JPH1080156A - 任意の出力電圧を得るブリッジ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 負荷に直列に繋がるスイッチング素子をアナ
ログ的に制御して負荷に任意の電圧を得るＨ型ブリッジ
回路。 【構成】スイッチング素子の入力にアナログスイッチ等
の回路を設置してスイッチング素子をアナログ的導通叉
はデジタル的遮断の何れかの状態で用いる回路構成。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直流を電源として用いる
機器に於いて，出力電圧を連続的広範囲な制御が可能で
ある事，及び直流電源の交流化が容易である等の特徴を
生かして「直流モーターの回転制御」「直流電源の蛍光
灯調光器」「ＤＣ−ＤＣコンヴァーター」「定電圧電源
装置」「安定化高電圧発生器」「生体用電気剌激装置」
など計測，制御，通信，医用等の広い分野での利用が可
能である。

【０００２】

【従来の技術】従来の半導体を用いたブリッジ回路では
純デジタル的な遮断と導通の回路動作であり，出力電力
を制御したい時にはデジタル制御入力をパルス入力とし
てそのパルス巾を変えて実効的に出力を制御していた。
又，直流を電源として電源電圧とは異なる直流電圧を得
ようとするときブロッキング発振を用いたものや，自励
振型，他励振型，集積回路に依るパルス巾変調型など
さまざまな回路方式が使われて来た。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】「直流モーターの回転
制御」では モーターに印加される電圧はパルスの通電
時であり回転数はパルス巾で制御されるから間歇的に加
速されることになり滑らかな制御が得られない。

【０００４】「ＤＣ−ＤＣコンヴァーター」などの電源
電圧とは異なる出力電圧を得ようとするとき，従来方式
では電圧の可変範囲が狭く直線的な変化が得られない事
と，自己消費電力が多いことであった。出力電圧を滑ら
かに制御する事，出力電圧の可変範囲の拡張と直線性の
改善及び自己消費電力の低減を目的としたものである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】Ｈ型ブリッジが作る２つ
の電流経路のその各々に図３に示す回路を挿入する。図
３のＱ１はソースフォロワーでありＱ１のソース電圧は
スイッチＳＷ１がＶＲ１を選んだときにはＡ_ＩＮが出
力してＱ１はアナログ的に導通した状態でありＳＷ１が
０Ｖ（接地電位）を選んだときには０Ｖが出力されてＱ
１は遮断された状態になる。すなわちＱ１はＳＷ１に依
りアナログ的に導通叉は遮断の状態を選ぶ事が出来る。
ＳＷ１は図４の様にアナログスイッチ（アナログマルチ
プレクサー）叉はチョッパー回路に置き換えられるか
ら，デジタル入力に依ってＱ１のアナログ的導通叉は遮
断のいずれかの状態を選択する事の制御が可能になる。

【０００６】

【作用】図２の回路に於いて，アナログスイッチＡＧ１
−１とＡＧ２−１はデジタル入力が論理０で遮断 諸理
１で導通であり ＡＧ１−２とＡＧ２−２は論理０で導
通 論理１で遮断であるから 各々のアナログスイッチ
はデジタル入力が論理０で０Ｖを 論理１でＶ_ＩＮを選
択する。Ｑ１とＱ２はＮチャンネルＦＥＴのソースフォ
ロワーである。Ｑ３とＱ４はＮチャンネルＦＥＴのソー
ス接地デジタルスイッチング回路であり，ゲート入力が
論理０で遮断 論理１で導通である。アナログ入力には
アナログ電圧Ｖ_ＩＮが与えらているものとして

【０００７】Ｇ１とＧ２の双方が論理０のとき：２組の
アナログスイッチは共に０Ｖを選ぶからＱ１とＱ２のゲ
ート電圧は０Ｖであり，Ｑ１とＱ２はソースフォロワー
接続されていて Ｑ１とＱ２のソース電圧（ａ）と
（ｂ）は共に０Ｖになるから負荷ＺＬには電流は流れな
い。このときＱ３とＱ４のゲート入力も共に論理０であ
りＱ３とＱ４は遮断されて，出力には関与しない。

【０００８】Ｇ１が論理１，Ｇ２が論理０のとき：Ｑ１
のゲートはＶ_ＩＮが選択されている。Ｑ１はソースフォ
ロワー接続されているからＱ１のソース（ａ）には入力
に追従してＡ_ＩＮが出力される。Ｑ４は導通してＱ４の
ドレイン（ｂ）は０Ｖになる。従って負荷ＺＬには
（ａ）から（ｂ）の方向にＡＩＮ／ＺＬの電流が流れ
る。このときＱ２のゲート入力電圧は０Ｖが選択されて
いるからＱ２のソース電圧（ｂ）は０Ｖとなり Ｑ４の
ドレイン電圧と同じになる。Ｑ３のゲート入力は論理０
でＱ３は遮断されている。

【０００９】Ｇ１が論理０，Ｇ２が論理１のとき：前項
の動作が図２の回路図に於いて左右が対称的に入れ替わ
る。Ｑ２のゲートはＶ_ＩＮが選択されている。Ｑ２はソ
ースフオロワー接続されているからＱ２のソース（ｂ）
には入力に追従してＡ_ＩＮが出力される。Ｑ３は導通し
てＱ３のドレイン（ａ）は０Ｖになる。従って負荷ＺＬ
には（ｂ）から（ａ）の方向にＡＩＮ／ＺＬの電流が流
れる。このときＱ１のゲート入力電圧は０Ｖが選択され
ているからＱ１のソース電圧は０Ｖとなり Ｑ３のドレ
イン電圧と同じになる。Ｑ４のゲート入力は論理０でＱ
４は遮断されている。

【００１０】Ｇ１とＧ２の双方が論理１のとき：Ｑ１と
Ｑ２のゲートには共にＶ_ＩＮが入力され 各々のソース
にはこの電圧が出力される。このときＱ３とＱ４は導通
しているからＱ１とＱ２のソース出力を短絡して素子を
破損することになる。Ｇ１とＧ２が同時に論理１になる
ことは禁止される。

【００１１】トランジスターとはベース電流叉はゲート
電圧に依り制御される可変抵抗素子とするなら，図２の
回路は図５の様にも表現出来る。図２のＱ１叉はＱ２は
アナログ入力がデジタル入力に依って０Ｖが選択された
ときソースフォロワー出力も０Ｖになる。この事はトラ
ンジスターのドレインソース間の抵抗稙が無限大になり
等価的にスイッチが遮断した事と同じでありＱ１とＱ
２のトランジスターは遮断領域の動作となる。Ｑ１叉は
Ｑ２がデジタル入力に依ってＶ_ＩＮが選択されたときソ
ースフォロワー出力は入力電圧に追従してＶ_ＩＮの電圧
が出力される。この事はゲート入力電圧に従ってドレイ
ン ソース間の抵抗値が自動的に設定されて出力電圧を
決定するのと等価的に同じであるから ドレイン ソー
ス間抵抗が入力電圧に依って変化する可変抵抗器とみな
す事ができ アナログ的な導通状態となる。すなわちＱ
１叉はＱ２はトランジスターの能動領域叉は飽和領域に
近い所で動作する。デジタル入力が論理０では遮断 論
理１ではアナログ入力電圧に依って定められるドレイン
ソース間抵抗が可変抵抗器となるから 等価的にはデ
ジタル的な遮断をするスイッチとＡ_ＩＮに依って制御さ
れる可変抵抗器が直列に接続された回路と見なす事が出
来る。すなわちデジタル入力に依って遮断とアナログ的
導通状態を切り換える事が可能となる。ドレイン ソー
ス間抵抗に依って生ずる電力損失はジュール熱として放
出される。

【００１２】図６は図２の回路の各部動作を示す。横軸
を時間軸として縦軸を各部の動作電圧を表す。

【００１３】

【実施例】図２の回路に於いて負荷Ｚ_Ｌを直流モーター
にすれば「直流モーターの回転制御器」となる。デジタ
ル入力Ｇ１とＧ２の組み合わせに依りモーターの回転と
停止，正回転と逆回転の切り換え 及びアナログ入力を
制御して出力電圧を変化させてモーターの回転数を滑ら
かに変える事が出来る。アナログ入力系にサーボメカニ
ズムを導入して高精度の回転数制御を行う事が出来る。

【００１４】図２の回路に於いてデジタル入力Ｇ１及び
Ｇ２短い周期で交互に論理１にする事で，負荷には交互
に極性の異なる出力すなわち交流（高周波）化された出
力を得て 変成器（トランスフォーマー）を介して電源
電圧とは異なる電圧の取得が可能になる。変成器の１次
巻線を８（ａ）点と（ｂ）点の間に接続して，２次巻線
を負荷につなぐ。変成器の２次巻線の電圧は概略変成器
の巻線比とアナログ入力電圧の積になる。負荷を蛍光灯
としてアナログ入力電圧を変化させると蛍光灯に印加さ
れる電圧が変わり明るさも変わるから「直流電源の蛍光
灯調光器」として機能する。

【００１５】出力を交流（高周波）化して変成器を介し
て電圧変換を行い 更に整流回路を付加するとＤＣ−Ｄ
Ｃコンヴァーター（直流電圧変換器）になる。アナログ
入力系にサーヴォメカニズム導入すれば高精度の「安定
化電源装置」になり，変成器の巻線比を大きくすること
で高精度の「安定化高電圧発生器」が容易にえられる。

【００１６】「生体用電気剌激装置」は出力振幅を０Ｖ
から数＋Ｖまで任意の電圧に設定出来る様にしたパルス
ジェネレーターである。実施例を図７に示す。

【００１７】

【発明の効果】「生体用電気剌激装置」の電池を電源と
する可搬型の装置の従来の方法では剌激に必要な最大電
圧をＤＣ−ＤＣコンヴァーターで作りこの電圧を基に剌
激電圧を設定する様にしたものであった。

【００１８】本発明は，電源電圧と異なる任意の出力電
圧を連続して得る事が出来るからＤＣ−ＤＣコンヴァー
ターの回路を省略出来た。これに依り回路部品の削減と
その取り付け空間の縮小が得られた。

【００１９】ＤＣ−ＤＣコンヴァーターを省略したこと
で ＤＣ−ＤＣコンヴァーターの自己消費電力（アイド
リング）に要した電力に相当する電力を大幅に削減出来
た。ＣＭＯＳの集積回路に依るパルス巾変調方式のＤＣ
−ＤＣコンヴァーターを用いて４．８Ｖの電池電圧から
３０Ｖの剌激電圧を得ようとするときアイドリング電流
は約２０ｍＡ（約１００ｍＷ）であった。高周波の発振
及び駆動に要する電流は連続で約７ｍＡ（約３５ｍＷ）
である。図７の回路ではこの部分の動作は間歇動作であ
るが一時的に連続動作に回路を変更して測定した。電気
剌激装置では剌激電圧は剌激通電時のみ間歇的に発生さ
せればよい。図７での最大繰り返し周波数は５０Ｈｚ，
最大パルス巾は１ｍＳに仕様が設定されているから最大
通電率は１／２０となる。従って高周波の発振及び駆動
の動作を通電時にのみ間歇的に行えばこれに要する電力
も１／２０以下の０．３５ｍＡ（約１．７５ｍＷ）以下
になる。この部分だけを単純に比較すれば５０倍以上の
改善が行われた事になる。生体で消費される剌激電力は
図７の回路では損失を含めた最大消費電力は７５ｍＷで
ある。実際に使用するときには生体のインピーダンスの
状態などでそれぞれ異なるが，最大出力の１／２以下で
使われる事が多い。仮に剌激電力が３０ｍＷで使用する
ものとすればＤＣ−ＤＣコンヴアーターを用いた従来の
方法では アイドリング１００ｍＷ ＋ 剌激電力３０ｍＷ ＝
１３０ｍＷ であるのに対し図７の回路では 高周波駆動１．７５ｍＷ ＋ 剌激電力３０ｍＷ ＝
３２ｍＷ となる。

【００２０】これらの装置を１，１００ｍＷｈの容量の
ニッケル水素電池につなぎ 前項と同じ剌激電力に設定
した時 電池寿命は従来の方法では １，１００ｍＷｈ ÷ １３０ｍＷ ＝ ８．５ｈ 図７の回路では １，１００ｍＷｈ ÷ ３２ｍＷ ＝ ３４．４ｈ となる。実際の電池の寿命試験でもこれらと近似の結果
が得られ 消費電力の低減に大きな効果が得られた。

【図面の簡単な説明】

【図１】Ｑ１−Ｑ４の総てのトランジスターをエミッタ
ーフォロワーとしたブリッジ回路である。

【図２】Ｑ１とＱ２のトランジスターのみソースフォロ
ワーとしたブリッジ回路である。

【図３】ゲート入力に機構的スイッチを用いたソースフ
ォロワー回路である。

【図４】ゲート入力に半導体アナログスイッチを用いた
ソースフォロワー回路である。

【図５】アナログスイッチをデジタル操作したときのソ
ースフォロワーの動作解析図である。

【図６】図２の回路の各部電圧波形である。

【図７】携帯型 生体用電気剌激装置の回路図である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項 １】 Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のトランジス
   ターで構成されるＨ型ブリッジ回路に於いて，図１の様
   に総てのトランジスターを 或いは図２の様にＱ１叉は
   Ｑ４，Ｑ２叉はＱ３のトランジスターを エミッターフ
   ォロワー叉はソースフォロワー接続として さらにそれ
   らの入力であるベース叉はゲートにはアナログ入力電圧
   を遮断叉は導通させるアナログスイッチ回路叉はチョッ
   パー回路を設置する事により アナログ入力電圧に直線
   的に追従した出力電圧を得る回路構成。
2. 【請求項 ２】 図１叉は図２の様にした回路構成に於
   いて，アナログ入力電圧に直線的に追従した出力電圧を
   得る事と，その出力電圧の極性の切り換え及び動作叉は
   動作停止を デジタル入力に依り制御する様にした回路
   動作。