JPH106003A

JPH106003A - アーク加工用電源装置

Info

Publication number: JPH106003A
Application number: JP18150296A
Authority: JP
Inventors: Kikuo Terayama; 喜久夫寺山
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 1996-06-21
Filing date: 1996-06-21
Publication date: 1998-01-13

Abstract

(57)【要約】【課題】直流電源をインバータ回路によって高周波交
流に変換した後に再度整流して直流とする方式のアーク
加工用電源装置において、安価な動作速度の遅いスイッ
チング素子を用いて高い周波数で動作させても出力零の
近くで出力変化に跳躍点が生じないように安定に動作す
ると共に装置を小形でかつ安価にする。【解決手段】ＰＷＭ制御方式のインバータ回路を２組
用意し、各インバータ回路の駆動信号に出力設定値に対
応した位相差を設け、これらのインバータ回路の出力変
圧器の２次出力を直列にして出力を取り出すことによっ
て、各インバータ回路は一定のデューティサイクルと周
波数で動作させたまま、位相差を変化させることによっ
て出力を零から１００％まで跳躍点なく連続的に変化さ
せ得るようにしたアーク加工用電源装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は直流電源をインバー
タ回路によって高周波交流に変換した後に再度整流して
直流とする方式のアーク溶接、切断、プラズマアーク加
工等に用いるアーク加工用電源装置の改良に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来、アーク加工用電源として直流電源
をインバータ回路により数KHz ないし数１０KHz の高周
波交流に変換した後に再度整流して直流出力を得る方式
のものが小形、軽量化および高精度の出力制御を目的と
して製作されている。図１０は上記のようにした直流出
力のアーク加工用電源装置の例を示す接続図である。同
図において、１は交流電源であり、単相商用交流または
３相商用交流の電源が用いられる。２は交流電源１から
の電力を整流して直流に変換する一次整流回路であり、
簡単な平滑回路を含むこともある。３ないし６はブリッ
ジ接続されたスイッチング素子であり、後述するＰＷＭ
制御回路１９からの駆動信号によって、スイッチング素
子３と４、またはスイッチング素子５と６がそれぞれ１
組となり、各組のスイッチング素子が交互に導通と遮断
とをくりかえして一次整流回路２の出力を高周波の交流
に変換するインバータ回路を構成している。７ないし１
０はスイッチング素子３ないし６にそれぞれ逆極性で並
列に接続されたダイオードであり、スイッチング素子３
ないし６に逆方向の電圧が印加されるのを防止するため
に設けられている。１１は出力変圧器であり、スイッチ
ング素子３ないし６にて構成されるインバータ回路の出
力電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。１２は出
力変圧器１１の出力を再度整流して直流とする二次整流
回路、１３は二次整流回路１２と出力端子（ａ）との間
に直列に接続された直流リアクトル、１４は出力端子
（ａ）に接続されたアーク加工用電極、１５は出力端子
（ｂ）に接続された被加工物である。１６は出力電流検
出器、１７は出力電流設定器１８の出力信号Ｉr と出力
電流検出器１６の出力信号Ｉf とを比較して差信号ΔＩ
＝Ｉr −Ｉf を出力する比較器、１９は比較器１７の出
力信号ΔＩに応じてデューティサイクルが決定されるＰ
ＷＭ制御回路であり、スイッチング素子３、４およびス
イッチング素子５、６を交互に所定の時間幅で導通させ
る駆動信号を出力する。

【０００３】図１０の従来装置においては、交流電源１
からの電力は一次整流回路２にて整流・平滑されて直流
となり、スイッチング素子３ないし６にて構成されるイ
ンバータ回路にて高周波交流に変換された後に出力変圧
器１１にて所定の電圧となる。出力変圧器１１の出力電
圧は二次整流回路１２にて再び直流に変換されて直流リ
アクトル１３を経て出力端子（ａ）（ｂ）からアーク加
工用電極１４および被加工物１５に供給され、これによ
って両者間に加工用アークが発生する。この出力電流は
出力電流検出器１６にて検出されて出力電流設定器１８
の設定値と比較され、差信号ΔＩが演算される。ＰＷＭ
制御回路１９はこの差信号ΔＩを入力として入力信号が
減少する方向に出力パルスの導通時間率即ちデューティ
サイクルを調整してインバータ回路を駆動する。この結
果、出力電流は設定値に対応した一定値に保たれる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来装置におい
ては、出力設定器の設定値を変化させることによって出
力電流または出力電圧を変化させるものであるが、その
構造上出力設定値を小さくしてゆくときに出力零の近く
で出力変化に跳躍点が生じ、スムーズに変化しない部分
が現われる。

【０００５】図１１はこの現象を説明するための線図で
あり、同図（ａ）、（ｃ）および（ｅ）はＰＷＭ制御回
路１９からの出力信号を示し、同図（ｂ）、（ｄ）およ
び（ｆ）はこれによって導通するスイッチング素子を流
れる電流の時間的変化の様子を示す。図１１に示すよう
に、スイッチング素子は駆動信号が供給されると導通遅
延時間ｔ_dの後に電流が流れ始め次第に増加して上昇時
間ｔ_rの後に最大電流に達する。次に駆動信号が遮断さ
れると蓄積時間ｔ_stgの後に電流が減少を始め、さらに
下降時間ｔ_fの後に完全遮断となる。これらの遅れ時間
ｔ_d、ｔ_r、ｔ_stg、ｔ_fはスイッチング素子に対する
駆動信号の波形を工夫することによりある程度は改善す
ることができるが完全には零にはできない。このために
出力電流設定器１８の設定値が大きく駆動信号の幅が図
１１（ａ）に示すようにこれらの遅れ時間に較べて広い
ときはあまり影響しないが、出力電流設定器の設定値を
小さくしていったときに図１１（ｃ）に示すように駆動
信号の幅がこれらの遅れ時間の幅に近くなると無視でき
なくなる。この駆動信号の幅が（ｔ_d＋ｔ_r）となる点
を境として、図１１（ｅ）に示すように、駆動信号の幅
が狭いときは、スイッチング素子の導通期間が（ｔ_r＋
ｔ_stg＋ｔ_f）から図１１（ｆ）に示すように零へと急
変することになる。図１２に出力設定の最小値近辺にお
ける設定値と出力との関係を示す。同図に示すように出
力設定値が零から（ｔ_d＋ｔ_r）までは出力も零であ
り、（ｔ_d＋ｔ_r）を越えると急に（ｔ_r＋ｔ_stg＋ｔ
_f）に相当する出力となる。

【０００６】ここで、インバータ回路の出力波形の半周
期を考えてみると、この半周期の長さはインバータ回路
の動作周波数が１０KHz のときには５０μｓ、２０KHz
では２５μｓ、４０KHz では１２．５μｓである。これ
に対して、スイッチング素子としてスイッチング用パワ
ートランジスタを用いるときには、例えば定格容量が３
００Ａ、１２００Ｖのもので遮断時にベース電流を逆方
向に流して高速化を図ったとしてもｔ_d＋ｔ_r＝３μ
ｓ、ｔ_stg＝１５μｓ、ｔ_f＝３μｓ程度の値となって
おり、ｔ_stg＋ｔ_f＝１８μｓとなる。したがって、こ
のようなパワートランジスタを用いるときはインバータ
回路の周波数が１０KHz であっても１８／５０＝０．３
６、即ち最大出力の３６％が最小出力となり、それより
も出力電流を低下させようとすると図１２に示すように
出力は直ちに零となってしまう。このために出力調整範
囲は１００％〜３６％の範囲となり、ほとんど実用にな
らない範囲となる。

【０００７】この出力調整範囲は、蓄積時間ｔ_stgの短
いものを採用すれば広くすることが可能であるが、一般
に電流容量の大きな素子ほどこのｔ_stgは長くなる傾向
にある。このためにｔ_stgの短い小容量の素子を並列に
して使用することが必要となるが、並列接続のための多
くの製作工数が必要となるばかりでなく、素子の合計価
格も合計容量と同容量の１個の素子を使用するときに比
べて高くなり、また装置も大型化してしまうことにな
る。さらに、インバータの動作周波数が人間の可聴周波
数内（２０KHz 以下）であるとインバータの動作音が強
烈な雑音となって作業環境を悪化させることから、イン
バータの動作周波数は２０KHz 以上、望ましくは４０KH
z 程度にまで高くすることが要求されている。このため
にインバータ回路に用いるスイッチング素子としては蓄
積時間ｔ_stgが数桁小さいＭＯＳ・ＦＥＴの比較的小容
量のものを複数個並列に接続して用いなければならず、
高価な高速ＭＯＳ・ＦＥＴが必要となるばかりでなく、
並列接続のために大形化がさけられないものであった。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は上記従来装置の
課題を解決するために、インバータ回路を２組用意し、
各インバータ回路の駆動信号に出力設定値に対応した位
相差を設け、これらのインバータ回路の出力変圧器の２
次出力を直列にして出力を取り出すことによって、各イ
ンバータ回路は一定のデューティサイクルと周波数で動
作させたまま、位相差を変化させることによって出力を
零から１００％まで跳躍点なく連続的に変化させ得るよ
うにしたアーク加工用電源装置を提案したものである。

【０００９】

【作用】本発明の装置においては、２組のインバータが
共に出力状態（スイッチング素子が導通している間）に
あるときのみ出力が二次整流回路に現われるので、イン
バータの動作周期をスイッチング素子の各動作遅れ時間
の和に等しい長さまで短かくしても出力を１００％から
０％まで連続的に調整可能となる。このために比較的遅
いスイッチング素子を用いても高い周波数で動作させる
ことが可能となる。

【００１０】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の例を
示す接続図である。同図において、３１ａ、３１ｂは共
に同仕様に構成されたインバータ回路であり、１１ａ、
１１ｂはそれぞれインバータ回路３１ａ、３１ｂの出力
電圧を適宜に変換する出力変圧器で、その２次巻線は図
示のように同極性で直列接続してある。２０はインバー
タ回路３１ａ、３１ｂに対して駆動信号Ｐ_1a、Ｐ_2a、Ｐ
_1b、Ｐ_2bを供給するインバータ制御回路であり、その他
は図１０に示した従来装置と同機能のものに同符号を付
してある。

【００１１】図１の装置において、出力電流設定器１８
の設定信号Ｉr は出力電流検出器１６の出力信号Ｉf と
比較器１７にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉr −Ｉf がイ
ンバータ制御回路２０に供給される。インバータ制御回
路２０においては、入力信号ΔＩに対応して駆動信号Ｐ
_1a、Ｐ_2aと駆動信号Ｐ_1b、Ｐ_2bとの間に位相差を設けて
出力し、インバータ回路３１ａと３１ｂとを差信号ΔＩ
に対応した位相差の交流出力となるように駆動する。イ
ンバータ回路３１ａ、３１ｂの出力は出力変圧器１１
ａ、１１ｂによって加算されて二次整流回路１２にて直
流に変換された後、直流リアクトル１３、出力端子
（ａ）、（ｂ）を経てアーク加工用電極１４および被加
工物１５に供給される。

【００１２】図２は図１の装置に用いるインバータ制御
回路２０の例を示すブロック図である。同図において２
１はパルス発振器であり、図１の装置のインバータ回路
３１ａ、３１ｂの動作周波数を決定する。２２は位相比
較器であり２つの入力信号の位相差に応じた電圧信号を
出力する公知の乗算器形、ディジィタル形、位相周波数
比較器などの位相比較器が用いられる。２３はローパス
フィルタであり、位相比較器２２の出力のうち高周波成
分を除去する。２４は加算器、２５は電圧制御発振器、
２６は極性反転用インバータ回路、２７はインバータ回
路２６にて極性反転された電圧制御発振器２５の出力を
入力として入力信号に同期してインバータ回路３１ｂを
一定のデューティサイクルで駆動するための駆動信号Ｐ
_1b、Ｐ_2bを発生する駆動パルス発生器である。２８はパ
ルス発振器２１の出力パルスを入力として入力信号に同
期してインバータ回路３１ａを一定のデューティサイク
ルで駆動するための駆動信号Ｐ_1a、Ｐ_2aを発生する駆動
パルス発生器である。１７は比較器、１８は出力電流設
定器であり、それぞれ図１の比較器１７および出力電流
設定器１８に相当する。

【００１３】図２のインバータ制御回路において、パル
ス発振器２１の出力は電圧制御発振器２５の出力信号と
位相比較器２２にて比較されて両入力信号の位相差に相
当する電圧が演算される。この位相比較器２２の出力は
ローパスフィルタ２３にて高周波成分が除去されて加算
器２４の一方の入力となる。一方、出力電流設定器１８
の設定値Ｉr は出力電流検出器１６の出力信号Ｉf と比
較器１７にて比較されて差信号ΔＩとなり、加算器２４
の他方の入力となる。加算器２４において、ローパスフ
ィルタ２３の出力と比較器１７の出力とが加算されて電
圧制御発振器２５に入力され、電圧制御発振器２５は入
力電圧に対応した周波数のパルス信号を出力する。この
電圧制御発振器２５の出力信号はインバータ回路２６に
て極性が反転された後に駆動パルス発生器２７に入力さ
れる。また電圧制御発振器２５の出力は位相比較器２２
にフィードバックされる。

【００１４】ここで、位相比較器２２、ローパスフィル
タ２３、電圧制御発振器２５は公知のＰＬＬ回路を構成
しており、図２の回路は、この公知のＰＬＬ回路の途中
に差信号ΔＩを加算する加算器２４を加えたものであ
る。それ故、電圧制御発振器２５はパルス発振器２１の
出力周波数と同一の周波数でかつ差信号ΔＩに相当する
分だけ位相がずれた波形のパルス信号を出力することに
なる。

【００１５】図２のインバータ制御回路の駆動パルス発
生器２７、２８の出力Ｐ_1a、Ｐ_2a、Ｐ_1b、Ｐ_2bにより図
１のインバータ回路３１ａ、３１ｂの各スイッチング素
子を駆動すると出力変圧器１１ａ、１１ｂには差信号Δ
Ｉに対応した位相差の出力が現われることになる。

【００１６】図３は図２のインバータ制御回路を用いた
ときの図１の装置の動作を説明するための線図である。
同図において（ａ）はパルス発振器２１の出力、（ｂ）
は駆動パルス発生器２８の出力のうち信号Ｐ_1a、（ｃ）
は信号Ｐ_2a、（ｄ）は電圧制御発振器２５の出力、
（ｅ）は駆動パルス発生器２７の出力信号Ｐ_1b、（ｆ）
は駆動パルス発生器２７の出力Ｐ_2b、（ｇ）は出力変圧
器１１ａの出力、（ｈ）は出力変圧器１１ｂの出力、
（ｉ）は出力変圧器１１ａと１１ｂとの各２次巻線を図
に示す極性で直列接続したときの総合出力をそれぞれ時
間の経過とともに示したものである。

【００１７】図１ないし図３に示すように、２組のイン
バータ回路が矩形波出力であるときは、両インバータの
出力が同極性で零でない期間のみ２次整流回路１２に出
力が供給され、これが整流されて直流リアクトル１３に
て平滑されて出力端子（ａ）、（ｂ）間に現われること
になる。また図１の装置の場合、２次整流回路１２がブ
リッジ接続されたダイオードからなる両波整流回路であ
るのでこのブリッジ接続されたダイオードがフライホイ
ールダイオードを兼ねて、断続する出力変圧器の出力を
平滑する役割を果している。

【００１８】また上記から判るように各インバータ回路
自身のデューティサイクルと総合出力とは無関係であ
り、総合出力は両インバータ回路の位相差のみによって
決定されるから、両インバータ回路のデューティサイク
ルは常に最大に設定しておくとよい。この場合、両イン
バータ回路の位相差が零、即ち総合出力として最大出力
を指定したときに各インバータも最大出力で動作するこ
とになり、スイッチング素子の電流容量を有効に利用で
きる。さらに出力を調整するための位相差αの範囲は０
≦α≦πの範囲とすることが望ましく、位相差αがπよ
りも大きくなると再び出力が増加し始めることになる。
このとき各インバータ回路のデューティサイクルが最大
値に設定されていないと、位相差αが０≦α≦πの間で
変化させる途中で出力が零になってしまうことになる。
それ故、インバータ回路のデューティサイクルが最大で
ないときには、位相差の設定範囲もこれに応じて狭くす
ることが必要となる。

【００１９】ここで図２において極性反転用インバータ
回路２６は差信号ΔＩに正比例して２次整流回路の出力
が増加するようにインバータ回路３１ａと３１ｂとを駆
動するために設けたものである。したがってその位置
は、図２のように駆動パルス発生器２７の入力側でもよ
いがこれに替えて駆動パルス発生器２８の入力側に設け
てもよい。また、図１において、出力変圧器１１ａと１
１ｂとの２次巻線を互いに逆の極性で直列に接続すると
きは図２のインバータ制御回路において極性反転用イン
バータ回路２６は設けなくてもよく、電圧制御発振器２
５の出力をそのまま駆動パルス発生器２７に入力すれば
よい。

【００２０】また、図１ないし図３に示した実施の形態
の例においては出力電流を検出して、これを設定値と比
較することにより、出力電流を設定値に保つよう２組の
インバータ回路の位相差を制御するものについて説明し
たが、本発明はこれに限らず、出力電圧を検出してこれ
を設定値と比較し、出力電圧を設定値に保つように制御
するものにも適用可能であり、さらには出力電流、出力
電圧ともに検出してそれぞれ設定値と比較し、両方の差
信号に所定の係数を乗じて加算した信号によって２組の
インバータ回路の位相差を制御して所定の出力電圧・電
流特性を得るようにしてもよい。

【００２１】また、出力電圧波形は矩形波のものに限ら
ず、正弦波状の出力のインバータにも本発明は適用でき
る。この場合の総合出力は、２個の出力変圧器の出力の
ベクトル和となる。

【００２２】図４は本発明の別の実施の形態の例を示す
接続図である。同図は図１に示した実施例のインバータ
回路３１ａ、３１ｂをプッシュプル形のインバータ回路
３１ｃ、３１ｄに変更し、これに伴って出力変圧器を一
次巻線にセンタータップを有する変圧器１１ｃ、１１ｄ
に変更したものである。上記以外は図１に示した実施例
と同じ構成であり、動作も全く同様であるので詳細な説
明は省略する。

【００２３】図５は本発明の別の実施の形態の例を示す
接続図である。同図においては一次整流回路の出力側に
電圧切替スイッチ３２と電圧分割用コンデンサ２９、３
０を設けたものであり、交流電源１として２００Ｖと４
００Ｖ、２２０Ｖと４４０Ｖのように略１：２の比率と
なる２種類の交流電源に適用できるようにしたものであ
る。同図の装置において、電源電圧が２００Ｖのときに
はスイッチ３２をＬ側にすると一次整流回路２の出力に
対してインバータ回路３１ａと３１ｂとが並列に接続さ
れて図１に示した実施例と同じ構成となる。また、交流
電源１が４００Ｖのときにはスイッチ３２をＨ側にする
と、一次整流回路２の出力はコンデンサ２９と３０とに
よって２分されて、それぞれのコンデンサの端子電圧が
インバータ回路に供給される形となり、各インバータ回
路は交流電圧の１／２に対応した電圧を電源として動作
することになるので、インバータ回路は２００Ｖと４０
０Ｖとで何ら変更を要せず、そのまま使用可能となる。

【００２４】図６は本発明の別の実施の形態の例を示す
接続図である。同図においては出力変圧器１１ｅ、１１
ｆとしてそれぞれ２個の二次巻線を設けて、これらの二
次巻線の各１個をそれぞれ直列接続して２組の出力回路
を構成し、これら２組の直列回路をそれぞれ半波整流し
て合成することによって両波整流出力を得るように構成
したものである。また出力検出器として出力電圧検出器
３３を設け、この検出信号Ｅｆと出力電圧設定器３４の
設定値Ｅｒとを比較器１７にて比較し、差信号ΔＥ＝Ｅ
ｒ−Ｅｆをインバータ制御回路２０の入力として、差信
号に応じてインバータ回路３１ａと３１ｂとの出力の位
相差を決定するようにしたものである。同図の場合も、
インバータ回路３１ａと３１ｂとが共に出力状態にある
期間のみ各出力変圧器の出力電圧が加算されて二次整流
回路１２に供給される。なお３５は出力平滑用のフライ
ホイールダイオードである。

【００２５】図７は本発明のさらに別の実施の形態の例
を示す接続図である。同図の実施例においては図１に示
した実施例に加えて、直流リアクトルと出力端子との間
に出力極性を切りかえるためのブリッジ接続されたスイ
ッチング素子からなる極性切替回路３６および極性切替
制御回路３７を設けたものである。ここで極性切替回路
３６は極性切替制御回路３７が信号Ｐ₃のみを出力する
ときはスイッチング素子３６ａ、３６ｂのみが導通し、
出力端子（ａ）側が正の極性の直流出力となり、信号Ｐ
₄のみを出力するときはスイッチング素子３６ｃ、３６
ｄのみが導通して、出力端子（ｂ）側が正の極性の直流
出力となる。さらに信号Ｐ₃とＰ₄とを所定のくりかえ
し周期とデューティサイクルとによって交互に出力する
ときはスイッチング素子３６ａ、３６ｂまたはスイッチ
ング素子３６ｃ、３６ｄが交互に導通・遮断をくりかえ
し、所定の正・負比率の交流出力が得られることにな
る。この場合、直流出力、交流出力にかかわらず、導通
期間の一部にスイッチング素子が不完全飽和となる期間
を設ければ、その期間を低電流または低電圧出力期間と
し、完全飽和期間をパルス電流またはパルス電圧出力期
間としたパルス波形を得ることができる。

【００２６】図８は図６に示した装置に対して極性切替
機能を追加した実施の形態の例であり、出力変圧器１１
ｇ、１１ｈとして各２組の２次巻線を用意し、図６に示
した装置と同様に各出力変圧器の二次巻線を１個ずつ互
いに直列となるように接続し、かつこれらの直列接続さ
れた二次巻線の組をさらに直列にして、その接続点から
共通出力端子として出力端子（ｂ）に接続してある。３
８は二次整流回路であり、直列接続された出力変圧器の
両端にそれぞれ正・負両出力を得るためのセンタータッ
プ式両波整流回路が２組設けられている。３９は直流リ
アクトルであり、２つの巻線３９ａ、３９ｂが共通の鉄
心に巻かれており、かつ両巻線は図中に・印で示すよう
にそれぞれに流れる２次整流回路３８の出力電流によっ
て共有する鉄心に同一方向の磁束を生ずる極性にその巻
方向が定められている。４０は極性切替回路であり、互
いに逆方向に電流を流す極性に定められたスイッチング
素子４０ａと４０ｂとからなる。４１は極性切替制御回
路であり、図７に示した実施例の極性切替制御回路３７
と同機能のものである。

【００２７】図８の装置においては、出力変圧器１１
ｇ、１１ｈの出力は二次整流回路３８にて両波整流され
てかつ正・負両極性の直流出力となってリアクトル巻線
３９ａ、３９ｂを経て極性切替回路４０のスイッチング
素子４０ａ、４０ｂに供給される。いま極性切替回路４
０にスイッチング素子４０ａが導通していると出力端子
（ａ）側、即ち電極１４が正となる極性の出力が発生
し、電流はリアクトル３９の巻線３９ａ、極性切替回路
４０のスイッチング素子４０ａ、出力端子（ａ）、電極
１４、加工アーク、被加工物１５、出力端子（ｂ）、出
力変圧器１１ｇと１１ｈの２次巻線の共通接続点の経路
を流れる。次にスイッチング素子４０ａが遮断すると同
時にスイッチング素子４０ｂを導通させると、それまで
リアクトル巻線３９ａに流れていた電流は急減しようと
するが電磁誘導により共通鉄心に巻かれているリアクト
ル巻線３９ｂはこの電流の急減を防げる方向の電圧を図
中に矢印で示す極性に発生する。この誘起電圧の極性は
新たに導通し始めるスイッチング素子４０ｂの導通によ
って流れ始める電流の極性と同じ極性の電流である。こ
のために、スイッチング素子４０ａを遮断し同時にスイ
ッチング素子４０ｂを導通させると、回路にはこの切替
の直前に流れていた電流と同じ値の電流が先とは逆の極
性の被加工物１５から電極１４に向う方向に流れ始め
る。この結果電極１４から被加工物１５に向って流れて
いた電流は急峻にその極性が反転して被加工物１５から
電極１４に向って流れることになる。スイッチング素子
４０ｂが導通している状態から遮断し、スイッチング素
子４０ａが導通するときも同様に出力電流はその絶対値
が同じで極性のみ反転した電流に急峻に変化することに
なる。この結果、出力電流の極性反転に際してアークが
一旦消滅した後の再点弧が容易となり、交流アーク加工
が安定に継続できるものである。

【００２８】なお、上記説明においては電極と被加工物
のみを対象として出力するアーク加工用電源装置に本発
明を適用する場合についてのみ説明したが、出力電圧の
一部をパイロットアーク用電極に導いて加工用アークの
起動に先立ち電極との間にパイロットアークを発生さ
せ、このパイロットアークを被加工物に移行させて加工
を行うプラズマアーク加工用電源にも本発明が適用でき
るのはもちろんである。

【００２９】図９は、プラズマアーク加工用電源装置に
本発明を適用したときの実施の形態の例を示す接続図で
ある。同図において４２はパイロットアーク電流制限用
抵抗器であり、二次整流回路１２の正出力端子とパイロ
ットアーク出力用端子（ｃ）との間に接続されている。
４３はパイロットアーク用電極であり、加工用電極１４
の周囲にプラズマ生成ガスを供給し、先端の狭い開口部
からアークによってプラズマ化されたガスを高速で噴出
させるためのノズルを共用しているので一般にノズル電
極と呼ばれている。その他の構成要素は図１に示した装
置と同機能のものに同符号を付してあるので説明は省略
する。図９の装置において、図示を省略した高周波点弧
手段により加工用電極１４とパイロットアーク用電極
（ノズル電極）４３との間に抵抗器４２によって制限さ
れた小電流のアーク（パイロットアーク）を点弧し、同
時にノズル内にプラズマ生成ガスを供給すると、このプ
ラズマ生成ガスがパイロットアークによって電離してイ
オン化され、このイオン化されたガスが加工用電極１４
とノズル電極４３とを被加工物１５に接近させることに
よって被加工物に接触すると加工用電極１４と被加工物
１５との間の絶縁が低下するためにアークが発生する。
このアークは出力電流設定器１８にて設定された値にま
で増加し、プラズマアーク加工が行なわれる。

【００３０】

【発明の効果】上記の通り、本発明のアーク加工用電源
装置は、同一の周波数で動作するインバータ回路を２組
設け、両インバータ回路の出力波形の位相差を調整し
て、インバータ回路の出力変圧器の二次巻線を直列にし
て出力を取り出すものであるので、出力は両インバータ
回路のスイッチング素子が共に導通している期間のみを
出力として取り出すことになり、両インバータ回路の位
相差を調整することによってスイッチング素子の導通遮
断遅れ時間に無関係に出力が決定されるので、比較的動
作速度の遅い大容量のスイッチング素子を用いても出力
調整の範囲を０〜１００％まで連続的に変化させること
が可能となる。また動作速度の遅いスイッチング素子は
大容量のものでも安価であるので多数を並列運転する必
要がなく、安価でかつ小形の装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の装置の実施の形態の例を示す接続図で
ある。

【図２】図１の装置に用いるインバータ制御回路の例を
示すブロック図である。

【図３】図２のインバータ制御回路を用いたときの図１
の装置の動作を説明するための線図である。

【図４】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図５】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図６】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図７】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図８】本発明のさらに別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図９】本発明をプラズマアーク加工に適用したときの
実施の形態の例を示す接続図である。

【図１０】従来の装置の例を示す接続図である。

【図１１】図１０の従来装置における現象を説明するた
めの線図である。

【図１２】図１０の従来装置の出力設定を最小値近辺で
変化させたときの設定値と出力との関係を示す線図であ
る。

【符号の説明】

１交流電源２一次整流回路３、３ａ、３ｂスイッチング素子４、４ａ、４ｂスイッチング素子５、５ａ、５ｂスイッチング素子６、６ａ、６ｂスイッチング素子７、７ａ、７ｂダイオード８、８ａ、８ｂダイオード９、９ａ、９ｂダイオード１０、１０ａ、１０ｂダイオード１１、１１ａないし１１ｈ出力変圧器１２、３８二次整流回路１３、３９直流リアクトル１４加工用電極１５被加工物１６出力電流検出器１７比較器１８出力電流設定器１９ＰＷＭ制御回路２０インバータ制御回路２１パルス発振器２２位相比較器２３ローパスフィルタ２４加算器２５電圧制御発振器２６極性反転用インバータ回路２７、２８駆動パルス発生器２９、３０コンデンサ３１ａないし３１ｃインバータ回路３２スイッチ３３出力電圧検出器３４出力電圧設定器３５フライホイールダイオード３６、４０極性切替回路３６ａないし３６ｄ極性切替用スイッチング素子４０ａ、４０ｂ極性切替用スイッチング素子３７、４１極性切替制御回路４２電流制限用抵抗器４３パイロットアーク用電極（ノズル電極）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流して直流電力を得る一次
整流回路と、前記一次整流回路の出力を高周波交流に変
換する２組のインバータ回路と、前記各インバータ回路
の出力を所定の電圧に変換する二次巻線が相互に直列接
続された２個の出力変圧器と、前記出力変圧器の前記直
列接続された２次巻線の出力を整流して直流とする二次
整流回路と、前記２組のインバータ回路を同一周波数で
かつ両インバータ相互間の出力位相差αを出力設定器の
設定に応じて０≦α≦πの範囲で変化させるインバータ
制御回路とを具備したアーク加工用電源装置。
【請求項２】前記インバータ制御回路は、あらかじめ
定められた周波数で発振する基準信号発振器と、前記基
準信号発振器の出力信号と後述する電圧制御発振器の出
力信号とを比較し両信号の位相差に相当する電圧信号を
出力する位相比較器と、前記位相比較器の出力のうち高
周波成分を除去するローパスフィルタと、出力設定器
と、出力電流または出力電圧を検出する出力検出器と、
前記出力設定器の出力信号と前記出力検出器の出力信号
とを比較し差信号を得る比較器と、前記ローパスフィル
タの出力と前記比較器の出力とを加算する加算器と、前
記加算器の出力電圧に応じて周波数が決定される電圧制
御発振器と、前記２組のインバータ回路のうち一方のイ
ンバータ回路を前記基準信号発振器の出力信号に応じて
駆動し、他方のインバータ回路を前記電圧制御発振器の
出力信号に応じて駆動する駆動パルス発生器とを備えた
回路とした請求項１に記載のアーク加工用電源装置。
【請求項３】前記駆動パルス発生器は、前記２組の各
インバータ回路が最大の導通時間率（デューティサイク
ル）となる波形の信号を出力するパルス発生器である請
求項２に記載のアーク加工用電源装置。
【請求項４】前記二次整流回路と出力端子との間に
は、出力極性を正・逆に切りかえるためのスイッチング
回路を備え、出力極性を直流正極性，直流逆極性または
交流に切りかえ可能とした請求項１ないし３のいずれか
に記載のアーク加工用電源装置。