JPH1094268A - 電源高調波電流を低減したインバータ装置 - Google Patents
電源高調波電流を低減したインバータ装置Info
- Publication number
- JPH1094268A JPH1094268A JP8246610A JP24661096A JPH1094268A JP H1094268 A JPH1094268 A JP H1094268A JP 8246610 A JP8246610 A JP 8246610A JP 24661096 A JP24661096 A JP 24661096A JP H1094268 A JPH1094268 A JP H1094268A
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- JP
- Japan
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- power supply
- load
- voltage
- phase
- capacitor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コンデンサに充電する時に発生する高調波電
流を低コストで低減する。 【解決手段】 商用交流電源１の出力を、ダイオードブ
リッジにて整流して直流電圧を得るコンバータ部２と、
前記直流電圧を第１の半導体スイッチング素子からなる
ブリッジでスイッチングし、インダクダンスを含む負荷
５にパルス状の波形の電圧を印加するインバータ部４と
を有するインバータ装置において、コンバータ部２の正
極側あるいは負極側と負荷５の中性点１７との間に、コ
ンデンサ１１，１４と第２のダイオード１２，１５の直
列回路を接続し、第１の半導体スイッチング素子と負荷
５を介して、コンデンサ１１，１４にコンバータ部２の
出力電圧を充電させるとともに、非充電時はコンデンサ
１１，１４に充電した電荷をダイオード１３，１６を通
して、コンバータ部２の出力側へ供給する構成とした電
源高調波電流を低減したインバータ装置。
流を低コストで低減する。 【解決手段】 商用交流電源１の出力を、ダイオードブ
リッジにて整流して直流電圧を得るコンバータ部２と、
前記直流電圧を第１の半導体スイッチング素子からなる
ブリッジでスイッチングし、インダクダンスを含む負荷
５にパルス状の波形の電圧を印加するインバータ部４と
を有するインバータ装置において、コンバータ部２の正
極側あるいは負極側と負荷５の中性点１７との間に、コ
ンデンサ１１，１４と第２のダイオード１２，１５の直
列回路を接続し、第１の半導体スイッチング素子と負荷
５を介して、コンデンサ１１，１４にコンバータ部２の
出力電圧を充電させるとともに、非充電時はコンデンサ
１１，１４に充電した電荷をダイオード１３，１６を通
して、コンバータ部２の出力側へ供給する構成とした電
源高調波電流を低減したインバータ装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、単相または三相用
電源を入力とし、直流電圧に変換したのち、単相または
三相用電動機あるいは他のインダクタンス負荷にスイッ
チングによりパルス電圧を印加することにより制御され
た直流、あるいは交流の電力を供給することができるイ
ンバータ装置に関する。
電源を入力とし、直流電圧に変換したのち、単相または
三相用電動機あるいは他のインダクタンス負荷にスイッ
チングによりパルス電圧を印加することにより制御され
た直流、あるいは交流の電力を供給することができるイ
ンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のインバータ装置は、図５に示すよ
うになっている。１は商用交流電源であり、単相または
三相の場合がある。これをダイオードブリッジ２へ入力
し、整流する。３は電解コンデンサであり、ダイオード
ブリッジの出力電圧を平滑することにより、安定した直
流電圧を得る。これを半導体スイッチング素子のブリッ
ジ回路４へ供給する。ブリッジ回路４ではスイッチング
することにより、モータ等のインダクタンスを含む負荷
５へパルス電圧を印加する。このパルス幅を目的に応じ
て変調することで、負荷に供給する電力、周波数を制御
する。６は電源周波数の高調波電流を低減するためのチ
ョークコイル、７はコンバータ部を示している。この部
分は、図６に示すようにアクティブフィルタで構成され
る場合もある。図６において、高周波用インダクタンス
８と半導体スイッチング素子９によりチョッパ回路を構
成し、半導体スイッチング素子９がオフ期間中にダイオ
ード１０を通じて電解コンデンサ３を充電する。本例で
は、半導体スイッチング素子９のスイッチングデューテ
ィを適当に制御することにより、電源側に発生する電源
高調波電流を低減できることが知られている。
うになっている。１は商用交流電源であり、単相または
三相の場合がある。これをダイオードブリッジ２へ入力
し、整流する。３は電解コンデンサであり、ダイオード
ブリッジの出力電圧を平滑することにより、安定した直
流電圧を得る。これを半導体スイッチング素子のブリッ
ジ回路４へ供給する。ブリッジ回路４ではスイッチング
することにより、モータ等のインダクタンスを含む負荷
５へパルス電圧を印加する。このパルス幅を目的に応じ
て変調することで、負荷に供給する電力、周波数を制御
する。６は電源周波数の高調波電流を低減するためのチ
ョークコイル、７はコンバータ部を示している。この部
分は、図６に示すようにアクティブフィルタで構成され
る場合もある。図６において、高周波用インダクタンス
８と半導体スイッチング素子９によりチョッパ回路を構
成し、半導体スイッチング素子９がオフ期間中にダイオ
ード１０を通じて電解コンデンサ３を充電する。本例で
は、半導体スイッチング素子９のスイッチングデューテ
ィを適当に制御することにより、電源側に発生する電源
高調波電流を低減できることが知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが従来技術で
は、チョークコイル６が低周波用（５０Ｈｚあるいは６
０Ｈｚの逓倍）であるため、大きなインダクタンスが必
要となり、小型化、低コスト化のネックとなっている。
また、これを解決する手段として、図６の方式が採用さ
れているが、半導体スイッチング素子９を制御するため
のコントロール回路やその電源が新たに必要となり、ま
た高周波スイッチングのための低周波の高調波電流は低
減できるが、高周波ノイズが増加するため、新たに高周
波ノイズ用フィルタの強化が必要となり低コスト化が非
常に困難であった。本発明が解決しようとする課題は、
コンデンサに充電する時に発生する高調波電流を低コス
トで低減することにある。
は、チョークコイル６が低周波用（５０Ｈｚあるいは６
０Ｈｚの逓倍）であるため、大きなインダクタンスが必
要となり、小型化、低コスト化のネックとなっている。
また、これを解決する手段として、図６の方式が採用さ
れているが、半導体スイッチング素子９を制御するため
のコントロール回路やその電源が新たに必要となり、ま
た高周波スイッチングのための低周波の高調波電流は低
減できるが、高周波ノイズが増加するため、新たに高周
波ノイズ用フィルタの強化が必要となり低コスト化が非
常に困難であった。本発明が解決しようとする課題は、
コンデンサに充電する時に発生する高調波電流を低コス
トで低減することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明は、単相または三相の商用交流電源の出力
を、第１の単相または三相ダイオードブリッジにて整流
して直流電圧を得るコンバータ部と、前記直流電圧を第
１の半導体スイッチング素子からなるブリッジでスイッ
チングし、インダクダンスを含む単相または三相の負荷
にパルス状の波形の電圧を印加するインバータ部とを有
するインバータ装置において、前記コンバータ部の正極
側あるいは負極側と前記負荷の中性点との間に、コンデ
ンサと第２の半導体スイッチング素子またはダイオード
の直列回路を接続し、前記第１の半導体スイッチング素
子と前記負荷を介して、前記コンデンサに前記コンバー
タ部の出力電圧を充電させるとともに、非充電時は前記
コンデンサに充電した電荷を第３の半導体スイッチング
素子またはダイオードを通して、前記コンバータ部の出
力側へ供給する構成としたものである。
め、本発明は、単相または三相の商用交流電源の出力
を、第１の単相または三相ダイオードブリッジにて整流
して直流電圧を得るコンバータ部と、前記直流電圧を第
１の半導体スイッチング素子からなるブリッジでスイッ
チングし、インダクダンスを含む単相または三相の負荷
にパルス状の波形の電圧を印加するインバータ部とを有
するインバータ装置において、前記コンバータ部の正極
側あるいは負極側と前記負荷の中性点との間に、コンデ
ンサと第２の半導体スイッチング素子またはダイオード
の直列回路を接続し、前記第１の半導体スイッチング素
子と前記負荷を介して、前記コンデンサに前記コンバー
タ部の出力電圧を充電させるとともに、非充電時は前記
コンデンサに充電した電荷を第３の半導体スイッチング
素子またはダイオードを通して、前記コンバータ部の出
力側へ供給する構成としたものである。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明では、インダクタンスを含
む負荷とインバータの第１の半導体スイッチング素子を
利用してコンデンサを充電する。これらはすでに本装置
に具備しているものであり、コストアップにならない。
一方、インバータの第１の半導体スイッチング素子は、
負荷を駆動するために常時スイッチングしており、コン
デンサ充電も同時に実施させるために以下の構成とす
る。インバータの負荷の中性点とコンバータの出力（正
側または負側）に接続されたコンデンサとの間を第２の
半導体スイッチング素子またはダイオードにて接続す
る。負荷の中性点に接続する理由は、一般にインバータ
の半導体スイッチング素子は４素子または６素子であ
り、各スイッチング素子からの作用を同一にするためで
ある。また充電した電荷をインバータ電源として供給す
るために、コンバータの正側に接続したコンデンサの片
方をコンバータの負側に接続するための第２の半導体ス
イッチング素子またはダイオード、または負側に接続し
たコンデンサの一方を正側へ接続するための第３の半導
体スイッチング素子またはダイオードを備える。本構成
により、コンデンサの充電はインバータ用の第１の半導
体スイッチング素子と負荷のインダクタンスを経由して
なされるが、第１の半導体スイッチング素子は高周波で
スイッチングしており、コンデンサへの充電電流の最大
値は、負荷インダクタンスとの作用により徐々に実施さ
れるため、電源周波数の逓倍程度の低周波成分を抑える
ことができ、電源高調波電流を低減できる。
む負荷とインバータの第１の半導体スイッチング素子を
利用してコンデンサを充電する。これらはすでに本装置
に具備しているものであり、コストアップにならない。
一方、インバータの第１の半導体スイッチング素子は、
負荷を駆動するために常時スイッチングしており、コン
デンサ充電も同時に実施させるために以下の構成とす
る。インバータの負荷の中性点とコンバータの出力（正
側または負側）に接続されたコンデンサとの間を第２の
半導体スイッチング素子またはダイオードにて接続す
る。負荷の中性点に接続する理由は、一般にインバータ
の半導体スイッチング素子は４素子または６素子であ
り、各スイッチング素子からの作用を同一にするためで
ある。また充電した電荷をインバータ電源として供給す
るために、コンバータの正側に接続したコンデンサの片
方をコンバータの負側に接続するための第２の半導体ス
イッチング素子またはダイオード、または負側に接続し
たコンデンサの一方を正側へ接続するための第３の半導
体スイッチング素子またはダイオードを備える。本構成
により、コンデンサの充電はインバータ用の第１の半導
体スイッチング素子と負荷のインダクタンスを経由して
なされるが、第１の半導体スイッチング素子は高周波で
スイッチングしており、コンデンサへの充電電流の最大
値は、負荷インダクタンスとの作用により徐々に実施さ
れるため、電源周波数の逓倍程度の低周波成分を抑える
ことができ、電源高調波電流を低減できる。
【０００６】
【実施例】図１は本発明の実施例を示す。スナバコンデ
ンサ、ノイズフィルタは省略する。１１、１４は電解コ
ンデンサであり、それぞれダイオード１２，１５を通し
てモータ等の負荷５から充電し、ダイオード１３、１６
によりブリッジ回路４へコンデンサ１４の電荷を供給す
る。いま、電源電圧がコンデンサ１１、１４の電圧より
も低いときはダイオード２が逆バイアスとなり電源１か
らの電流流入はない。従って、コンデンサ１１、１４が
並列の主回路コンデンサとなった通常のインバータとし
て動作する。また、ダイオード１２、１５は逆バイアス
されるため、コンデンサの充電電流動作もない。よって
電源電圧がコンデンサ電圧より高いときのみ、電源電流
が発生するので、そのときの動作を図２により説明す
る。
ンサ、ノイズフィルタは省略する。１１、１４は電解コ
ンデンサであり、それぞれダイオード１２，１５を通し
てモータ等の負荷５から充電し、ダイオード１３、１６
によりブリッジ回路４へコンデンサ１４の電荷を供給す
る。いま、電源電圧がコンデンサ１１、１４の電圧より
も低いときはダイオード２が逆バイアスとなり電源１か
らの電流流入はない。従って、コンデンサ１１、１４が
並列の主回路コンデンサとなった通常のインバータとし
て動作する。また、ダイオード１２、１５は逆バイアス
されるため、コンデンサの充電電流動作もない。よって
電源電圧がコンデンサ電圧より高いときのみ、電源電流
が発生するので、そのときの動作を図２により説明す
る。
【０００７】図２のＵ，Ｖ，Ｗは図１のブリッジ回路４
の出力波形を示す。ｆCはキャリア周波数であり、キャ
リア周期毎に同図の類似状態を繰り返す。いま、Ｕ，
Ｖ，Ｗが図２の状態で負荷への電流方向が図１に示す矢
印の方向であったと仮定する。このとき、ブリッジ回路
４の状態の組み合わせは、図２に示すようにａ〜ｄの４
種類ある。ａは全相がハイレベルの状態であり、三相負
荷としての電力供給がなく、インバータはいわゆる環流
モードとして動作する。このとき、負荷の中性点１７の
電位も電源＋側電位と同一になろうとするため、電解コ
ンデンサ１４の端子電圧がそれより低いと充電電流が発
生し、図３に示すように電源１からダイオードブリッジ
２、負荷５を通して、コンデンサ１４を充電し、図２に
示す電流Ｉ１，Ｉ４が流れる。次にｂの区間は、ＶとＷ
がハイレベルで、Ｕがローレベルであり、端子間電圧が
あるため、エネルギーの消費が発生する。このため、Ｉ
1に示す電流をブリッジ回路４に供給する必要がある
が、コンデンサ１１、１４はダイオードドロップ分、コ
ンバータ部２の電圧より低いので、電源１側から供給す
る。但し、電源インピーダンスのため電圧が降下した場
合は、一部コンデンサ側からも供給される。よって
Ｉ2，Ｉ1が図２のようになる。ｃの区間はＶがローレベ
ルとなるため、Ｕ相から負側に出た電流がコンバータ部
２を経由せずに、Ｖ相へ流れる電流分があるため、その
分のみコンバータ部２からの入力Ｉ1＋Ｉ2が減少する。
これらのｂ，ｃの期間中は、中性点１７の電位が電源電
圧の２／３及び１／３の電圧となるため、ダイオード１
２、１５は逆バイアスされ、充電動作は行わない。そし
て、ｄの区間はａと逆に全相ローレベルであり、ダイオ
ード１２を通してコンデンサ１１を充電する。
の出力波形を示す。ｆCはキャリア周波数であり、キャ
リア周期毎に同図の類似状態を繰り返す。いま、Ｕ，
Ｖ，Ｗが図２の状態で負荷への電流方向が図１に示す矢
印の方向であったと仮定する。このとき、ブリッジ回路
４の状態の組み合わせは、図２に示すようにａ〜ｄの４
種類ある。ａは全相がハイレベルの状態であり、三相負
荷としての電力供給がなく、インバータはいわゆる環流
モードとして動作する。このとき、負荷の中性点１７の
電位も電源＋側電位と同一になろうとするため、電解コ
ンデンサ１４の端子電圧がそれより低いと充電電流が発
生し、図３に示すように電源１からダイオードブリッジ
２、負荷５を通して、コンデンサ１４を充電し、図２に
示す電流Ｉ１，Ｉ４が流れる。次にｂの区間は、ＶとＷ
がハイレベルで、Ｕがローレベルであり、端子間電圧が
あるため、エネルギーの消費が発生する。このため、Ｉ
1に示す電流をブリッジ回路４に供給する必要がある
が、コンデンサ１１、１４はダイオードドロップ分、コ
ンバータ部２の電圧より低いので、電源１側から供給す
る。但し、電源インピーダンスのため電圧が降下した場
合は、一部コンデンサ側からも供給される。よって
Ｉ2，Ｉ1が図２のようになる。ｃの区間はＶがローレベ
ルとなるため、Ｕ相から負側に出た電流がコンバータ部
２を経由せずに、Ｖ相へ流れる電流分があるため、その
分のみコンバータ部２からの入力Ｉ1＋Ｉ2が減少する。
これらのｂ，ｃの期間中は、中性点１７の電位が電源電
圧の２／３及び１／３の電圧となるため、ダイオード１
２、１５は逆バイアスされ、充電動作は行わない。そし
て、ｄの区間はａと逆に全相ローレベルであり、ダイオ
ード１２を通してコンデンサ１１を充電する。
【０００８】図２の波形は、通常のインバータＰＷＭの
波形であるから、コンデンサ充電を目的としていない
が、各ＰＷＭ周期中に、先に述べた環流モードが存在す
るため、自動的に充電され、その充電電流すなわち電源
電流は図２のＩ1のようにピークが抑えられるので、図
４に示すように通流期間を長くして、電源電流の高調波
成分を低減できる。この電流はキャリア周波数以上のリ
ップルを含むので、高周波用の小型ノイズフィルタで除
去することが可能である。
波形であるから、コンデンサ充電を目的としていない
が、各ＰＷＭ周期中に、先に述べた環流モードが存在す
るため、自動的に充電され、その充電電流すなわち電源
電流は図２のＩ1のようにピークが抑えられるので、図
４に示すように通流期間を長くして、電源電流の高調波
成分を低減できる。この電流はキャリア周波数以上のリ
ップルを含むので、高周波用の小型ノイズフィルタで除
去することが可能である。
【０００９】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、イ
ンバータ装置のパワースイッチング素子と負荷のインダ
クタンスを利用して、電源入力電流をアクティブフィル
タと同様の高周波スイッチング電流に変えることで、電
源高調波電流を低減できる。アクティブフィルタに必要
な高速のパワースイッチング素子とその制御回路が不要
であり、コンデンサを充電する時に発生する電源高調波
電流を低減したインバータの低コスト、小型化が実現で
きる。
ンバータ装置のパワースイッチング素子と負荷のインダ
クタンスを利用して、電源入力電流をアクティブフィル
タと同様の高周波スイッチング電流に変えることで、電
源高調波電流を低減できる。アクティブフィルタに必要
な高速のパワースイッチング素子とその制御回路が不要
であり、コンデンサを充電する時に発生する電源高調波
電流を低減したインバータの低コスト、小型化が実現で
きる。
【図１】 本発明の、単相電源で三相出力の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】 図１の実施例の１キャリア当たりの電流波形
図である。
図である。
【図３】 コンデンサ充電時の等価回路図である。
【図４】 電源電圧と入力電流の波形図である。
【図５】 従来の、チョークを使用した高調波電流抑制
回路を具備するインバータの例を示す回路図である。
回路を具備するインバータの例を示す回路図である。
【図６】 従来の高調波電流抑制を目的としたフィルタ
の回路図である。
の回路図である。
１ 商用交流電源、２ ダイオードブリッジ（コンバー
タ部）、３ 電解コンデンサ、４ ブリッジ回路、５
負荷、６ チョークコイル、７ コンバータ部、８ 高
周波用インダクタンス、９ 半導体スイッチング素子、
１０ ダイオード、１１，１４ 電解コンデンサ、１
２，１３，１５，１６ ダイオード、１７中性点
タ部）、３ 電解コンデンサ、４ ブリッジ回路、５
負荷、６ チョークコイル、７ コンバータ部、８ 高
周波用インダクタンス、９ 半導体スイッチング素子、
１０ ダイオード、１１，１４ 電解コンデンサ、１
２，１３，１５，１６ ダイオード、１７中性点
Claims (1)
- 【請求項１】 単相または三相の商用交流電源の出力
を、第１の単相または三相ダイオードブリッジにて整流
して直流電圧を得るコンバータ部と、前記直流電圧を第
１の半導体スイッチング素子からなるブリッジでスイッ
チングし、インダクダンスを含む単相または三相の負荷
にパルス状の波形の電圧を印加するインバータ部とを有
するインバータ装置において、 前記コンバータ部の正極側あるいは負極側と前記負荷の
中性点との間に、コンデンサと第２の半導体スイッチン
グ素子またはダイオードの直列回路を接続し、前記第１
の半導体スイッチング素子と前記負荷を介して、前記コ
ンデンサに前記コンバータ部の出力電圧を充電させると
ともに、非充電時は前記コンデンサに充電した電荷を第
３の半導体スイッチング素子またはダイオードを通し
て、前記コンバータ部の出力側へ供給する構成としたこ
とを特徴とする電源高調波電流を低減したインバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8246610A JPH1094268A (ja) | 1996-09-18 | 1996-09-18 | 電源高調波電流を低減したインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8246610A JPH1094268A (ja) | 1996-09-18 | 1996-09-18 | 電源高調波電流を低減したインバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1094268A true JPH1094268A (ja) | 1998-04-10 |
Family
ID=17150975
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8246610A Pending JPH1094268A (ja) | 1996-09-18 | 1996-09-18 | 電源高調波電流を低減したインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1094268A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112271948A (zh) * | 2020-11-10 | 2021-01-26 | 华东交通大学 | 一种交流侧分裂对称解耦单相逆变器 |
| JP2023549262A (ja) * | 2020-11-16 | 2023-11-22 | インベンテイオ・アクテイエンゲゼルシヤフト | 乗客輸送システムのための制御デバイス |
-
1996
- 1996-09-18 JP JP8246610A patent/JPH1094268A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112271948A (zh) * | 2020-11-10 | 2021-01-26 | 华东交通大学 | 一种交流侧分裂对称解耦单相逆变器 |
| JP2023549262A (ja) * | 2020-11-16 | 2023-11-22 | インベンテイオ・アクテイエンゲゼルシヤフト | 乗客輸送システムのための制御デバイス |
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