JPH1066335A - コンバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 順方向電圧降下の小さいダイオ−ドの使用を
可能にし、効率を向上させる。 【解決手段】 スイッチング回路１は、入力された直流
電力をパルス波に変換して出力する。出力整流回路２は
スイッチング回路１から出力されるパルス波を直流に変
換して出力する。スナバ回路３１、３２は、コンデンサ
３１１、３２１と、スイッチング素子３１２、３２２
と、放電回路３１３、３２３とを含む。コンデンサ３１
１、３２１は、出力整流回路２に含まれる出力整流ダイ
オード２１、２２に印加される逆電圧によって一方向に
充電される。スイッチング素子３１２、３２２はコンデ
ンサ３１１、３２１に蓄積された電荷をパルス波に変換
し、放電回路３１３、３２３を通して放電する。パルス
発生回路４は、スイッチング回路１のスイッチング動作
に依存しないパルス波を生成し、生成されたパルス波を
スイッチング素子３１２、３２２に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング方式
のコンバ−タ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング方式のコンバ−タ回路は、
直流入力電圧を、スイッチング回路によってスイッチン
グし、高周波のパルス波に変換して出力する。この高周
波のパルス波は、出力整流回路によって直流に変換さ
れ、負荷に供給される。この種のコンバータ回路におい
ては、出力整流回路に含まれる出力整流ダイオ−ドで発
生する順方向損失の、全損失に対して占める割合が大き
く、特に低電圧で大電流の出力を負荷に供給する場合に
は顕著である。そこで、出力整流ダイオードの順方向損
失をできるだけ低減させる手段として、順方向電圧降下
の小さいショットキ−バリア・ダイオ−ドの使用が考え
られるが、ショットキ−バリア・ダイオ−ドは、原理的
に逆方向の耐電圧が低くなる。しかも、逆方向耐電圧
は、順方向電圧降下が小さくなればなる程、小さくな
る。

【０００３】従って、順方向損失の低いショットキ−バ
リア・ダイオ−ドを用いて損失を低減させようとする場
合、ショットキ−バリア・ダイオ−ドに印加される逆電
圧を、いかにして、その逆耐電圧より低い値に押さえる
かが重要なポイントになる。

【０００４】その手段として、負荷に電力を供給するた
めに必要な電圧を、出力整流ダイオ−ドの逆耐電圧以下
になるように回路を設計する回路設計的手法が必要とな
るが、実際にはトランスの漏れインダクタンスや、ダイ
オ−ド自身の並列容量及びリカバリ特性などによってサ
−ジ電圧が発生し、サージ電圧が出力整流ダイオ−ドに
印加される。このため、回路設計手法のみによって、出
力整流ダイオードの逆耐電圧に関する問題点を解決する
ことは困難である。

【０００５】そこで、サージ電圧を吸収する手段とし
て、スナバ回路が提案されている。スナバ回路は、サ−
ジ電圧を除去して、出力整流ダイオードに印加される電
圧を、その逆耐電圧以下に保持するものであり、出力整
流ダイオードの逆耐電圧の問題点解決に有効である。ま
た、スナバ回路によって、サ−ジ電圧を除去することに
より、ノイズの発生を少なくすることができる。

【０００６】通常のスナバ回路の構成としては、出力整
流ダイオ−ドに発生するパルス波電圧に対して定電圧源
となるような十分大きな容量を持ったコンデンサを、ダ
イオ−ドを介して、出力整流ダイオ−ドと並列に接続す
る。このようにすると、サージ電圧が発生しても、出力
整流ダイオードの端子間に印加される逆電圧が、コンデ
ンサに充電されている電圧にクランプされる。但し、コ
ンデンサの充電電圧を一定値に保持しておくためには、
単位時間においてサ−ジ電圧をクランプしたことによっ
て充電されたエネルギ−と同じ量のエネルギ−を放電し
ておく必要がある。エネルギ−を放電するための手段と
して、コンデンサと並列に抵抗を接続する方法が従来よ
り知られている。

【０００７】しかし、コンデンサの電圧をＶｃ（容量が
充分に大きい場合には直流電圧となる）とし、コンデン
サに並列に接続される抵抗の抵抗値をＲとすると、 Ｐ＝Ｖ ｃ²／Ｒ ［Ｗ］ に相当する電力Ｐは全て抵抗で消費されるために、抵抗
の発熱及びコンバ−タの効率の低下を招く。またクラン
プする電圧値は、発生するサージ電圧と、コンデンサの
容量値及び抵抗の抵抗値との相互関係で定まるために、
計算では各素子の値が求まらず、実験によって最適値を
決定しなければならないという煩わしさがある。しか
も、出力整流ダイオードの耐電圧が低くなれば、サ−ジ
電圧をさらに低く抑えなければならないために、スナバ
回路に吸収させなければならないエネルギ−が大きくな
り、より一層の抵抗の発熱、効率の低下を招く。

【０００８】上述の問題点を解決する手段として、コン
デンサ電圧をスイッチ素子でスイッチングしてパルス波
に変換し、変換エネルギを一旦インダクタに蓄えてか
ら、放出することにより、異なる電圧に対して伝送でき
るようにしたスナバ回路が提案されている。このスナバ
回路によれば、抵抗発熱を回避するとともに、吸収した
エネルギ−を損失とせずに、負荷や入力電圧源に供給
し、効率低下を回避することができる。かかる構成のス
ナバ回路は、特開平４−２３６１６５号公報、特開平４
−２７１２７５号公報等に開示されている。

【０００９】これらの公知文献に開示されたスナバ回路
は、コンデンサ電圧をスイッチングしてパルス波に変換
するスイッチ素子を、電力変換回路のスイッチング素子
の駆動パルス波と同期させたパルス波によって駆動する
構成をとっている。ところが、電力変換回路のスイッチ
ング素子の駆動パルス波は、入力、負荷などの条件によ
り、その時比率が変化するために、それに伴って、スナ
バ回路に含まれるクランプ用コンデンサの電圧が変化す
る。このような条件下で、スナバ回路のスイッチ素子
を、電力変換回路のスイッチング素子の駆動パルス波と
同期させたパルス波によって駆動してコンデンサ電圧を
パルス波に変換すると、コンデンサ電圧値が一定になら
ない。このため、耐電圧と伝送電圧との差が小さく、ク
ランプ電圧の許容範囲が狭い低耐圧のダイオ−ドでは、
入力電圧や負荷電流の変動範囲において、クランプ電圧
をこの許容電圧範囲内に維持させることが困難になる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明の主な課題は、
順方向電圧降下の小さいダイオ−ドの使用を可能にし、
効率を向上させたコンバータ回路を提供することであ
る。

【００１１】本発明のもう一つの課題は、出力整流ダイ
オ−ドに発生する本来の伝送電圧に重畳する不要なサ−
ジ電圧を吸収し得るコンバータ回路を提供することであ
る。

【００１２】本発明の更にもう一つの課題は、電圧をク
ランプした際に蓄積したエネルギ−を回生することによ
り、損失を低減させたコンバータ回路を提供することで
ある。

【００１３】本発明の更にもう一つの課題は、コンデン
サクランプ電圧を、入力電圧や負荷電流の変動によって
変化しない一定値に保持できるコンバータ回路を提供す
ることである。

【００１４】本発明の更にもう一つの課題は、耐電圧と
伝送電圧との差が小さく、クランプ電圧の許容範囲が狭
い低耐圧のダイオ−ドにおいても、クランプ電圧をこの
許容電圧範囲内に維持し得るコンバータ回路を提供する
ことである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、本発明に係るコンバータ回路は、スイッチング回
路と、出力整流回路と、スナバ回路と、パルス発生回路
とを含む。前記スイッチング回路は、入力された直流電
圧を高周波のパルス波に変換して出力する。前記出力整
流回路は、前記スイッチング回路から出力される前記高
周波のパルス波を直流に変換して出力する。

【００１６】前記スナバ回路は、コンデンサと、スイッ
チング素子と、放電回路とを含んでいる。前記コンデン
サは、前記出力整流回路に含まれる出力整流ダイオード
に印加される逆電圧によって一方向に充電される。前記
スイッチング素子は、前記コンデンサに蓄積された電荷
を、パルス波に変換し、かつ、前記放電回路を通して放
電する。

【００１７】前記パルス発生回路は、前記スイッチング
回路のスイッチング動作に依存しないパルス波を生成
し、生成されたパルス波を前記スイッチング素子に供給
する。

【００１８】上述したように、本発明にかかるコンバー
タ回路は、スイッチング回路と出力整流回路とを有して
おり、スイッチング回路は、入力された直流電圧をパル
ス波に変換して出力し、出力整流回路はスイッチング回
路から出力されるパルス波を直流に変換して出力するか
ら、一つの入力直流電圧から異なる出力直流電圧を得る
コンバータ回路を実現できる。

【００１９】本発明に係るコンバータ回路は、スナバ回
路を有しており、スナバ回路は、コンデンサを含んでい
る。コンデンサは、出力整流回路に含まれる出力整流ダ
イオードに印加される逆電圧によって一方向に充電され
る。コンデンサは、出力整流ダイオ−ドに発生するパル
ス波電圧に対して定電圧源となるような十分大きな容量
を持っている。従って、出力整流ダイオ−ドに対して逆
電圧となるサージ電圧が発生しても、出力整流ダイオー
ドに印加される逆電圧は、コンデンサに充電されている
電圧にクランプされる。即ち、出力整流ダイオ−ドに発
生する本来の伝送電圧に重畳する不要なサ−ジ電圧を吸
収し得る。

【００２０】スナバ回路は、スイッチング素子と、放電
回路とを含んでおり、スイッチング素子は、コンデンサ
に蓄積された電荷を、パルス波に変換し、かつ、放電回
路を通して放電する。従って、放電回路として、変換エ
ネルギを一旦インダクタに蓄えてから放出する回路を採
用することが可能であり、変換エネルギを、異なる電圧
に対して伝送できる。また、抵抗発熱を回避するととも
に、吸収したエネルギ−を損失とせずに、負荷や入力電
圧源に供給し、効率低下を回避することができる。

【００２１】本発明に係るコンバータ回路において、パ
ルス発生回路は、スイッチング回路のスイッチング動作
に依存しないパルス波を生成し、生成されたパルス波を
スイッチング素子に供給する。この構成によれば、コン
デンサ電圧をスイッチングしてパルス波に変換するスイ
ッチ素子を、電力変換回路のスイッチング素子の駆動パ
ルス波と同期させたパルス波によって駆動する従来技術
の場合と異なって、クランプ電圧を、入力電圧や負荷電
流の変動によって変化しない一定値に保持できる。

【００２２】また、耐電圧と伝送電圧との差が小さく、
クランプ電圧の許容範囲が狭い低耐圧のダイオ−ドにお
いても、クランプ電圧を、この許容電圧範囲内に維持し
得る。

【００２３】従って、本発明によれば、順方向電圧降下
の小さいダイオ−ドの使用を可能にし、効率を向上させ
たコンバータ回路を実現することができる。

【００２４】この種のコンバータ回路は、通常、スイッ
チング回路のスイッチング動作を制御する制御回路を含
んでいる。パルス発生回路は制御回路から独立していて
もよいし、パルス波を生成するための信号を、制御回路
が通常備える発振器から得る構成であってもよい。

【００２５】本発明の他の目的、特徴及び利点は、実施
例である添付図面を参照して、更に詳しく説明する。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係るコンバータ回
路の電気回路図である。本発明に係るコンバータ回路
は、スイッチング回路１と、出力整流回路２と、スナバ
回路３１、３２と、パルス発生回路４とを含む。５は変
換用トランス、６は制御回路である。スイッチング回路
１は、入力された直流電圧Ｅ１を高周波のパルス波に変
換して出力する。実施例において、スイッチング回路１
は変換用トランス５を介して、変換されたパルス波を伝
送するようになっており、変換用トランス５の一次巻線
５１に接続されている。変換用トランス５は、一次巻線
５１に電磁結合する２つの二次巻線５２及び５３を有し
ている。

【００２７】出力整流回路２は、スイッチング回路１か
ら出力されるパルス波を直流に変換して出力する。実施
例に示す出力整流回路２は、変換用トランス５の二次巻
線５２に生じる電圧に対して順方向となるダイオ−ド２
１と、二次巻線５３に生じる電圧に対して順方向となる
ダイオ−ド２２とを有するとともに、電力伝送ラインに
対して直列に入るチョークコイル２３及び並列に入る出
力平滑用コンデンサ２４とを備える。ダイオ−ド２１、
２２はショットキ−バリア・ダイオ−ドによって構成す
ることが望ましい。ショットキ−バリア・ダイオ−ド
は、前述したように、順方向電圧降下が低く、損失の低
減及び効率の向上に寄与できるからである。

【００２８】スナバ回路３１、３２のうち、スナバ回路
３１は、コンデンサ３１１と、スイッチング素子３１２
と、放電回路３１３とを含んでいる。コンデンサ３１１
は、出力整流回路２に含まれる出力整流ダイオード２１
に印加される逆電圧によって一方向に充電される。コン
デンサ３１１を逆電圧によって一方向に充電するための
手段として、実施例では、コンデンサ３１１の一端を、
出力整流ダイオード２１のアノードに接続すると共に、
出力整流ダイオ−ド２１のカソードと、コンデンサ３１
１の他端との間に、ダイオード３１０を接続してある。
スイッチング素子３１２はコンデンサ３１１に蓄積され
た電荷を、パルス波に変換し、かつ、放電回路３１３を
通して放電する。

【００２９】実施例に示す放電回路３１３は第１の巻線
３１４及び第２の巻線３１５を有するトランス３１６を
含んでいる。スイッチング素子３１２は、１つの制御電
極及び２つの主電極を有する３端子素子、例えば電界効
果トランジスタであって、主電極の一つがコンデンサ３
１１及びダイオード３１０の接続点に接続され、主電極
の他方がトランス３１６の第１の巻線３１４の一端に接
続されている。第１の巻線３１４の他端はコンデンサ３
１１及び出力整流ダイオード２１の接続点に結ばれてい
る。

【００３０】第２の巻線３１５は、直流出力電圧Ｖｏに
対して、同一極性となるように方向付けしたダイオード
３１７を介して、電力伝送ラインに接続されている。

【００３１】同様に、スナバ回路３２は、コンデンサ３
２１と、スイッチング素子３２２と、放電回路３２３と
を含んでいる。コンデンサ３２１は、出力整流回路２に
含まれる出力整流ダイオード２２に印加される電圧によ
って一方向に充電される。コンデンサ３２１を一方向に
充電するための手段として、コンデンサ３２１の一端
を、出力整流ダイオード２２のアノードに接続すると共
に、出力整流ダイオ−ド２２のカソードと、コンデンサ
３２１の他端との間に、ダイオード３２０を接続してあ
る。スイッチング素子３２２はコンデンサ３２１に蓄積
された電荷を、パルス波に変換し、かつ、放電回路３２
３を通して放電する。

【００３２】放電回路３２３は、放電回路３１１と、基
本的に同一の回路構成を有する。具体的に述べると、放
電回路３２３は、第１の巻線３２４及び第２の巻線３２
５を有するトランス３２６を含んでいる。スイッチング
素子３２２は、１つの制御電極及び２つの主電極を有す
る３端子素子であって、主電極の一つがコンデンサ３２
１及びダイオード３２０の接続点に接続され、主電極の
他方がトランス３２６の第１の巻線３２４の一端に接続
されている。第１の巻線３２４の他端はコンデンサ３２
１及び出力整流ダイオード２２の接続点に結ばれてい
る。

【００３３】第２の巻線３２５は、直流出力電圧Ｖｏに
対して、同一極性となるように方向付けしたダイオード
３２７を介して、電力伝送ラインに接続されている。

【００３４】パルス発生回路４は、スイッチング回路１
のスイッチング動作に依存しないパルス波を生成し、生
成されたパルス波をスイッチング素子３１２及び３２２
の制御電極に供給する。パルス発生回路４は制御回路６
から独立していてもよいし、パルス波を生成するための
信号を、制御回路６が備える発振器から得る構成であっ
てもよい。

【００３５】制御回路６は、この種のコンバータ回路に
おいて用いられている構成のものであれば、広く用いる
ことができる。一般には、内蔵もしくは外に備えられた
電圧検出回路において直流出力電圧Ｖｏを検出し、その
検出信号を基準電圧と比較することにより得られる信号
に基づき、スイッチング回路１に含まれる主スイッチを
制御し、直流出力電圧Ｖｏの安定化を行なう。制御方式
としては、周波数制御もしくはパルス幅制御またはそれ
らの組み合わせ等がある。

【００３６】かかる構成の制御回路６を用いる場合、パ
ルス発生回路４は、制御回路６の中で使用している制御
用ＩＣ（例えばＭＣ３４０６７）が発生させている一定
の振幅を有する鋸歯状波を利用して、一定の時比率のパ
ルス波を生成し、スナバ回路３１、３２のスイッチング
素子３１２、３２２を駆動することができる。

【００３７】上述したように、本発明に係るコンバータ
回路は、スイッチング回路１と出力整流回路２とを有し
ており、スイッチング回路１は入力された直流電圧Ｅ１
をパルス波に変換して出力し、出力整流回路２はスイッ
チング回路１から出力されるパルス波を直流に変換して
出力するから、一つの入力直流電圧Ｅ１から異なる出力
直流電圧Ｖｏを得るコンバータ回路を実現できる。

【００３８】スイッチング回路１が、第１のオン期間及
び第２のオン期間を有して動作するようなタイプ（プシ
ュプル回路など）の場合を想定すると、スイッチング回
路１の第１のオン期間に、トランス５の二次巻線５２
に、出力整流ダイオード２１に対して順方向となる電圧
が発生し、出力整流ダイオード２１による整流作用が行
なわれる。整流出力はチョークコイル２３及び平滑用コ
ンデンサ２４による平滑作用を受け、その直流出力電圧
Ｖｏが負荷（図示しない）に供給される。スイッチング
回路１の第１のオン期間に、トランス５の二次巻線５３
に生じる電圧は、出力整流ダイオード２２に対して逆方
向となる。

【００３９】スイッチング回路１の第２のオン期間で
は、トランス５の二次巻線５３に、出力整流ダイオード
２２に対して順方向となる電圧が発生し、出力整流ダイ
オード２２による整流作用が行なわれる。整流出力はチ
ョークコイル２３及び平滑用コンデンサ２４による平滑
作用を受け、その直流出力電圧Ｖｏが、出力端７１、７
２を通して、負荷に供給される。

【００４０】本発明に係るコンバータ回路は、スナバ回
路３１、３２を有しており、スナバ回路３１、３２は、
コンデンサ３１１、３２１を含んでいる。コンデンサ３
１１、３２１は、出力整流回路２に含まれる出力整流ダ
イオード２１、２２に印加される逆電圧によって一方向
に充電される。コンデンサ３１１、３２１は、出力整流
ダイオ−ド２１、２２に逆方向に発生するパルス波電圧
に対して定電圧源となるような十分大きな容量を持って
いる。従って、出力整流ダイオ−ド２１、２２に対して
逆方向となるサージ電圧が発生しても、出力整流ダイオ
ード２１、２２に印加される逆電圧は、コンデンサ３１
１、３２１に充電されている電圧にクランプされる。即
ち、不要なサ−ジ電圧を、コンデンサ３１１、３２１に
よって吸収し得る。

【００４１】スナバ回路３１、３２は、スイッチング素
子３１２、３２２と、放電回路３１３、３２３とを含ん
でおり、スイッチング素子３１２、３２２は、コンデン
サ３１１、３２１に蓄積された電荷を、パルス波に変換
し、かつ、放電回路３１３、３２３を通して放電する。
実施例において、放電回路３１３はトランス３１６を含
んでおり、変換エネルギーはトランス３１６の第１の巻
線３１４及び第２の巻線３１５を通して、放出される。
同様に、放電回路３２３はトランス３２６を含んでお
り、変換エネルギーはトランス３２６の第１の巻線３２
４及び第２の巻線３２５を通して、放出される。従っ
て、変換エネルギを、絶縁した状態で、異なる電圧に対
して伝送できる。また、抵抗による発熱を回避するとと
もに、吸収したエネルギ−を損失とせずに、負荷に供給
し、効率低下を回避することができる。

【００４２】実施例の場合、スイッチング素子３１２、
３２２がオンとなるタイミングで、トランス３１６、３
２６の巻線３１４、３２４が励磁されるが、このとき巻
線３１５、３２５に生じる電圧はダイオード３１７、３
２７に対して逆方向となるので、巻線３１４、３２４を
励磁したエネルギーは、放出されることなく、巻線３１
５、３２５に蓄えられる。そして、スイッチング素子３
１２、３２２がオフとなった時に生じるフライバック電
圧により、ダイオード３１７、３２７が導通し、フライ
バックエネルギとして、コンバータ回路の出力端７１、
７２に放電される。

【００４３】本発明に係るコンバータ回路において、パ
ルス発生回路４は、スイッチング回路１のスイッチング
動作に依存しないパルス波を生成し、生成されたパルス
波をスイッチング素子３１２、３２２に供給する。この
構成によれば、コンデンサ電圧をスイッチングしてパル
ス波に変換するスイッチ素子を、電力変換回路のスイッ
チング素子の駆動パルス波と同期させたパルス波によっ
て駆動する従来技術の場合と異なって、クランプ電圧Ｖ
ｃを、入力電圧や負荷電流の変動によって変化しない一
定値に保持できる。

【００４４】図２は図１に示したスナバ回路３１の動作
を説明する回路図ある。スナバ回路３２についても同様
に説明できる。図において、コンデンサ３１１のクラン
プ電圧Ｖｃは、トランス３１６の巻き数比を１として、 Ｖｃ＝｛（１−Ｄ）／Ｄ｝（Ｖｏ＋Ｖｆ） の関係式で表すことができる。ここで、 Ｄ：時比率 スイッチング素子３１２のオン時間をｔｏｎ、周期をＴ
としたとき、 Ｄ＝ｔｏｎ／Ｔ Ｖｏ：直流出力電圧 Ｖｆ：ダイオ−ド３１７の順方向電圧降下 である。但し、スイッチング素子３１２のオン時におけ
るスイッチ素子３１２の両端の電圧降下はゼロとしてい
る。

【００４５】上記式から明らかなように、直流出力電圧
Ｖｏとクランプ電圧Ｖｃとの関係は時比率によって決ま
り、パルス波の周期（周波数）には無関係である。

【００４６】また、出力整流ダイオード２１、２２とし
て、低耐圧のショットキ−バリア・ダイオ−ドを使用し
たために、耐電圧と伝送電圧との差が小さくなり、クラ
ンプ電圧の許容範囲が狭くなった場合も、クランプ電圧
Ｖｃを、この許容電圧範囲内に維持し得る。従って、本
発明によれば、低損失のショットキ−バリア・ダイオ−
ドの使用を可能にし、効率を向上させたコンバータ回路
を実現することができる。

【００４７】図３は本発明に係るコンバータ回路の他の
実施例を示す電気回路図である。図において、図１と同
一の構成部分には同一の参照符号を付してある。この実
施例の特徴は、放電回路３１３、３２３を構成するトラ
ンス３１６、３２６の巻線３１５、３２５が、ダイオー
ド３１７、３２７を介して、直流電源Ｅ１に結ばれてい
ることである。従って、この実施例の場合は、コンデン
サ３１１、３２１で吸収したエネルギ−を、損失とせず
に、直流電源Ｅ１側に戻し、効率低下を回避することが
できる。

【００４８】図４は本発明に係るコンバータ回路の他の
実施例を示す電気回路図である。図において、図１と同
一の構成部分には同一の参照符号を付してある。この実
施例は、スイッチング回路１の具体的な回路構成例を示
している。スイッチング回路１は、共振型と称される回
路構成を有する。他の構成部分は、図１に示した実施例
とほぼ同じである。スイッチング回路１は、２個のスイ
ッチ素子１１、１２と、共振回路１３とを有する。スイ
ッチ素子１１、１２は電界効果トランジスタでなり、ソ
ース及びドレインで構成される主回路が、互いに直列
に、かつ、直流電源Ｅ１に対して直列に接続されてい
る。共振回路１３は、スイッチ素子１１、１２の接続点
と、変換用トランス５の一次巻線５１との間に接続され
ている。この共振回路１３は、共振コンデンサ１３１と
共振インダクタ１３２とを主要素とする直列共振回路を
構成している。スイッチ素子１１、１２は制御回路６か
ら供給されるパルスによって制御される。

【００４９】図５は本発明に係るコンバータ回路の他の
実施例を示す電気回路図であり、クランプ電圧Ｖｃが直
流出力電圧Ｖｏより高い時に有効な回路構成を示してい
る。図において、図１〜図４と同一の構成部分には同一
の参照符号を付してある。スイッチング回路１は図４で
説明した共振型となっている。

【００５０】スナバ回路３において、図１に用いられて
いたトランスの代わりにインダクタ３１８が用いられて
いる。３端子素子でなるスイッチング素子３１２は、主
電極の一つがコンデンサ３１１の一端に接続されてい
る。放電回路３１３は、インダクタ３１８と、転流用ダ
イオード３１９とを含んでいる。インダクタ３１８は、
一端がスイッチング素子３１２の主電極の他方に接続さ
れ、他端が出力整流回路２の出力端７１に接続されてい
る。転流用ダイオ−ド３１９は、スイッチング素子３１
２及びインダクタ３１８の接続点と、出力端７２及びコ
ンデンサ３１１の他端の接続点との間に接続されてい
る。

【００５１】この実施例によれば、図４の実施例と比較
して、回路構成を著しく簡素化できる。

【００５２】スイッチング回路１のスイッチ素子１２が
オン（スイッチ素子１１がオフ）となる第２のオン期間
の時は、変換用トランス５の二次巻線５２に生じる電圧
は、ダイオード２１に対して逆方向となる。ダイオード
２１に逆方向の電圧が加わるタイミングでは、ダイオー
ド３１０が導通し、ダイオード３１０を通して、コンデ
ンサ３１１に電荷が蓄積される。従って、出力整流ダイ
オ−ド２１に対して逆方向となるサージ電圧が発生して
も、出力整流ダイオード２１に発生する逆電圧は、コン
デンサ３１１に充電されている電圧にクランプされる。
即ち、不要なサ−ジ電圧を、コンデンサ３１１によって
吸収し得る。

【００５３】スイッチング回路１のスイッチ素子１１が
オン（スイッチ素子１２がオフ）となる第１のオン期間
の時は、変換用トランス５の二次巻線５３に生じる電圧
が、ダイオード２２に対して逆方向となる。ダイオード
２２に逆方向の電圧が加わるタイミングでは、ダイオー
ド３２０が導通し、ダイオード３２０を通して、コンデ
ンサ３１１に電荷が蓄積される。従って、出力整流ダイ
オ−ド２２に対して逆方向となるサージ電圧が発生して
も、出力整流ダイオード２２に発生する逆電圧は、コン
デンサ３１１に充電されている電圧にクランプされる。
即ち、不要なサ−ジ電圧を、コンデンサ３１１によって
吸収し得る。

【００５４】スイッチング素子３１２が導通すると、コ
ンデンサ３１１に蓄積された電荷がスイッチング素子３
１２を通して放電され、インダクタ３１８にエネルギー
が蓄積される。次に、スイッチング素子３１２がオフに
なると、インダクタ３１８に蓄積されたエネルギが、フ
ライバック電圧として、ダイオード３１９を通して、コ
ンバータ回路の出力端７１、７２に放電される。

【００５５】図６は図５に示したスナバ回路３を示す電
気回路図である。図６の回路において、 Ｖｃ＝Ｖｏ／Ｄ＋｛（１−Ｄ）／Ｄ｝Ｖｆ の関係からクランプ電圧を決定することができる。時比
率Ｄは前述した通りであり、電圧Ｖｆはダイオ−ド３１
９の順方向電圧降下であり、電圧Ｖｏは直流出力電圧で
ある。上記式が示すように、この実施例の場合も、直流
出力電圧Ｖｏとクランプ電圧Ｖｃとの関係は時比率によ
って決まり、パルス波の周期（周波数）には無関係であ
る。

【００５６】図７は本発明に係るコンバータ回路の他の
実施例を示す電気回路図である。図において、図５と同
一構成部分には同一の参照符号を付してある。この実施
例では、変換用トランス５の二次巻線５２を一つだけと
してある。出力整流回路２は出力整流ダイオード２１、
２２を逆直列接続して二次巻線５２の端子間に接続する
と共に、２つの出力チョークコイル２３１、２３２を直
列に接続して、二次巻線５２の端子間に接続し、出力整
流ダイオード２１、２２の接続点及び出力チョークコイ
ル２３１、２３２の接続点を、出力端子７１、７２に導
き、出力端子７１ー７２間に平滑用コンデンサ２４を接
続した構成になっている。

【００５７】スナバ回路３の構成及び動作特性は、図５
に示した実施例におけるスナバ回路３と同様である。こ
の実施例によれば、図４の実施例と比較して、回路構成
を更に簡素化できる。

【００５８】図８は本発明に係るコンバータ回路の他の
実施例を示す電気回路図である。図において、既に説明
した実施例と同一の構成部分には同一の参照符号を付し
てある。この実施例は、クランプ電圧Ｖｃが直流出力電
圧Ｖｏより低い時に有効な回路構成を示している。放電
回路３１３は、整流出力回路２の出力端子７１とは別の
出力端子７３を有する。もう一方の出力端子７４は、整
流出力回路２の出力端子７２と結ばれている。

【００５９】放電回路３１３は、インダクタ３１８及び
ダイオード３１９の直列接続回路を含んでいる。インダ
クタ３１８及びダイオード３１９の直列接続回路は、コ
ンデンサ３１１の一端と出力端７３との間に接続されて
いる。３端子素子でなるスイッチング素子３１２は、主
電極がインダクタ３１８及びダイオード３１９の接続点
と、出力端子７４及びコンデンサ３１１の他端の接続点
との間に接続されている。

【００６０】この実施例の場合も、コンデンサ３１１に
よる電圧クランプ作用は、既に述べた実施例と実質的に
同じである。異なる点は、放電作用である。

【００６１】図９は図８に示したスナバ回路３の動作を
説明する回路図である。ダイオード２１に逆方向の電圧
が加わるタイミングで、ダイオード３１０を通して、コ
ンデンサ３１１に電荷が蓄積される。スイッチング素子
３１２が導通すると、インダクタ３１８にエネルギーが
蓄積される。次に、スイッチング素子３１２がオフにな
ると、コンデンサ３１１の電圧Ｖｃ及びインダクタ３１
８に生じるフライバック電圧を加算した電圧が、ダイオ
ード３１９を通して、出力端７３、７４に放電される。

【００６２】この場合、図９の回路では、 Ｖｃ＝（１−Ｄ）（Ｖｏ＋Ｖｆ） の関係からクランプ電圧Ｖｃを決定することができる。
時比率Ｄは前述した通りであり、電圧Ｖｆはダイオ−ド
３１９の順方向電圧降下であり、電圧Ｖｏは直流出力電
圧である。上記式から明らかなように、この実施例の場
合も、直流出力電圧Ｖｏとクランプ電圧Ｖｃとの関係は
時比率によって決まり、パルス波の周期（周波数）には
無関係である。

【００６３】次に実測データを上げて説明する。図１０
は、図７の回路において、スナバ回路を接続していない
場合の出力整流ダイオ−ド２１に発生する電圧（図７に
おけるＶｒ）及び順方向に流れる電流（図７におけるＩ
ｆ）の実測波形である。動作条件は、入力電圧ＤＣ２４
０Ｖで出力電圧５Ｖ、負荷電流３０Ａ（出力電力１５０
Ｗ）である。

【００６４】図１０に示すように、電圧Ｖｒが振動して
おり、最大で４５．８Ｖのサージ電圧が発生している。

【００６５】図１１は図７に示した本発明に係るコンバ
ータ回路の出力整流ダイオード２１の電圧Ｖｒ及び電流
Ｉｆの波形である。動作条件は、入力電圧ＤＣ２４０Ｖ
で出力電圧５Ｖ、負荷電流３０Ａ（出力電力１５０Ｗ）
である。

【００６６】図１１に示すように、電圧Ｖｒが約２２Ｖ
にクランプされていることが分かる。また出力電流の一
部がスナバ回路を経由するために、出力整流ダイオード
２１を流れる電流Ｉｆが、スナバ回路を接続しない図１
０のデータと比べて減少している。この時、スナバ回路
３からは８．６Ｗの電力が負荷に供給されていた。

【００６７】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、次
のような効果を得ることができる。 （ａ）順方向電圧降下の小さいダイオ−ドの使用を可能
にし、効率を向上させたコンバータ回路を提供すること
ができる。 （ｂ）出力整流ダイオ−ドに発生する本来の伝送電圧に
重畳する不要なサ−ジ電圧を吸収し得るコンバータ回路
を提供することができる。 （ｃ）電圧をクランプした際に蓄積したエネルギ−を回
生することにより、損失の増加をなくしたコンバータ回
路を提供することができる。 （ｄ）クランプ電圧を、入力電圧や負荷電流の変動によ
って変化しない一定値に保持できるコンバータ回路を提
供することができる。 （ｅ）耐電圧と伝送電圧との差が小さく、クランプ電圧
の許容範囲が狭い低耐圧のダイオ−ドにおいても、クラ
ンプ電圧をこの許容電圧範囲内に維持し得るコンバータ
回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るコンバータ回路の電気回路図であ
る。

【図２】図１に示されたコンバータ回路のスナバ回路を
示す電気回路図である。

【図３】本発明に係るコンバータ回路の別の実施例を示
す電気回路図である。

【図４】本発明に係るコンバータ回路の更に別の実施例
を示す電気回路図である。

【図５】本発明に係るコンバータ回路の更に別の実施例
を示す電気回路図である。

【図６】図５に示されたコンバータ回路のスナバ回路を
示す電気回路図である。

【図７】本発明に係るコンバータ回路の更に別の実施例
を示す電気回路図である。

【図８】本発明に係るコンバータ回路の更に別の実施例
を示す電気回路図である。

【図９】図８に示されたコンバータ回路のスナバ回路を
示す電気回路図である。

【図１０】図７の回路において、スナバ回路を接続して
いない場合の出力整流ダイオ−ドに発生する電圧及び電
流の実測波形を示す図である。

【図１１】図７に示した本発明に係るコンバータ回路の
出力整流ダイオードの電圧及び電流の実測波形を示す図
である。

【符号の説明】

１ スイッチング回路 ２ 出力整流回路 ２１、２２ 出力整流ダイオード ３、３１、３２ スナバ回路 ３１０、３２０ ダイオード ３１１、３２１ コンデンサ ３１２、３２２ スイッチング素子 ３１３、３２３ 放電回路 ４ パルス発生回路

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング回路と、出力整流回路と、
   スナバ回路と、パルス発生回路とを含むコンバータ回路
   であって、 前記スイッチング回路は、入力された直流電圧をパルス
   波に変換して出力し、 前記出力整流回路は、前記スイッチング回路から出力さ
   れる前記パルス波を直流に変換して出力し、 前記スナバ回路は、コンデンサと、スイッチング素子
   と、放電回路とを含んでおり、 前記コンデンサは、前記出力整流回路に含まれる出力整
   流ダイオードに印加される逆電圧によって一方向に充電
   され、 前記スイッチング素子は、前記コンデンサに蓄積された
   電荷を、パルス波に変換し、かつ、前記放電回路を通し
   て放電し、 前記パルス発生回路は、前記スイッチング回路のスイッ
   チング動作に依存しないパルス波を生成し、生成された
   パルス波を前記スイッチング素子に供給するコンバータ
   回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載されたコンバータ回路で
   あって、 前記スイッチング回路のスイッチング動作を制御する制
   御回路を含んでおり、 前記パルス発生回路は、前記制御回路から独立している
   コンバータ回路。
3. 【請求項３】 請求項１に記載されたコンバ−タ回路で
   あって、 前記スイッチング回路のスイッチング動作を制御する制
   御回路を含んでおり、 前記パルス発生回路は、パルス波を生成するための信号
   を前記制御回路から得ているコンバ−タ回路。
4. 【請求項４】 請求項１に記載されたコンバータ回路で
   あって、 前記放電回路は、少なくとも第１の巻線及び第２の巻線
   を有するトランスを含んでおり、 前記スイッチング素子は、１つの制御電極及び２つの主
   電極を有する３端子素子であって、主電極の一つが前記
   コンデンサの一端に接続され、主電極の他方が前記トラ
   ンスの前記第１の巻線の一端に接続されており、 前記トランスは、前記第１の巻線の他端が前記コンデン
   サの他端に接続され、前記第２の巻線が整流ダイオード
   を介して前記出力整流回路の出力端に接続されているコ
   ンバータ回路。
5. 【請求項５】 請求項１に記載されたコンバ−タ回路で
   あって、 前記スイッチング素子は、１つの制御電極及び２つの主
   電極を有する３端子素子であって、前記主電極の一つが
   前記コンデンサの一端に接続されており、 前記放電回路は、インダクタと、転流用ダイオードとを
   含んでおり、 前記インダクタは、一端が前記スイッチング素子の主電
   極の他方に接続され、他端が前記出力整流回路の出力端
   の一つに接続されており、 前記転流用ダイオ−ドは、前記スイッチング素子及び前
   記インダクタの接続点と、出力端の他方及び前記コンデ
   ンサの他端の接続点との間に接続されているコンバ−タ
   回路。
6. 【請求項６】 請求項１に記載されたコンバ−タ回路で
   あって、 前記放電回路は、インダクタ及びダイオードの直列接続
   回路を含み、 前記インダクタ及び前記ダイオードの直列接続回路は、
   前記コンデンサの一端に接続されており、 前記スイッチング素子は、１つの制御電極及び２つの主
   電極を有する３端子素子であって、前記主電極が前記イ
   ンダクタ及びダイオードの接続点と、前記コンデンサの
   他端の間に接続されているコンバ−タ回路。