ
１，Ｉ２となってダイオードＤ１，Ｄ２を介してコンデ
ンサＣ１，Ｃ２に流れ、平滑されて出力回路１，２の２
次直流電力として負荷に出力される。

【００２３】スイッチング制御回路（ＳＷＣ）５は、フ
ィードバック系出力回路である出力回路１の出力電圧
（コンデンサＣ１の端子間電圧）を検出して、検出され
た出力電圧が予め設定された設定電圧より高ければ、ト
ランジスタＱのオン時間を減らすように、設定電圧より
低ければオン時間を増すように、それぞれ駆動パルスを
出力することにより、交流電源７の電圧変動や負荷変動
があっても、出力回路１の出力電圧が設定電圧を保持す
るように定電圧制御するが、同時に出力回路２，３の出
力電圧もそれぞれ略定電圧に維持される。

【００２４】図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のトラ
ンス１４（従来例のトランス３４も同様）の起磁力Ｅｍ
とインダクタンスＬとの関係の一例を示す線図である。
インダクタンスＬの単位はいうまでもなくヘンリである
が、トランスのコアのサイズによって値が異ってくるか
ら、ここでは相対的な％で示している。起磁力Ｅｍの単
位はＡＴ（アンペア・ターン）であり、数１に示すよう
に巻線に流れる電流Ｉと巻線Ｎとの積であり、複数の巻
線があれば各巻線毎の積に和になる。

【００２５】

【数１】

【００２６】図２に示したように、起磁力Ｅｍが小さい
間はインダクタンスＬは一定の値すなわち１００％を示
しているが、起磁力Ｅｍが或る値を超えるとインダクタ
ンスＬが急に低下する傾向が現われる。一般に、インダ
クタンスＬが９０％になった時の起持力Ｅｍを限界値Ｅ
ｍｓとして、それ以下を不飽和領域、限界値Ｅｍｓを超
えると飽和領域としている。

【００２７】図３は、図２に示したコアの飽和の一例
を、磁界の強さＨと磁束密度Ｂとの関係で示す線図であ
る。磁界の強さＨは起磁力Ｅｍを磁路の長さで割った値
すなわち磁路の単位長当りの起磁力であり、その単位は
ＡＴ／ｍである。磁束密度Ｂは磁界の強さＨと眞空の透
磁率μ₀ との積であり、磁束Φを磁路の断面積で割った
値でもある。

【００２８】図３に示したように、磁界の強さＨが小さ
い間は、磁束密度Ｂが磁界の強さＨに比例して増加して
ゆくが、磁界の強さＨが或る値Ｈｓを超えると、磁束密
度Ｂはそれ以上増えない最大磁束密度Ｂｍになる。すな
わち、飽和領域に入ったことにより、このコアを用いた
トランスのインダクタンスＬは、図２に示したように急
に低下し始める。

【００２９】図１に示したこの発明の一実施形態である
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、図４に示した従来のＤＣ
−ＤＣコンバータ３０とは、それぞれ各部の作用が殆ん
ど同様であり、回路図上ではトランス１４とトランス３
４の各２次巻線Ｎ３の巻方向が互いに逆である点が異な
るだけである。

【００３０】しかしながら、トランジスタＱがオンの時
にトランス１４の２次巻線Ｎ３に流れる電流Ｉ３をＩｆ
ｗとし、トランジスタＱがオフの時にトランス３４の２
次巻線Ｎ３に流れる電流Ｉ３をＩｆｂとすれば、フォー
ワード巻線に流れる電流Ｉｆｗは、フライバック巻線に
流れる電流Ｉｆｂに比べて、そのピーク電流が数倍程度
大きくなるから、出力回路３と出力回路３３の出力電圧
と出力電流とを同じにするためには、トランス１４とト
ランス３４の各２次巻線Ｎ３の巻数を変えなければなら
ない。

【００３１】すなわち、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１０の一実施例として、出力回路１，２の出力容量
が共に電圧２４Ｖ，電流４Ａであり、出力回路３の出力
容量が電圧１５Ｖ，電流０．１Ａであるとすると、トラ
ンス１４の２次巻線Ｎ１，Ｎ２の巻数Ｎ１，Ｎ２が共に
１２Ｔ（ターン）、フォーワード２次巻線Ｎ３の巻数Ｎ
ｆｗは３Ｔになる。

【００３２】一方、図４に示した従来例のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３０の各出力回路３１〜３３の出力容量を、そ
れぞれＤＣ−ＤＣコンバータ１０の各出力回路１〜３の
出力容量と同じにするためには、トランス３４の２次巻
線Ｎ１，Ｎ２の巻数Ｎ１，Ｎ２は共に１２Ｔと同じでよ
いが、フライバック２次巻線Ｎ３の巻数Ｎｆｂは９Ｔに
なって、巻数Ｎｆｗの３倍なければならない。逆にいえ
ば、実施例に用いたトランス１４は、２次巻線Ｎ３をフ
ォーワード巻線にしたために、巻数は１／３に減少した
ことになる。

【００３３】数１に示した起磁力Ｅｍの式において、ト
ランス１４とトランス３４の各２次巻線Ｎ１，Ｎ２に流
れる電流Ｉ１，Ｉ２とその巻数Ｎ１，Ｎ２とがそれぞれ
同じくＩ１＝Ｉ２＝４Ａ，Ｎ１＝Ｎ２＝１２Ｔであるか
ら、起磁力Ｅｍ全体に占める２次巻線Ｎ１，Ｎ２による
部分、すなわち（４Ａ×１２Ｔ）×２＝９６ＡＴは同じ
であり、それぞれの２次巻線Ｎ３による部分だけが異な
ることになる。

【００３４】トランス（インダクタも同様）のコアは、
それぞれの形状やサイズ及びギャップがあればその形状
やサイズによって決定される固有のインダクション係数
Ｋを有するが、トランス１４とトランス３４のコアは互
いに同じ形状，サイズからなっていることを前提とし
て、両者のインダクション係数Ｋも同じである。一般に
インダクタンスＬは、数２に示すように、インダクショ
ン係数Ｋと巻数Ｎとの積になる。

【００３５】

【数２】

【００３６】トランス１４及びトランス３４における各
２次巻線Ｎ３によるインダクタンスＬを、それぞれＬｆ
ｗ及びＬｆｂとすれば、数２に示した巻線Ｎにそれぞれ
Ｎｆｗ＝３及びＮｆｂ＝９を代入すればよいから、各イ
ンダクタンスＬは数３に示すように、Ｌｆｗ＝９Ｋ及び
Ｌｆｂ＝８１Ｋになる。したがって、トランス１４及び
トランス３４の各２次巻線Ｎ３にそれぞれ流れる電流Ｉ
３のピーク値で比較すると、電流ＩはインダクタンスＬ
に反比例するから、これも数３に示すように、トランス
１４における電流Ｉｆｗがトランス３４における電流Ｉ
ｆｂの９倍になる。

【００３７】

【数３】

【００３８】トランス１４及びトランス３４の互いに同
じ形状，サイズからなるコアの飽和は、各２次巻線Ｎ
１，Ｎ２及びＮ３に流れる電流のそれぞれピーク値で考
えなければならないから、数３に示したＩｆｂをＩ３ｐ
とし、電流Ｉ１，Ｉ２のピーク値をそれぞれＩ１ｐ，Ｉ
２ｐとすれば、トランス１４における起磁力Ｅｍ（ｆ
ｗ）ｐ及びトランス３４における起磁力Ｅｍ（ｆｂ）ｐ
は、それぞれ数４に示す式で求めることが出来る。

【００３９】

【数４】

【００４０】数４から明らかなように、トランス１４に
おける起磁力Ｅｍ（ｆｗ）ｐ及びトランス３４における
起磁力Ｅｍ（ｆｂ）ｐは、電流Ｉ１ｐ，Ｉ２ｐによる起
磁力Ｅｍは全く同じであるが、電流Ｉ３ｐによる起磁力
Ｅｍだけが異なっている。なお、ピーク電流Ｉ１ｐ〜Ｉ
３ｐは、それぞれの巻線Ｎ１〜Ｎ３に流れる電流Ｉ１〜
Ｉ３に比例すると考えてよいから、数４に示したＩ１ｐ
〜Ｉ３ｐをそれぞれＩ１〜Ｉ３に置き換えた時には、数
５に示すように、ピーク電流値でなく普通の電流値Ｉ１
〜Ｉ３による起磁力Ｅｍ（ｆｗ）及びＥｍ（ｆｂ）を求
める式が得られる。

【００４１】

【数５】

【００４２】各２次巻線Ｎ１〜Ｎ３にそれぞれ定格電流
を流した時の起磁力Ｅｍは、数５に示した式にそれぞれ
Ｉ１＝Ｉ２＝４（Ａ），Ｉ３＝０．１（Ａ）を代入すれ
ば、それぞれ実施例のトランス１４ではＥｍ（ｆｗ）＝
９８．７ＡＴ、従来例のトランス３４ではＥｍ（ｆｂ）
＝９６．９ＡＴになる。

【００４３】トランス１４及びトランス３４のコアの起
磁力の限界値Ｅｍｓを、それぞれ上記の値に設定してお
けば、各出力回路１〜３及び３１〜３３が定格電流を出
力している時に、いずれかの出力回路が過負荷になって
定格電流より大きな過大電流が流れると、コアが飽和領
域（図２）に入ってインダクタンスＬが減少するから、
１次巻線ＮｐとトランジスタＱとの直列回路には、過大
電流を含んだ全出力電流に対応する１次電流よりも遥か
に大きな電流が流れる。

【００４４】そのため、トランス１４又はトランス３４
が過大電流によって温度が異常に上昇する前に、その１
次側回路すなわち１次巻線ＮｐとトランジスタＱとの直
列回路に流れる電流が、トランジスタＱの最大定格電流
を遥かに超えて、トランジスタＱが瞬時に破壊されるか
ら、スイッチングが停止してトランスの絶縁破壊による
感電や発火等の重大事故を未然に防止することが出来
る。

【００４５】

【表１】

【００４６】実際問題としては、コアの起磁力の限界値
Ｅｍｓを、定格電流が流れている時の起磁力Ｅｍ（ｆ
ｗ）又はＥｍ（ｆｂ）よりも余裕をもって高めに設定す
る。表１は、例えば起磁力の限界値をＥｍｓ＝１２０Ａ
Ｔに設定した場合において、実施例及び従来例の各数値
を対比して示す表であり、それぞれ定格電流を流した時
の起磁力Ｅｍが９８．７ＡＴ又は９６．９ＡＴである実
施例又は従来例の限界値Ｅｍｓに対する起磁力の余裕分
は表１に示したように２１．３ＡＴ又は２３．１ＡＴに
なる。

【００４７】したがって、出力電流Ｉ１又はＩ２のいず
れか、あるいはその和が、それぞれ数５に示した係数１
２（Ｔ）によって起磁力の余裕分の１／１２、すなわち
実施例又は従来例において定格電流（４Ａあるいは８
Ａ）より１．７７５Ａ又は１．９２５Ａだけ超えた時
に、設定した限界値Ｅｍｓである１２０ＡＴに達する。
定格電流（４Ａ）に対する比率でいえば、それぞれ４４
％又は４８％オーバの状態である。

【００４８】一方、出力電流Ｉ３について同様に計算す
ると、実施例又は従来例において、それぞれ数５に示し
た係数２７（Ｔ）又は９（Ｔ）によって起磁力の余裕分
の１／２７又は１／９すなわち定格電流（０．１）より
０．７８９Ａ又は２．５６７Ａだけ超えた時に限界値Ｅ
ｍｓに達する。これは比率でいえばそれぞれ７９０％又
は２５７０％オーバの状態、すなわち定格電流の８．９
倍又は２６．７倍の過大電流が流れると、コアが飽和す
ることになる。

【００４９】このように、定格出力電流（又は電力）の
小さい出力回路ほど過大電流の検出感度が低くなる傾向
は各出力回路毎にその定格電流に応じた容量のヒューズ
を設けるという保守上煩雑な手段以外には、交流電源入
力側にヒューズを設けるにしても、トランスの温度の異
常上昇を検出して回路を遮断するにしても、避けられな
い問題である。

【００５０】しかしながら、図１に示したこの発明の一
実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、そのトラ
ンス１４の２次巻線Ｎ３の巻方向を、従来ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３０（図４）のトランス３４のフライバック巻
線からなる２次巻線Ｎ３とは逆に、１次巻線Ｎｐと同方
向のフォーワード巻線としたことにより、実施例の出力
回路３と従来例の出力回路３３とを同一出力容量（１５
Ｖ，０．１Ａ）にした場合に２次巻線Ｎ３の巻数が、そ
れぞれ３Ｔと９Ｔになった。

【００５１】すなわち、実施例の巻数は従来例に比べて
１／３である。その結果、数１に示したように、従来例
では出力電流Ｉ３が定格電流（０．１Ａ）の２７倍を超
える過大電流が流れた時にトランジスタＱが破壊されて
スイッチングが停止し、重大事故を防止するのに対し
て、実施例では過大電流が９倍を超えるとスイッチング
が停止するから、過大電流検出感度は略３倍に改善され
たことになる。

【００５２】一般に、２次巻線をフライバック巻線から
フォーワード巻線に変えた時に巻数が１／Ｍになったと
すれば、それぞれ数３に示したように、インダクタンス
Ｌは１／Ｍ² に減少し、インダクタンスＬに反比例する
電流ＩはＭ² 倍になる。数４及び数５に示した起磁力Ｅ
ｍの式のピーク電流Ｉ３ｐ又は電流Ｉ３の係数は、電流
と巻数との積であるから、フォーワード巻線の場合の係
数はフライバック巻線に比べてＭ倍になる。

【００５３】したがって、表１に示した定格時の起磁力
Ｅｍの僅かな違い（１．８ＡＴ）を無視して、起磁力Ｅ
ｍの余裕分が同じであるとすれば、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０のトランス１４のコアは、ＤＣ−ＤＣコンバータ
３０のトランス３４のコアに比べて、電流Ｉ３の定格電
流に対する超過分が１／Ｍで飽和に達するから、検出感
度はＭ倍になり、それだけ過大電流による重大事故に対
する安全性が向上している。

【００５４】以上説明した効果は、この発明をフィード
バック系出力回路１以外の他のいずれかの出力回路（２
又は３）に接続する２次巻線（Ｎ２又はＮ３）に適用し
ても同様に得られるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のよ
うに他の２次巻線のうち最も電力容量の小さい（通常は
最も電流容量の小さい）２次巻線Ｎ３に適用した方が大
きな効果が得られることは明らかである。

【００５５】もし、２次巻線Ｎ３より電力容量の遥かに
大きい２次巻線Ｎ２に適用すると、表１からも容易に推
定できるように、過大電流の検出感度が上がり過ぎて、
僅かな過大電流でもトランジスタＱが破壊してしまい、
実用上問題である。しかしながら、出力回路の数がもっ
と多いＤＣ−ＤＣコンバータの場合は、フォーワード巻
線に変換する２次巻線は１個に限定されるものではな
く、電力容量の小さい出力回路から順に２個以上の２次
巻線をフォーワード巻線にしてもよいことはいうまでも
ない。

【００５６】あるいは、出力回路の数がもっと多いＤＣ
−ＤＣコンバータであって、その各出力回路の電力容量
（又は電流容量）が同じである場合には、過大電流の検
出感度が上がり過ぎない範囲で出力回路の数に応じて１
個又はそれ以上の２次巻線をフォーワード巻線に変換す
ることも可能である。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によるフ
ライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、何等のコ
ストアップを招くことなく、安全性を向上させることが
出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施形態であるフライバック型多
出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路図で
ある。

【図２】ＤＣ−ＤＣコンバータに使用されるフライバッ
クトランスの起磁力とインダクタンスとの関係の一例を
示す線図である。

【図３】ＤＣ−ＤＣコンバータに使用されるフライバッ
クトランスの磁界の強さと磁束密度との関係の一例を示
す線図である。

【図４】従来のフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの構成の一例を示す回路図である。

【符号の説明】 １：出力回路（フィードバック系出力回路） ２，３：出力回路 ５：スイッチング制御回路 １０：ＤＣ−ＤＣコンバータ １４：トランス（フライバックトランス） Ｎ１〜Ｎ３：２次巻線 Ｎｐ：１次巻線 Ｑ：トランジスタ（スイッチング素子）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに絶縁された１次巻線と複数のフラ
   イバック巻線からなる２次巻線とを有するフライバック
   トランスと、該フライバックトランスの複数の２次巻線
   にそれぞれ接続された複数の出力回路と、前記フライバ
   ックトランスの１次巻線と直列に接続したスイッチング
   素子とを備え、 前記１次巻線とスイッチング素子との直列回路に１次直
   流電力を入力し、前記スイッチング素子をスイッチング
   することにより前記フライバックトランスの複数の２次
   巻線に誘起される２次交流電力を、それぞれ前記複数の
   出力回路が整流平滑して２次直流電力を負荷に出力する
   と共に、前記複数の出力回路のうちの１つをフィードバ
   ック系出力回路としてその出力電圧を検出し、該出力電
   圧が予め設定された電圧になるように前記スイッチング
   素子のスイッチングを制御するフライバック型多出力Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、 前記フィードバック系出力回路に接続された２次巻線を
   除く他の２次巻線のうちの１つの巻方向を前記１次巻線
   の巻方向と同じにしたことを特徴とするフライバック型
   多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 請求項１記載のフライバック型多出力Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、 前記１次巻線と巻方向を同じにした２次巻線が、前記フ
   ィードバック系出力回路に接続された２次巻線を除く他
   の２次巻線のうち最も電力容量の小さい２次巻線である
   ことを特徴とするフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコン
   バータ。