JPH1065491A - Ｉｄｔ励振二重モードフィルタ - Google Patents
Ｉｄｔ励振二重モードフィルタInfo
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- JPH1065491A JPH1065491A JP23247096A JP23247096A JPH1065491A JP H1065491 A JPH1065491 A JP H1065491A JP 23247096 A JP23247096 A JP 23247096A JP 23247096 A JP23247096 A JP 23247096A JP H1065491 A JPH1065491 A JP H1065491A
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- mode saw
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の横結合二重モードＳＡＷフィルタを縦
続接続したフィルタにおいては、高次スプリアスモード
の周波数がほぼが一致するため縦続接続構成としてもス
プリアスモードが重なり、期待した減衰量が得られない
という欠点があった。本発明は上記課題を解決するため
になされたものでスプリアスを抑圧したフィルタを提供
することを目的とする。 【解決手段】 横結合二重モードＳＡＷ共振器を少なく
とも二段縦続接続して構成する多重モードＳＡＷフィル
タにおいて、電極指同相配置型横結合二重モードＳＡＷ
共振器と電極指逆相配置型横結合二重モードＳＡＷ共振
器を少なくともそれぞれ１つずつ用いて構成したことを
特徴とするＩＤＴ励振多重モードＳＡＷフィルタであ
る。
続接続したフィルタにおいては、高次スプリアスモード
の周波数がほぼが一致するため縦続接続構成としてもス
プリアスモードが重なり、期待した減衰量が得られない
という欠点があった。本発明は上記課題を解決するため
になされたものでスプリアスを抑圧したフィルタを提供
することを目的とする。 【解決手段】 横結合二重モードＳＡＷ共振器を少なく
とも二段縦続接続して構成する多重モードＳＡＷフィル
タにおいて、電極指同相配置型横結合二重モードＳＡＷ
共振器と電極指逆相配置型横結合二重モードＳＡＷ共振
器を少なくともそれぞれ１つずつ用いて構成したことを
特徴とするＩＤＴ励振多重モードＳＡＷフィルタであ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＩＤＴ励振多重モー
ドフィルタに関し、特に高次スプリアスを相殺するよう
に構成したＩＤＴ励振多重モードフィルタ（以下ＭＭＳ
フィルタという）に関する。
ドフィルタに関し、特に高次スプリアスを相殺するよう
に構成したＩＤＴ励振多重モードフィルタ（以下ＭＭＳ
フィルタという）に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、弾性表面波フィルタ（以下、ＳＡ
Ｗフィルタと称す）は多くの通信機に利用され、特に高
周波、小型及び量産性という特徴からページャー、携帯
電話等の無線機器に広く使われている。図６（ａ）は横
結合二重モードＳＡＷ共振器（以下、ＤＭＳＲと称す）
のＩＤＴ構成を示す概略構成図であって、ＩＤＴ１０と
１１とを表面波の伝搬方向に対し垂直に近接配置して音
響結合を生じさせ、そのうち１次と２次のモードを用い
て構成するデバイスである。ＩＤＴ１０と１１との電極
指が逆相に配列されていることから、一般に電極指逆相
配列型（以下ＦＯＰ型と称す）と称されている。その等
価回路は周知のように図６（ｂ）で表され、更に二等分
定理によって図６（ｃ）の対称ラチス型回路として表現
することができる。ここで対称ラチス型回路とは端子１
−２及び端子１’−２’の直列腕がそれぞれ同一の素子
Ｚａで構成され、端子１−２’及び端子２−１’の格子
腕がそれぞれ同一素子Ｚｓで構成されている回路をい
う。直列腕は反対称モードＺａの直列共振回路（共振周
波数ｆａ ）と静電容量Ｃ０との並列回路で構成され、
格子腕は対称モードＺｓの直列共振回路（共振周波数ｆ
ｓ ）と静電容量Ｃ０との並列回路で構成されている。
ここで実際には図６（ａ）のＦＯＰ型ＤＭＳＲの入出力
間、即ち端子１−２間には浮遊容量等による微小容量が
存在し、図６（ｃ）のラチス型回路においては端子１−
２間に橋絡容量が挿入されることになる。上述のように
ＦＯＰ型ＤＭＳＲの場合、直列腕には周波数の高い反対
称モードＺａが入るため、前記橋絡容量によってフィル
タ特性の減衰極は実周波数となり、ＦＯＰ型ＤＭＳＲを
用いたフィルタ（ 以下ＤＭＳフィルタと称す）は減衰
傾度が急峻になる。
Ｗフィルタと称す）は多くの通信機に利用され、特に高
周波、小型及び量産性という特徴からページャー、携帯
電話等の無線機器に広く使われている。図６（ａ）は横
結合二重モードＳＡＷ共振器（以下、ＤＭＳＲと称す）
のＩＤＴ構成を示す概略構成図であって、ＩＤＴ１０と
１１とを表面波の伝搬方向に対し垂直に近接配置して音
響結合を生じさせ、そのうち１次と２次のモードを用い
て構成するデバイスである。ＩＤＴ１０と１１との電極
指が逆相に配列されていることから、一般に電極指逆相
配列型（以下ＦＯＰ型と称す）と称されている。その等
価回路は周知のように図６（ｂ）で表され、更に二等分
定理によって図６（ｃ）の対称ラチス型回路として表現
することができる。ここで対称ラチス型回路とは端子１
−２及び端子１’−２’の直列腕がそれぞれ同一の素子
Ｚａで構成され、端子１−２’及び端子２−１’の格子
腕がそれぞれ同一素子Ｚｓで構成されている回路をい
う。直列腕は反対称モードＺａの直列共振回路（共振周
波数ｆａ ）と静電容量Ｃ０との並列回路で構成され、
格子腕は対称モードＺｓの直列共振回路（共振周波数ｆ
ｓ ）と静電容量Ｃ０との並列回路で構成されている。
ここで実際には図６（ａ）のＦＯＰ型ＤＭＳＲの入出力
間、即ち端子１−２間には浮遊容量等による微小容量が
存在し、図６（ｃ）のラチス型回路においては端子１−
２間に橋絡容量が挿入されることになる。上述のように
ＦＯＰ型ＤＭＳＲの場合、直列腕には周波数の高い反対
称モードＺａが入るため、前記橋絡容量によってフィル
タ特性の減衰極は実周波数となり、ＦＯＰ型ＤＭＳＲを
用いたフィルタ（ 以下ＤＭＳフィルタと称す）は減衰
傾度が急峻になる。
【０００３】一方、図７（ａ）示すようにＩＤＴ１２と
１３との電極指を同相に配置した電極指同相配置型（以
下ＦＩＰ型と称す）のＤＭＳＲが存在するものの、以下
に詳述するように減衰傾度がＦＯＰ型に比べて劣るた
め、一般的にはＦＯＰ型ＤＭＳフィルタが多く利用され
ている。ＦＩＰ型ＤＭＳＲの等価回路は周知のように図
７（ｂ）の対称ラチス型回路として表現することができ
る。図７（ｂ）のラチス型回路において直列腕Ｚｓは対
称モード（共振周波数ｆｓ）の共振回路となり、格子腕
Ｚａは反対称モード（共振周波数ｆａ）の共振回路とな
る。図６（ａ）の場合と同様に、図７（ａ）のＦＩＰ型
ＤＭＳＲの入出力間、即ち端子１−２間には浮遊容量等
による微小容量が存在し、図６（ｂ）のラチス型回路に
おいては端子１−２間に橋絡容量が挿入されることにな
る。上述のようにＦＩＰ型ＤＭＳＲの場合、直列腕には
周波数の低い対称モードＺｓが入るため、前記橋絡容量
によるフィルタ特性の減衰極は実周波数とはならず、減
衰傾度がＦＯＰ型に比べてなだらかになる。
１３との電極指を同相に配置した電極指同相配置型（以
下ＦＩＰ型と称す）のＤＭＳＲが存在するものの、以下
に詳述するように減衰傾度がＦＯＰ型に比べて劣るた
め、一般的にはＦＯＰ型ＤＭＳフィルタが多く利用され
ている。ＦＩＰ型ＤＭＳＲの等価回路は周知のように図
７（ｂ）の対称ラチス型回路として表現することができ
る。図７（ｂ）のラチス型回路において直列腕Ｚｓは対
称モード（共振周波数ｆｓ）の共振回路となり、格子腕
Ｚａは反対称モード（共振周波数ｆａ）の共振回路とな
る。図６（ａ）の場合と同様に、図７（ａ）のＦＩＰ型
ＤＭＳＲの入出力間、即ち端子１−２間には浮遊容量等
による微小容量が存在し、図６（ｂ）のラチス型回路に
おいては端子１−２間に橋絡容量が挿入されることにな
る。上述のようにＦＩＰ型ＤＭＳＲの場合、直列腕には
周波数の低い対称モードＺｓが入るため、前記橋絡容量
によるフィルタ特性の減衰極は実周波数とはならず、減
衰傾度がＦＯＰ型に比べてなだらかになる。
【０００４】より急峻な減衰傾度のフィルタが要求され
る場面では、一般的にＦＯＰ型のＤＭＳフィルタを多段
縦続接続して構成していた。 図８はＦＯＰ型ＤＭＳＲ
を二段縦続接続して構成したＤＭＳフィルタの一例であ
る。その濾波特性を図９に示す。同図から明らかなよう
に同タイプのＤＭＳＲを縦続接続して構成したフィルタ
においては、横モードあるいは縦モードの高次のスプリ
アスが発生する周波数はほぼ同じであり、縦続接続構成
したＤＭＳフィルタにおいてスプリアスが重なり合って
増大するという欠点があった。
る場面では、一般的にＦＯＰ型のＤＭＳフィルタを多段
縦続接続して構成していた。 図８はＦＯＰ型ＤＭＳＲ
を二段縦続接続して構成したＤＭＳフィルタの一例であ
る。その濾波特性を図９に示す。同図から明らかなよう
に同タイプのＤＭＳＲを縦続接続して構成したフィルタ
においては、横モードあるいは縦モードの高次のスプリ
アスが発生する周波数はほぼ同じであり、縦続接続構成
したＤＭＳフィルタにおいてスプリアスが重なり合って
増大するという欠点があった。
【０００５】図１０はＤＭＳフィルタの中心周波数近傍
に発生する代表的な振動モードのエネルギー分布の形態
を示す図である。図１０（ａ）は横モード系であって、
１次と２次モードはＤＭＳフィルタの通過域形成に寄与
するが、３次、５次・・の高次モードはスプリアスモー
ドとなる。高次横モードは通過域の高周波側に発生し、
高次になるにつれ高周波となる。なお、４次、８次等の
高次偶数次モードは発生電荷が相殺されて励振されな
い。また、図１０（ｂ）は縦モード系ではＩＤＴの構造
上、奇数モードのみ、即ち１次、３次、５次・・が励起
され、高次縦モードは通過域の低周波側に発生し、高次
になるにつれ低周波となる。横結合ＤＭＳフィルタの場
合、横モード系の３次モード以上と縦モードの２次モー
ド以上はスプリアスモードとなり、ＤＭＳフィルタの濾
波特性を劣化させる原因となっており、二段縦続接続す
ることによりこれらのスプリアスが強調されることにな
るのである。
に発生する代表的な振動モードのエネルギー分布の形態
を示す図である。図１０（ａ）は横モード系であって、
１次と２次モードはＤＭＳフィルタの通過域形成に寄与
するが、３次、５次・・の高次モードはスプリアスモー
ドとなる。高次横モードは通過域の高周波側に発生し、
高次になるにつれ高周波となる。なお、４次、８次等の
高次偶数次モードは発生電荷が相殺されて励振されな
い。また、図１０（ｂ）は縦モード系ではＩＤＴの構造
上、奇数モードのみ、即ち１次、３次、５次・・が励起
され、高次縦モードは通過域の低周波側に発生し、高次
になるにつれ低周波となる。横結合ＤＭＳフィルタの場
合、横モード系の３次モード以上と縦モードの２次モー
ド以上はスプリアスモードとなり、ＤＭＳフィルタの濾
波特性を劣化させる原因となっており、二段縦続接続す
ることによりこれらのスプリアスが強調されることにな
るのである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のＦ
ＯＰ型のＤＭＳＲを縦続接続して構成したＤＭＳフィル
タにおいては、高次スプリアスモードの周波数が互いに
ほぼ一致するため縦続接続構成により通過域の急峻度が
向上するものの、同時にスプリアスも増大して、期待し
た減衰量が得られないとう欠陥がある。これを解決すべ
く更に縦続接続を重ねると通過域の挿入損失の増大や形
状の大型化を招くといった欠点があった。本発明は上記
欠点を解決するためになされたものであって、ＩＤＴ構
造の複雑化や工程の追加を伴うことなくスプリアスモー
ドを相殺し良好な濾波特性のＤＭＳフィルタを提供する
ことを目的とする。
ＯＰ型のＤＭＳＲを縦続接続して構成したＤＭＳフィル
タにおいては、高次スプリアスモードの周波数が互いに
ほぼ一致するため縦続接続構成により通過域の急峻度が
向上するものの、同時にスプリアスも増大して、期待し
た減衰量が得られないとう欠陥がある。これを解決すべ
く更に縦続接続を重ねると通過域の挿入損失の増大や形
状の大型化を招くといった欠点があった。本発明は上記
欠点を解決するためになされたものであって、ＩＤＴ構
造の複雑化や工程の追加を伴うことなくスプリアスモー
ドを相殺し良好な濾波特性のＤＭＳフィルタを提供する
ことを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係る弾性表面波フィルタの請求項１記載の発
明は、横結合二重モードＳＡＷ共振器を少なくとも二段
縦続接続して構成する多重モードＳＡＷフィルタにおい
て、電極指同相配置型横結合二重モードＳＡＷ共振器と
電極指逆相配置型横結合二重モードＳＡＷ共振器を少な
くともそれぞれ１つずつ用いて構成したことを特徴とす
るＩＤＴ励振多重モードＳＡＷフィルタである。
に本発明に係る弾性表面波フィルタの請求項１記載の発
明は、横結合二重モードＳＡＷ共振器を少なくとも二段
縦続接続して構成する多重モードＳＡＷフィルタにおい
て、電極指同相配置型横結合二重モードＳＡＷ共振器と
電極指逆相配置型横結合二重モードＳＡＷ共振器を少な
くともそれぞれ１つずつ用いて構成したことを特徴とす
るＩＤＴ励振多重モードＳＡＷフィルタである。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下本発明を図面に示した実施の
形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係るＩ
ＤＴ励振多重モードフィルタの一実施例の構成を示す図
であって、ＤＭＳフィルタＡとＤＭＳフィルタＢとを二
段縦続接続したものである。ＤＭＳフィルタＡはＩＤＴ
１、２と反射器３ａ、３ｂで構成され、ＩＤＴ１と２と
の電極指が逆相であるＦＯＰ型ＤＭＳフィルタである。
一方、ＤＭＳフィルタＢはＩＤＴ４、５と反射器６ａ、
６ｂで構成され、ＩＤＴ４とＩＤＴ５との電極指が同相
であるＦＩＰ型ＤＭＳフィルタである。このように、本
発明に係るＤＭＳフィルタはＦＯＰ型ＤＭＳフィルタと
これまでは通過域の急峻度が劣っているためあまり利用
されていなかったＦＩＰ型ＤＭＳフィルタを縦続接続す
ることにより、後述するように高次モードによるスプリ
アスを互いに相殺して減少させることにその特徴があ
る。
形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係るＩ
ＤＴ励振多重モードフィルタの一実施例の構成を示す図
であって、ＤＭＳフィルタＡとＤＭＳフィルタＢとを二
段縦続接続したものである。ＤＭＳフィルタＡはＩＤＴ
１、２と反射器３ａ、３ｂで構成され、ＩＤＴ１と２と
の電極指が逆相であるＦＯＰ型ＤＭＳフィルタである。
一方、ＤＭＳフィルタＢはＩＤＴ４、５と反射器６ａ、
６ｂで構成され、ＩＤＴ４とＩＤＴ５との電極指が同相
であるＦＩＰ型ＤＭＳフィルタである。このように、本
発明に係るＤＭＳフィルタはＦＯＰ型ＤＭＳフィルタと
これまでは通過域の急峻度が劣っているためあまり利用
されていなかったＦＩＰ型ＤＭＳフィルタを縦続接続す
ることにより、後述するように高次モードによるスプリ
アスを互いに相殺して減少させることにその特徴があ
る。
【０００９】ＤＭＳＲをラチス型回路で表す時、ＦＩＰ
型ＤＭＳＲあるいはＦＯＰ型ＤＭＳＲいずれの場合も、
高次の奇数モードは１次対称モードＺｓのアームと並列
に、高次の偶数モードは２次反対称モードＺａのアーム
と並列に接続されて表される。図２（ａ）はＦＩＰ型Ｄ
ＭＳフィルタのラチス型回路を横３次モードＺ３を含め
て示したものであり、図２（ｂ）はＦＯＰ型ＤＭＳＲの
ラチス型回路を横３次モードＺ３を含めて示した例であ
る。このように同じ横３次モードＺ３でも共振器の構成
タイプによってラチス型回路のどのアームに接続される
かが異なり、ＦＩＰ型ＤＭＳＲでは直列腕に、ＦＯＰ型
ＤＭＳＲでは格子腕にそれぞれ並列接続されることにな
る。
型ＤＭＳＲあるいはＦＯＰ型ＤＭＳＲいずれの場合も、
高次の奇数モードは１次対称モードＺｓのアームと並列
に、高次の偶数モードは２次反対称モードＺａのアーム
と並列に接続されて表される。図２（ａ）はＦＩＰ型Ｄ
ＭＳフィルタのラチス型回路を横３次モードＺ３を含め
て示したものであり、図２（ｂ）はＦＯＰ型ＤＭＳＲの
ラチス型回路を横３次モードＺ３を含めて示した例であ
る。このように同じ横３次モードＺ３でも共振器の構成
タイプによってラチス型回路のどのアームに接続される
かが異なり、ＦＩＰ型ＤＭＳＲでは直列腕に、ＦＯＰ型
ＤＭＳＲでは格子腕にそれぞれ並列接続されることにな
る。
【００１０】ここで、横３次モードＺ３が直列腕および
格子腕に付加された場合について、ＤＭＳフィルタの減
衰特性に及ぼす影響を考察する。ＦＩＰ型、即ち直列腕
に横３次モードＺ３が付加される場合、横３次モードＺ
３の共振周波数（ｆ3r）においては直列腕のインピーダ
ンスは小さくなるため、電流は出力側の負荷ＲLに十分
に供給され、横３次モードによるスプリアスは大きくな
る。また、横３次モードの反共振周波数（ｆ3a）おいて
は直列腕のインピーダンスが大きくなるため電流は抑制
され、負荷ＲLに電流は僅かしか供給されず、横３次モ
ードによるスプリアスは小さくなる。一方、ＦＯＰ型、
即ち格子腕に横３次モードＺ３が付加される場合、横３
次モードＺ３の共振周波数（ｆ3r）においては格子腕の
インピーダンスは小さくなり、格子腕には電流は十分に
流れるが、出力端子２’は通常、接地されるため負荷Ｒ
Lには電流は供給されず、３次モードＺ３によるスプリ
アスは小さくなる。また、横３次モードの反共振周波数
（ｆ3a）おいては格子腕のインピーダンスが大きくなる
ため電流は抑制され、直列腕の方へ流れる電流が多くな
り、負荷ＲLに電流が十分に供給されるため横３次モー
ドＺ３によるスプリアスは大きくなる。
格子腕に付加された場合について、ＤＭＳフィルタの減
衰特性に及ぼす影響を考察する。ＦＩＰ型、即ち直列腕
に横３次モードＺ３が付加される場合、横３次モードＺ
３の共振周波数（ｆ3r）においては直列腕のインピーダ
ンスは小さくなるため、電流は出力側の負荷ＲLに十分
に供給され、横３次モードによるスプリアスは大きくな
る。また、横３次モードの反共振周波数（ｆ3a）おいて
は直列腕のインピーダンスが大きくなるため電流は抑制
され、負荷ＲLに電流は僅かしか供給されず、横３次モ
ードによるスプリアスは小さくなる。一方、ＦＯＰ型、
即ち格子腕に横３次モードＺ３が付加される場合、横３
次モードＺ３の共振周波数（ｆ3r）においては格子腕の
インピーダンスは小さくなり、格子腕には電流は十分に
流れるが、出力端子２’は通常、接地されるため負荷Ｒ
Lには電流は供給されず、３次モードＺ３によるスプリ
アスは小さくなる。また、横３次モードの反共振周波数
（ｆ3a）おいては格子腕のインピーダンスが大きくなる
ため電流は抑制され、直列腕の方へ流れる電流が多くな
り、負荷ＲLに電流が十分に供給されるため横３次モー
ドＺ３によるスプリアスは大きくなる。
【００１１】このようにラチス型回路においては直列
腕、格子腕における横３次モードＺ３の共振周波数ｆ3r
および反共振周波数ｆ3aのスプリアスの大きさは逆の関
係になることがわかる。また、同一設計に基づいて、Ｄ
ＭＳフィルタをＦＩＰ型あるいはＦＯＰ型で構成すれ
ば、横３次モードＺ３のそれぞれの共振周波数および反
共振周波数はほぼ同じとなる。従って、同一設計に基づ
くＦＩＰ型ＤＭＳフィルタとＦＯＰ型ＤＭＳフィルタを
縦続接続することにより、ＦＩＰ型ＤＭＳフィルタの横
３次モードＺ３の共振周波数、反共振周波数とＦＯＰ型
ＤＭＳフィルタの横３次モードＺ３の共振周波数、反共
振周波数とをそれぞれ概ね一致させることができ、ＦＩ
Ｐ型とＦＯＰ型とで横３次モードのそれぞれその作用が
逆特性となるため横３次モードにより生ずるスプリアス
を相殺されて、横３次モードによる濾波特性劣化を抑え
ることができる。
腕、格子腕における横３次モードＺ３の共振周波数ｆ3r
および反共振周波数ｆ3aのスプリアスの大きさは逆の関
係になることがわかる。また、同一設計に基づいて、Ｄ
ＭＳフィルタをＦＩＰ型あるいはＦＯＰ型で構成すれ
ば、横３次モードＺ３のそれぞれの共振周波数および反
共振周波数はほぼ同じとなる。従って、同一設計に基づ
くＦＩＰ型ＤＭＳフィルタとＦＯＰ型ＤＭＳフィルタを
縦続接続することにより、ＦＩＰ型ＤＭＳフィルタの横
３次モードＺ３の共振周波数、反共振周波数とＦＯＰ型
ＤＭＳフィルタの横３次モードＺ３の共振周波数、反共
振周波数とをそれぞれ概ね一致させることができ、ＦＩ
Ｐ型とＦＯＰ型とで横３次モードのそれぞれその作用が
逆特性となるため横３次モードにより生ずるスプリアス
を相殺されて、横３次モードによる濾波特性劣化を抑え
ることができる。
【００１２】以上の説明では横３次モードを例に説明し
たが、縦３次モードでも発生する周波数が中心周波数の
低周波側ということを除けば全く同様である。このよう
に縦、横３次モード以外の高次奇数モードにも上述の内
容は適用できる。さらに、横および縦の偶数次モードに
よるスプリアスについては位相関係が二次モードと同じ
であり、等価回路的にはラチス型回路の二次モードＺａ
に並列に接続されて表される点で違うものの、上述した
内容と同様の原理に基づきそのレベルが抑圧されること
は言うまでもない。ＦＩＰ型ＩＤＴとＦＯＰ型ＩＤＴと
を同じ設計基準、即ちＩＤＴ対数、交叉長、ギャップ等
が同一に出来ない場合、あるいは製造上ＦＩＰ型とＦＯ
Ｐ型とのそれぞれの高次モードの共振周波数と反共振周
波数がずれる場合は、総交叉長（２Ｗ＋Ｇ；Ｗは交叉指
幅、ＧはＩＤＴ１、２間のギャップ）を調整して両者が
一致するようにすればよい。
たが、縦３次モードでも発生する周波数が中心周波数の
低周波側ということを除けば全く同様である。このよう
に縦、横３次モード以外の高次奇数モードにも上述の内
容は適用できる。さらに、横および縦の偶数次モードに
よるスプリアスについては位相関係が二次モードと同じ
であり、等価回路的にはラチス型回路の二次モードＺａ
に並列に接続されて表される点で違うものの、上述した
内容と同様の原理に基づきそのレベルが抑圧されること
は言うまでもない。ＦＩＰ型ＩＤＴとＦＯＰ型ＩＤＴと
を同じ設計基準、即ちＩＤＴ対数、交叉長、ギャップ等
が同一に出来ない場合、あるいは製造上ＦＩＰ型とＦＯ
Ｐ型とのそれぞれの高次モードの共振周波数と反共振周
波数がずれる場合は、総交叉長（２Ｗ＋Ｇ；Ｗは交叉指
幅、ＧはＩＤＴ１、２間のギャップ）を調整して両者が
一致するようにすればよい。
【００１３】図５に本発明に係るＦＩＰ型−ＦＯＰ型Ｄ
ＭＳフィルタの濾波特性の一例を示す。試作条件は、圧
電基板は水晶ＳＴ板、周波数は２８１．５ＭＨｚであ
り、Ｗ＝１０λ、Ｇ＝１λのＦＩＰ型とＷ＝９λ、Ｇ＝
１λのＦＯＰ型を縦続接続した。同図から明らかなよう
にフィルタの減衰傾度はＦＯＰ型のみを縦続接続した場
合のそれを維持したまま、高次のスプリアスモードが相
殺されて減衰域が改善されていることが分かる。
ＭＳフィルタの濾波特性の一例を示す。試作条件は、圧
電基板は水晶ＳＴ板、周波数は２８１．５ＭＨｚであ
り、Ｗ＝１０λ、Ｇ＝１λのＦＩＰ型とＷ＝９λ、Ｇ＝
１λのＦＯＰ型を縦続接続した。同図から明らかなよう
にフィルタの減衰傾度はＦＯＰ型のみを縦続接続した場
合のそれを維持したまま、高次のスプリアスモードが相
殺されて減衰域が改善されていることが分かる。
【００１４】本発明の説明は圧電基板とした水晶ＳＴカ
ット板を例に説明したが、本発明はこれに限らず、Ｌｉ
ＴａＯ3、ＬｉＮｂＯ3、四ほう酸リチウム等の他の圧電
物質を用いたＳＡＷフィルタに適用できることは言うま
でもない。更に、表面波を用いて説明したがこれに限定
することなく圧電表面すべり波（BGS波）、漏洩弾性表
面波（Leaky SAW）、ＳＳＢＷ等の各種の波に適用でき
ることは自明である。また、二段のみならず３段以上の
多段接続したものであってもよい。
ット板を例に説明したが、本発明はこれに限らず、Ｌｉ
ＴａＯ3、ＬｉＮｂＯ3、四ほう酸リチウム等の他の圧電
物質を用いたＳＡＷフィルタに適用できることは言うま
でもない。更に、表面波を用いて説明したがこれに限定
することなく圧電表面すべり波（BGS波）、漏洩弾性表
面波（Leaky SAW）、ＳＳＢＷ等の各種の波に適用でき
ることは自明である。また、二段のみならず３段以上の
多段接続したものであってもよい。
【００１５】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成した
ので、多段縦続接続二重モードフィルタにＦＩＰ型ＤＭ
ＳフィルタとＦＯＰ型ＤＭＳフィルタとを用いることに
より、高次スプリアスモードが互いに相殺して高次モー
ドによる特性の劣化を防止するものであり、スプリアス
を低減するためにフィルタの段数を増やすこともないた
め挿入損失の増大や形状の大型化を伴うこともなく、減
衰特性の良好なフィルタを実現する上で著しい効果があ
る。
ので、多段縦続接続二重モードフィルタにＦＩＰ型ＤＭ
ＳフィルタとＦＯＰ型ＤＭＳフィルタとを用いることに
より、高次スプリアスモードが互いに相殺して高次モー
ドによる特性の劣化を防止するものであり、スプリアス
を低減するためにフィルタの段数を増やすこともないた
め挿入損失の増大や形状の大型化を伴うこともなく、減
衰特性の良好なフィルタを実現する上で著しい効果があ
る。
【図１】本発明に係るＩＤＴ励振型多重モードＳＡＷフ
ィルタの実施の一形態例を示す図である。
ィルタの実施の一形態例を示す図である。
【図２】（ａ）本発明に係るＦＩＰ型二重モードＳＡＷ
フィルタ、（ｂ）ＦＯＰ型二重モードＳＡＷフィルタの
ラチス型等価回路において３次モードの入るアームを示
す図である。
フィルタ、（ｂ）ＦＯＰ型二重モードＳＡＷフィルタの
ラチス型等価回路において３次モードの入るアームを示
す図である。
【図３】（ａ）本発明に係るＦＩＰ型二重モードＳＡＷ
フィルタにおいて３次モードを含めたラチス回路と、
（ｂ）３次モードによるスプリアスを説明する図であ
る。
フィルタにおいて３次モードを含めたラチス回路と、
（ｂ）３次モードによるスプリアスを説明する図であ
る。
【図４】（ａ）本発明に係るＦＯＰ型二重モードＳＡＷ
フィルタにおいて３次モードを含めたラチス回路と、
（ｂ）３次モードによるスプリアスを説明する図であ
る。
フィルタにおいて３次モードを含めたラチス回路と、
（ｂ）３次モードによるスプリアスを説明する図であ
る。
【図５】本発明に係るＦＩＰ型−ＦＯＰ型縦続接続二重
モードＳＡＷフィルタの濾波特性図である。
モードＳＡＷフィルタの濾波特性図である。
【図６】（ａ）従来の横結合ＦＯＰ型二重モードＳＡＷ
共振器を示す図、（ｂ）その等価回路を示す図、（ｃ）
ラチス型回路で表した等価回路である。
共振器を示す図、（ｂ）その等価回路を示す図、（ｃ）
ラチス型回路で表した等価回路である。
【図７】（ａ）従来の横結合ＦＩＰ型二重モードＳＡＷ
フィルタを示す図、（ｂ）そのラチス型等価回路であ
る。
フィルタを示す図、（ｂ）そのラチス型等価回路であ
る。
【図８】従来の二段縦続接続横結合二重モードＳＡＷフ
ィルタを示す図である。
ィルタを示す図である。
【図９】二段縦続接続横結合二重モードＳＡＷフィルタ
の濾波特性を示す図である。
の濾波特性を示す図である。
【図１０】（ａ）横結合二重モードＳＡＷフィルタの高
次横モード、（ｂ）高次縦モードを説明する図である。
次横モード、（ｂ）高次縦モードを説明する図である。
１、２、４、５ ＩＤＴ ３ａ、３ｂ、６ａ、６ｂ 反射器 Ｗ 交叉指幅 Ｇ ギャップ
Claims (1)
- 【請求項１】 横結合二重モードＳＡＷ共振器を多段縦
続接続して構成する二重モードＳＡＷフィルタにおい
て、前記横結合二重モードＳＡＷ共振器として電極指同
相配置型横結合二重モードＳＡＷ共振器と電極指逆相配
置型横結合二重モードＳＡＷ共振器の双方を用いて構成
したことを特徴とするＩＤＴ励振二重モードＳＡＷフィ
ルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23247096A JPH1065491A (ja) | 1996-08-14 | 1996-08-14 | Ｉｄｔ励振二重モードフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23247096A JPH1065491A (ja) | 1996-08-14 | 1996-08-14 | Ｉｄｔ励振二重モードフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065491A true JPH1065491A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16939807
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23247096A Pending JPH1065491A (ja) | 1996-08-14 | 1996-08-14 | Ｉｄｔ励振二重モードフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1065491A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11308069A (ja) * | 1998-04-17 | 1999-11-05 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 弾性表面波デバイス |
| US6259336B1 (en) * | 1998-05-27 | 2001-07-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Surface acoustic wave filter device |
| US7414497B2 (en) | 2005-06-20 | 2008-08-19 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Piezoelectric thin-film filter |
| JP2014187455A (ja) * | 2013-03-22 | 2014-10-02 | Panasonic Corp | 弾性波装置およびそれを用いたアンテナ共用器 |
-
1996
- 1996-08-14 JP JP23247096A patent/JPH1065491A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11308069A (ja) * | 1998-04-17 | 1999-11-05 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 弾性表面波デバイス |
| US6259336B1 (en) * | 1998-05-27 | 2001-07-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Surface acoustic wave filter device |
| US7414497B2 (en) | 2005-06-20 | 2008-08-19 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Piezoelectric thin-film filter |
| JP2014187455A (ja) * | 2013-03-22 | 2014-10-02 | Panasonic Corp | 弾性波装置およびそれを用いたアンテナ共用器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Effective date: 20050620 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 |
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20051005 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20051115 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |