JPH1098875A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH1098875A JPH1098875A JP8250715A JP25071596A JPH1098875A JP H1098875 A JPH1098875 A JP H1098875A JP 8250715 A JP8250715 A JP 8250715A JP 25071596 A JP25071596 A JP 25071596A JP H1098875 A JPH1098875 A JP H1098875A
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- circuit
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
- G05F3/222—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇圧型のスイッチングレギュレータに関し、
電流ロスを低減できるスイッチングレギュレータを提供
することを目的とする。 【解決手段】 三角波形を発生する発振回路と、発振回
路で発生された三角波形と出力すべき電圧に応じた電圧
制御信号とを比較し、三角波形が前記電圧制御信号以下
のとき、三角波形を出力し、三角波形が前記電圧制御信
号以上のとき、ローレベルにする駆動波形を生成するコ
ンパレータと、コンパレータで生成された駆動波形に応
じてスイッチング素子を駆動するドライブ回路とより構
成してなる。
電流ロスを低減できるスイッチングレギュレータを提供
することを目的とする。 【解決手段】 三角波形を発生する発振回路と、発振回
路で発生された三角波形と出力すべき電圧に応じた電圧
制御信号とを比較し、三角波形が前記電圧制御信号以下
のとき、三角波形を出力し、三角波形が前記電圧制御信
号以上のとき、ローレベルにする駆動波形を生成するコ
ンパレータと、コンパレータで生成された駆動波形に応
じてスイッチング素子を駆動するドライブ回路とより構
成してなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチングレギュ
レータに係り、特に、昇圧型のスイッチングレギュレー
タに関する。
レータに係り、特に、昇圧型のスイッチングレギュレー
タに関する。
【０００２】
【従来の技術】図３に従来の昇圧型スイッチングレギュ
レータの回路構成図を示す。従来の昇圧型スイッチング
レギュレータ１１は、出力しようとする電圧に応じてデ
ューティー比が変わる方形波状の駆動信号を生成する駆
動回路１２、駆動回路１２で生成された方形波形の駆動
信号に応じてスイッチングされるスイッチング素子Ｑ1
1、スイッチング素子Ｑ11の出力電流を整形して出力す
るコイルＬ11、逆流防止用ダイオードＤ11、平滑用のコ
ンデンサＣ11から構成される。
レータの回路構成図を示す。従来の昇圧型スイッチング
レギュレータ１１は、出力しようとする電圧に応じてデ
ューティー比が変わる方形波状の駆動信号を生成する駆
動回路１２、駆動回路１２で生成された方形波形の駆動
信号に応じてスイッチングされるスイッチング素子Ｑ1
1、スイッチング素子Ｑ11の出力電流を整形して出力す
るコイルＬ11、逆流防止用ダイオードＤ11、平滑用のコ
ンデンサＣ11から構成される。
【０００３】駆動回路１２は、電圧制御信号レベルに応
じたデューティー比を有する方形波の駆動信号を生成す
る制御回路１３、制御回路１３で生成された駆動信号に
応じてスイッチング素子を駆動するドライブ回路１４か
ら構成される。図４に従来の一例の動作波形図を示す。
図４（Ａ）は制御回路１４の出力波形、図４（Ｂ）はコ
イルＬ11の出力波形、図４（Ｃ）は電流ロスを説明する
ための図を示す。
じたデューティー比を有する方形波の駆動信号を生成す
る制御回路１３、制御回路１３で生成された駆動信号に
応じてスイッチング素子を駆動するドライブ回路１４か
ら構成される。図４に従来の一例の動作波形図を示す。
図４（Ａ）は制御回路１４の出力波形、図４（Ｂ）はコ
イルＬ11の出力波形、図４（Ｃ）は電流ロスを説明する
ための図を示す。
【０００４】制御回路１３には電圧制御信号が供給さ
れ、図４（Ａ）に示すように供給された電圧制御信号に
応じてハイレベル期間ｔ11が可変する方形波形信号を生
成し、ドライブ回路１４に供給する。ドライブ回路１４
は、制御回路１３から供給された図４（Ａ）に示すよう
な方形波信号を電圧−電流変換し、スイッチング素子を
構成するＮＰＮトランジスタＱ11のベースに供給する。
ＮＰＮトランジスタＱ11は、図４（Ａ）に示すような方
形波形のドライブ信号により駆動され、コイルＬ11の印
加電圧を制御する。
れ、図４（Ａ）に示すように供給された電圧制御信号に
応じてハイレベル期間ｔ11が可変する方形波形信号を生
成し、ドライブ回路１４に供給する。ドライブ回路１４
は、制御回路１３から供給された図４（Ａ）に示すよう
な方形波信号を電圧−電流変換し、スイッチング素子を
構成するＮＰＮトランジスタＱ11のベースに供給する。
ＮＰＮトランジスタＱ11は、図４（Ａ）に示すような方
形波形のドライブ信号により駆動され、コイルＬ11の印
加電圧を制御する。
【０００５】コイルＬ11は、図４（Ａ）に示される方形
波電圧により駆動され、図４（Ｂ）に示すよな図４
（Ａ）の方形波のハイレベル期間で直線的に立ち上が
り、ローレベル期間で直線的に立ち下がる出力電流Ｉpk
を生成し、ダイオードＤ11を介して出力端子Ｔ11から出
力する。出力端子ＴOUT にはコンデンサＣ11が接続され
ており、図４（Ｂ）に示される三角波形の信号は、平滑
化され、直流出力電圧として出力される。
波電圧により駆動され、図４（Ｂ）に示すよな図４
（Ａ）の方形波のハイレベル期間で直線的に立ち上が
り、ローレベル期間で直線的に立ち下がる出力電流Ｉpk
を生成し、ダイオードＤ11を介して出力端子Ｔ11から出
力する。出力端子ＴOUT にはコンデンサＣ11が接続され
ており、図４（Ｂ）に示される三角波形の信号は、平滑
化され、直流出力電圧として出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、従来の昇圧
型スイッチングレギュレータでは、コイルに流れる電流
を制御するためのスイッチング素子のベースには出力す
べき電圧に応じてハイレベルとローレベルとのデューテ
ィー比が変わる図４（Ａ）に示すような方形波が供給さ
れていたが、コイルの出力電流Ｉpkは図４（Ｂ）に示す
ようにスイッチがオンする直線的に増加し、スイッチが
オフすると直線的に減少する特性を有するため、ドライ
ブ回路１５では図４（Ｃ）に斜線で示す部分の電流がロ
スとなり、消費電流を増加させていた。
型スイッチングレギュレータでは、コイルに流れる電流
を制御するためのスイッチング素子のベースには出力す
べき電圧に応じてハイレベルとローレベルとのデューテ
ィー比が変わる図４（Ａ）に示すような方形波が供給さ
れていたが、コイルの出力電流Ｉpkは図４（Ｂ）に示す
ようにスイッチがオンする直線的に増加し、スイッチが
オフすると直線的に減少する特性を有するため、ドライ
ブ回路１５では図４（Ｃ）に斜線で示す部分の電流がロ
スとなり、消費電流を増加させていた。
【０００７】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、電流ロスを低減できるスイッチングレギュレータを
提供することを目的とする。
で、電流ロスを低減できるスイッチングレギュレータを
提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１は、出
力電流に応じた駆動信号を発生する駆動手段と、前記駆
動回路で発生された該駆動信号に応じてスイッチングさ
れ、駆動電流を前記コイルに供給するスイッチング素子
と、スイッチング素子により供給された駆動電流に応じ
て出力電流を整形するコイルとを有するスイッチングレ
ギュレータにおいて、前記駆動回路で発生される前記駆
動信号を三角波形としたことを特徴とする。
力電流に応じた駆動信号を発生する駆動手段と、前記駆
動回路で発生された該駆動信号に応じてスイッチングさ
れ、駆動電流を前記コイルに供給するスイッチング素子
と、スイッチング素子により供給された駆動電流に応じ
て出力電流を整形するコイルとを有するスイッチングレ
ギュレータにおいて、前記駆動回路で発生される前記駆
動信号を三角波形としたことを特徴とする。
【０００９】請求項２は、前記駆動回路を所定周波数の
三角波形を発生する発振回路と、前記発振回路で発生さ
れた三角波形と前記出力すべき電圧に応じた電圧制御信
号とを比較し、前記三角波形と前記電圧制御信号との大
小関係に応じてハイ又はローレベルとなるパルス信号を
生成する比較手段と、前記比較手段で生成された前記パ
ルス信号に応じて前記発振回路で発生された三角波形の
一部を選択し、前記スイッチング素子を駆動する駆動信
号を生成するドライブ回路とから構成したことを特徴と
する。
三角波形を発生する発振回路と、前記発振回路で発生さ
れた三角波形と前記出力すべき電圧に応じた電圧制御信
号とを比較し、前記三角波形と前記電圧制御信号との大
小関係に応じてハイ又はローレベルとなるパルス信号を
生成する比較手段と、前記比較手段で生成された前記パ
ルス信号に応じて前記発振回路で発生された三角波形の
一部を選択し、前記スイッチング素子を駆動する駆動信
号を生成するドライブ回路とから構成したことを特徴と
する。
【００１０】本発明によれば、駆動回路で発生される駆
動信号を三角波形とすることにより、コイルにより整形
され、出力される出力電流の波形とほぼ同様となるた
め、駆動回路での電流ロスを低減でき、消費電力を低減
できる。
動信号を三角波形とすることにより、コイルにより整形
され、出力される出力電流の波形とほぼ同様となるた
め、駆動回路での電流ロスを低減でき、消費電力を低減
できる。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１に本発明の一実施例の回路構
成図を示す。本実施例のスイッチングレギュレータ１
は、昇圧型スイッチングレギュレータを構成しており、
特許請求の範囲中の駆動回路に相当し、三角波形の駆動
信号を生成する駆動回路２、駆動回路２で生成された三
角波形の駆動信号に応じて駆動され出力電流Ｉpkを出力
するコイルＬ１、負荷側からコイルＬ1 側への逆流を防
止するダイオードＤ１、コイルＬ1 の出電流Ｉpkを平滑
化するコンデンサＣ1 から構成される。
成図を示す。本実施例のスイッチングレギュレータ１
は、昇圧型スイッチングレギュレータを構成しており、
特許請求の範囲中の駆動回路に相当し、三角波形の駆動
信号を生成する駆動回路２、駆動回路２で生成された三
角波形の駆動信号に応じて駆動され出力電流Ｉpkを出力
するコイルＬ１、負荷側からコイルＬ1 側への逆流を防
止するダイオードＤ１、コイルＬ1 の出電流Ｉpkを平滑
化するコンデンサＣ1 から構成される。
【００１２】駆動回路２は、所定の周期の三角波形を発
生する発振回路３、発振回路３で発生された三角波形と
出力すべき電圧に応じた電圧制御信号とを比較し、三角
波形と電圧制御信号との大小関係に応じてハイ又はロー
レベルとなるパルス信号を生成するコンパレータ４、コ
ンパレータ４で生成された駆動信号に応じてコイルＬ1
を駆動するドライブ回路５とから構成される。
生する発振回路３、発振回路３で発生された三角波形と
出力すべき電圧に応じた電圧制御信号とを比較し、三角
波形と電圧制御信号との大小関係に応じてハイ又はロー
レベルとなるパルス信号を生成するコンパレータ４、コ
ンパレータ４で生成された駆動信号に応じてコイルＬ1
を駆動するドライブ回路５とから構成される。
【００１３】発振回路３は、特許請求の範囲の発振回路
に相当し、三角波形の発振は生成する。発振回路３は、
電流源３ａ、電流源３ａとともにカレントミラー回路を
構成するＰＮＰトランジスタＱ18、Ｑ19、Ｑ20、Ｑ21、
Ｑ22、コンデンサＣ1 、Ｃ2、コンデンサＣ1 、Ｃ2 の
充放電を制御するＮＰＮトランジスタＱ23、Ｑ24、Ｑ2
5、Ｑ26から構成される。
に相当し、三角波形の発振は生成する。発振回路３は、
電流源３ａ、電流源３ａとともにカレントミラー回路を
構成するＰＮＰトランジスタＱ18、Ｑ19、Ｑ20、Ｑ21、
Ｑ22、コンデンサＣ1 、Ｃ2、コンデンサＣ1 、Ｃ2 の
充放電を制御するＮＰＮトランジスタＱ23、Ｑ24、Ｑ2
5、Ｑ26から構成される。
【００１４】発振回路３には入力電圧ＶINが供給され、
入力電圧ＶINにより駆動される。電流源３ａ及びＰＮＰ
トランジスタＱ18、Ｑ19、Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22より構成さ
れるカレントミラー回路は、入力電圧ＶINから所定電流
を生成し、コンデンサＣ1 、及び、Ｃ2 に供給する。Ｐ
ＮＰトランジスタＱ23、Ｑ24、Ｑ25、Ｑ26は、コンデン
サＣ1 、Ｃ2 の充電電圧に応じてスイッチングし、コン
デンサＣ1 、Ｃ2 の一端の電圧をパルス状に制御する。
入力電圧ＶINにより駆動される。電流源３ａ及びＰＮＰ
トランジスタＱ18、Ｑ19、Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22より構成さ
れるカレントミラー回路は、入力電圧ＶINから所定電流
を生成し、コンデンサＣ1 、及び、Ｃ2 に供給する。Ｐ
ＮＰトランジスタＱ23、Ｑ24、Ｑ25、Ｑ26は、コンデン
サＣ1 、Ｃ2 の充電電圧に応じてスイッチングし、コン
デンサＣ1 、Ｃ2 の一端の電圧をパルス状に制御する。
【００１５】コンデンサＣ1 、Ｃ2 は一端の電圧のパル
ス状の変化により、他端に鋸波状の電圧を発生する。コ
ンデンサＣ1 の他端に発生する鋸波状の電圧は、出力発
振信号としてコンパレータ４に供給されると共に、コン
デンサＣ2 の一端の充放電を制御するＮＰＮトランジス
タＱ25のベースに供給される。
ス状の変化により、他端に鋸波状の電圧を発生する。コ
ンデンサＣ1 の他端に発生する鋸波状の電圧は、出力発
振信号としてコンパレータ４に供給されると共に、コン
デンサＣ2 の一端の充放電を制御するＮＰＮトランジス
タＱ25のベースに供給される。
【００１６】また、コンデンサＣ2 の他端に発生する鋸
波状の電圧は、コンデンサＣ1 の充放電を制御するＮＰ
ＮトランジスタＱ24のベースに供給される。コンデンサ
Ｃ1の鋸波状電圧で、コンデンサＣ2 の充放電を制御
し、コンデンサＣ2 の鋸波状電圧でコンデンサＣ1 の充
放電を制御することにより、コンデンサＣ１とコンデン
サＣ2 とで逆の極性で制御し、発振させる。
波状の電圧は、コンデンサＣ1 の充放電を制御するＮＰ
ＮトランジスタＱ24のベースに供給される。コンデンサ
Ｃ1の鋸波状電圧で、コンデンサＣ2 の充放電を制御
し、コンデンサＣ2 の鋸波状電圧でコンデンサＣ1 の充
放電を制御することにより、コンデンサＣ１とコンデン
サＣ2 とで逆の極性で制御し、発振させる。
【００１７】コンパレータ４は、特許請求の範囲の比較
手段に相当し、電流源４ａ、出力電圧ＶOUT により駆動
され、電流源４ａとともにカレントミラー回路を構成す
るＰＮＰトランジスタＱ1 、Ｑ2 、比較信号を入力する
入力トランジスタを構成するＰＮＰトランジスタＱ3 、
Ｑ4 、定電流源を構成するＮＰＮトランジスタＱ5 、Ｑ
6 、比較結果を出力する出力トランジスタを構成するＮ
ＰＮトランジスタＱ7から構成される。コンパレータ４
は、入力トランジスタを構成するＰＮＰトランジスタＱ
3 のベースに出力すべき電圧レベルに応じた電圧制御信
号が供給され、入力トランジスタを構成するＰＮＰトラ
ンジスタＱ4 のベースに発振回路３で得られた鋸波状の
発振信号が供給される。
手段に相当し、電流源４ａ、出力電圧ＶOUT により駆動
され、電流源４ａとともにカレントミラー回路を構成す
るＰＮＰトランジスタＱ1 、Ｑ2 、比較信号を入力する
入力トランジスタを構成するＰＮＰトランジスタＱ3 、
Ｑ4 、定電流源を構成するＮＰＮトランジスタＱ5 、Ｑ
6 、比較結果を出力する出力トランジスタを構成するＮ
ＰＮトランジスタＱ7から構成される。コンパレータ４
は、入力トランジスタを構成するＰＮＰトランジスタＱ
3 のベースに出力すべき電圧レベルに応じた電圧制御信
号が供給され、入力トランジスタを構成するＰＮＰトラ
ンジスタＱ4 のベースに発振回路３で得られた鋸波状の
発振信号が供給される。
【００１８】コンパレータ４は、発振回路３からの発振
信号が電圧制御信号より小さければ、ＰＮＰトランジス
タＱ4 がオンし、ＰＮＰトランジスタＱ3 がオフするた
め、出力トランジスタを構成するＮＰＮトランジスタＱ
7 のベースがローレベルになり、ＮＰＮトランジスタＱ
7 がオフし、ＮＰＮトランジスタＱ7 のコレクタを開放
状態にする。また、コンパレータ４は発振回路３からの
発振信号が電圧制御信号より大きくなると、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ4 がオフし、ＰＮＰトランジスタＱ3 がオン
するため、出力トランジスタを構成するＮＰＮトランジ
スタＱ7 のベースがハイレベルとなり、ＮＰＮトランジ
スタＱ7 がオンし、ＮＰＮトランジスタＱ7 のコレクタ
を短絡状態とする。
信号が電圧制御信号より小さければ、ＰＮＰトランジス
タＱ4 がオンし、ＰＮＰトランジスタＱ3 がオフするた
め、出力トランジスタを構成するＮＰＮトランジスタＱ
7 のベースがローレベルになり、ＮＰＮトランジスタＱ
7 がオフし、ＮＰＮトランジスタＱ7 のコレクタを開放
状態にする。また、コンパレータ４は発振回路３からの
発振信号が電圧制御信号より大きくなると、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ4 がオフし、ＰＮＰトランジスタＱ3 がオン
するため、出力トランジスタを構成するＮＰＮトランジ
スタＱ7 のベースがハイレベルとなり、ＮＰＮトランジ
スタＱ7 がオンし、ＮＰＮトランジスタＱ7 のコレクタ
を短絡状態とする。
【００１９】コンパレータ４の出力となるＮＰＮトラン
ジスタＱ7 のコレクタはドライブ回路５に接続され、発
振回路３から供給された鋸波状の発振信号の最大レベル
を制御する。ドライブ回路５は、特許請求の範囲のドラ
イブ回路に相当し、コンパレータ４で生成された駆動信
号に応じてコイルＬ1 を駆動する。ドライブ回路５は、
出力電圧ＶOUT により駆動され、コンパレータ４の電流
源４ａ、ＰＮＰトランジスタＱ1 、Ｑ2 とともにカレン
トミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＱ8 、コン
パレータ４の出力ＮＰＮトランジスタＱ7 のコレクタ及
びＰＮＰトランジスタＱ8 のコレクタにエミッタが接続
され、発振回路３からの発振信号に応じて電流を制御す
るＰＮＰトランジスタＱ9 、出力電圧ＶOUT により駆動
され、ＰＮＰトランジスタＱ8 のコレクタとＰＮＰトラ
ンジスタＱ9 のエミッタとの接続点の電圧を電流に変換
する電圧−電流変換回路を構成するＮＰＮトランジスタ
Ｑ10、抵抗Ｒ1 、ＰＮＰトランジスタＱ11、Ｑ12、Ｑ1
3、Ｑ14、Ｑ15、Ｑ16、ＰＮＰトランジスタＱ16のコレ
クタが接続され、ＰＮＰトランジスタＱ16のコレクタ電
流を電圧に変換する抵抗Ｒ2 、ＰＮＰトランジスタＱ16
のコレクタと抵抗Ｒ2 との接続点ｃにベースが接続さ
れ、ベース電圧に応じてコイルＬ1 の電流を制御するＮ
ＰＮトランジスタＱ17から構成される。
ジスタＱ7 のコレクタはドライブ回路５に接続され、発
振回路３から供給された鋸波状の発振信号の最大レベル
を制御する。ドライブ回路５は、特許請求の範囲のドラ
イブ回路に相当し、コンパレータ４で生成された駆動信
号に応じてコイルＬ1 を駆動する。ドライブ回路５は、
出力電圧ＶOUT により駆動され、コンパレータ４の電流
源４ａ、ＰＮＰトランジスタＱ1 、Ｑ2 とともにカレン
トミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＱ8 、コン
パレータ４の出力ＮＰＮトランジスタＱ7 のコレクタ及
びＰＮＰトランジスタＱ8 のコレクタにエミッタが接続
され、発振回路３からの発振信号に応じて電流を制御す
るＰＮＰトランジスタＱ9 、出力電圧ＶOUT により駆動
され、ＰＮＰトランジスタＱ8 のコレクタとＰＮＰトラ
ンジスタＱ9 のエミッタとの接続点の電圧を電流に変換
する電圧−電流変換回路を構成するＮＰＮトランジスタ
Ｑ10、抵抗Ｒ1 、ＰＮＰトランジスタＱ11、Ｑ12、Ｑ1
3、Ｑ14、Ｑ15、Ｑ16、ＰＮＰトランジスタＱ16のコレ
クタが接続され、ＰＮＰトランジスタＱ16のコレクタ電
流を電圧に変換する抵抗Ｒ2 、ＰＮＰトランジスタＱ16
のコレクタと抵抗Ｒ2 との接続点ｃにベースが接続さ
れ、ベース電圧に応じてコイルＬ1 の電流を制御するＮ
ＰＮトランジスタＱ17から構成される。
【００２０】発振回路３から供給された出力発振信号
は、ＰＮＰトランジスタＱ9 のベースに供給される。Ｐ
ＮＰトランジスタＱ8 から供給された定電流はＰＮＰト
ランジスタＱ9 のエミッタに供給される。ＰＮＰトラン
ジスタＱ9 は、発振信号の増加に応じてエミッタ電流を
減少させ、ＮＰＮトランジスタＱ10のベース電圧を増加
させる。
は、ＰＮＰトランジスタＱ9 のベースに供給される。Ｐ
ＮＰトランジスタＱ8 から供給された定電流はＰＮＰト
ランジスタＱ9 のエミッタに供給される。ＰＮＰトラン
ジスタＱ9 は、発振信号の増加に応じてエミッタ電流を
減少させ、ＮＰＮトランジスタＱ10のベース電圧を増加
させる。
【００２１】また、ＰＮＰトランジスタＱ9 のエミッタ
にはコンパレータ４の出力結果を出力するＮＰＮトラン
ジスタＱ7 のコレクタが接続され、発振回路３の発振信
号が電圧制御信号より小さいときは、ＰＮＰトランジス
タＱ7 がオフされるため、ＮＰＮトランジスタＱ10のベ
ース電圧はＰＮＰトランジスタＱ9 により上述のよう発
振信号の増加に応じて増加するように制御される。ま
た、発振回路３の発振信号が電圧制御信号より大きくな
り、ＰＮＰトランジスタＱ7 がオンされると、ＮＰＮト
ランジスタＱ10のベース電圧はローレベルにされる。
にはコンパレータ４の出力結果を出力するＮＰＮトラン
ジスタＱ7 のコレクタが接続され、発振回路３の発振信
号が電圧制御信号より小さいときは、ＰＮＰトランジス
タＱ7 がオフされるため、ＮＰＮトランジスタＱ10のベ
ース電圧はＰＮＰトランジスタＱ9 により上述のよう発
振信号の増加に応じて増加するように制御される。ま
た、発振回路３の発振信号が電圧制御信号より大きくな
り、ＰＮＰトランジスタＱ7 がオンされると、ＮＰＮト
ランジスタＱ10のベース電圧はローレベルにされる。
【００２２】ＮＰＮトランジスタＱ10は、接続点ｃの電
圧に応じてコレクタ電流を制御し、出力電圧ＶOUT で駆
動されたＰＮＰトランジスタＱ11、Ｑ12のベース電圧を
制御する。ＰＮＰトランジスタＱ12は、ＮＰＮトランジ
スタＱ10のコレクタ電流に応じてコレクタ電流を制御す
る。ＰＮＰトランジスタＱ12は、コレクタがＮＰＮトラ
ンジスタＱ13のコレクタ、ベース及びＮＰＮトランジス
タＱ14のベースに接続されており、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ13、Ｑ14のエミッタ電流を制御する。
圧に応じてコレクタ電流を制御し、出力電圧ＶOUT で駆
動されたＰＮＰトランジスタＱ11、Ｑ12のベース電圧を
制御する。ＰＮＰトランジスタＱ12は、ＮＰＮトランジ
スタＱ10のコレクタ電流に応じてコレクタ電流を制御す
る。ＰＮＰトランジスタＱ12は、コレクタがＮＰＮトラ
ンジスタＱ13のコレクタ、ベース及びＮＰＮトランジス
タＱ14のベースに接続されており、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ13、Ｑ14のエミッタ電流を制御する。
【００２３】ＮＰＮトランジスタＱ14は、コレクタが入
力電圧ＶINで駆動されるＰＮＰトランジスタＱ15のベー
ス、コレクタ及びＰＮＰトランジスタＱ16のベースに接
続され、ＰＮＰトランジスタＱ12のコレクタ電流に応じ
てＰＮＰトランジスタＱ15、Ｑ16のベースから電流を引
き込む。ＰＮＰトランジスタＱ16は、コレクタが抵抗Ｒ
2 に接続されており、ＮＰＮトランジスタＱ14のコレク
タ電流に応じた電流を抵抗Ｒ2 に供給する。
力電圧ＶINで駆動されるＰＮＰトランジスタＱ15のベー
ス、コレクタ及びＰＮＰトランジスタＱ16のベースに接
続され、ＰＮＰトランジスタＱ12のコレクタ電流に応じ
てＰＮＰトランジスタＱ15、Ｑ16のベースから電流を引
き込む。ＰＮＰトランジスタＱ16は、コレクタが抵抗Ｒ
2 に接続されており、ＮＰＮトランジスタＱ14のコレク
タ電流に応じた電流を抵抗Ｒ2 に供給する。
【００２４】ＰＮＰトランジスタＱ16と抵抗Ｒ2 との接
続点には、ＮＰＮトランジスタＱ14のコレクタ電流に応
じた電圧が発生する。すなわち、発振回路３から供給さ
れる出力発振信号に応じた鋸波状の電圧が発生する。Ｐ
ＮＰトランジスタＱ16と抵抗Ｒ2 との接続点は、ＮＰＮ
トランジスタＱ17のベースに供給される。ＮＰＮトラン
ジスタＱ17のコレクタはコイルＬ1 に接続される。ＮＰ
ＮトランジスタＱ17はコイルＬ1 から電流を引き込み、
コイルＬ1 に流れる電流Ｉpkを制御する。
続点には、ＮＰＮトランジスタＱ14のコレクタ電流に応
じた電圧が発生する。すなわち、発振回路３から供給さ
れる出力発振信号に応じた鋸波状の電圧が発生する。Ｐ
ＮＰトランジスタＱ16と抵抗Ｒ2 との接続点は、ＮＰＮ
トランジスタＱ17のベースに供給される。ＮＰＮトラン
ジスタＱ17のコレクタはコイルＬ1 に接続される。ＮＰ
ＮトランジスタＱ17はコイルＬ1 から電流を引き込み、
コイルＬ1 に流れる電流Ｉpkを制御する。
【００２５】コイルＬ1 は、ＮＰＮトランジスタＱ14の
鋸波状のコレクタ電流を直線的に変換して、コイルＬ１
とＮＰＮトランジスタＱ17のコレクタとの接続点から出
力電流を出力する。コイルＬ１とＮＰＮトランジスタＱ
17のコレクタとの接続点はダイオードＤ１を介して出力
端子ＴOUT に接続されいる。また、出力端子ＴOUT には
コンデンサＣ1 が接続されている。
鋸波状のコレクタ電流を直線的に変換して、コイルＬ１
とＮＰＮトランジスタＱ17のコレクタとの接続点から出
力電流を出力する。コイルＬ１とＮＰＮトランジスタＱ
17のコレクタとの接続点はダイオードＤ１を介して出力
端子ＴOUT に接続されいる。また、出力端子ＴOUT には
コンデンサＣ1 が接続されている。
【００２６】ダイオードＤ1 により出力端子ＴOUT に接
続される負荷側からの逆流を防止し、また、コンデンサ
Ｃ1 により平滑化され直流出力電圧ＶOUT として出力さ
れる。次に、本実施例の動作波形について説明する。
続される負荷側からの逆流を防止し、また、コンデンサ
Ｃ1 により平滑化され直流出力電圧ＶOUT として出力さ
れる。次に、本実施例の動作波形について説明する。
【００２７】図２に本発明の一実施例の動作説明図を示
す。図２（Ａ）は発振回路３の接続点ａの動作波形、図
２（Ｂ）は発振回路３の出力発振信号ｂの動作波形、図
２（Ｃ）にコンパレータ４の出力ＮＰＮトランジスタＱ
7 のベース電圧ｃの動作波形、図２（Ｄ）は発振回路３
のドライブ回路５の接続点ｄの動作波形、図２（Ｅ）は
コイルＬ１の出力電圧ｅの動作波形図である。
す。図２（Ａ）は発振回路３の接続点ａの動作波形、図
２（Ｂ）は発振回路３の出力発振信号ｂの動作波形、図
２（Ｃ）にコンパレータ４の出力ＮＰＮトランジスタＱ
7 のベース電圧ｃの動作波形、図２（Ｄ）は発振回路３
のドライブ回路５の接続点ｄの動作波形、図２（Ｅ）は
コイルＬ１の出力電圧ｅの動作波形図である。
【００２８】発振回路３では、ＰＮＰトランジスタＱ2
3、Ｑ24がスイッチングされ、図２（Ａ）に示すように
コンデンサＣ1 の一端にパルス状の電圧が供給される。
コンデンサＣ1 は一端に供給されるパルス状の電圧によ
り図２（Ｂ）に示すような鋸波状の発振信号を他端に発
生する。
3、Ｑ24がスイッチングされ、図２（Ａ）に示すように
コンデンサＣ1 の一端にパルス状の電圧が供給される。
コンデンサＣ1 は一端に供給されるパルス状の電圧によ
り図２（Ｂ）に示すような鋸波状の発振信号を他端に発
生する。
【００２９】図２（Ｂ）に示す発振回路３で発生した鋸
波状の発振信号はコンパレータ４及びドライブ回路５に
供給される。コンパレータ４では、図２（Ｂ）に示す鋸
波状の発振信号と電圧制御信号とを比較する。例えば、
図２（Ｂ）で電圧制御信号レベルがＬ1 の場合、発振信
号は時刻ｔ0 から時間Ｔ1 経過した時刻ｔ１で電圧制御
信号レベルＬ1 に達し、図２（Ｃ）に示すように出力Ｎ
ＰＮトランジスタＱ7のベース電位は時間Ｔ0 の間ロー
レベルに保持され、時刻ｔ1 でハイレベルとなる。ま
た、図２（Ｂ）で電圧制御レベルがＬ2 の場合、発振信
号は時刻ｔ0 から時間Ｔ2 経過した時刻ｔ2 で電圧レベ
ルｔ2 に達し、図２（Ｃ）に示すように出力ＮＰＮトラ
ンジスタＱ7 のベース電位は時間Ｔ2 の間ローレベルが
保持され、時刻ｔ2 でハイレベルとなる。
波状の発振信号はコンパレータ４及びドライブ回路５に
供給される。コンパレータ４では、図２（Ｂ）に示す鋸
波状の発振信号と電圧制御信号とを比較する。例えば、
図２（Ｂ）で電圧制御信号レベルがＬ1 の場合、発振信
号は時刻ｔ0 から時間Ｔ1 経過した時刻ｔ１で電圧制御
信号レベルＬ1 に達し、図２（Ｃ）に示すように出力Ｎ
ＰＮトランジスタＱ7のベース電位は時間Ｔ0 の間ロー
レベルに保持され、時刻ｔ1 でハイレベルとなる。ま
た、図２（Ｂ）で電圧制御レベルがＬ2 の場合、発振信
号は時刻ｔ0 から時間Ｔ2 経過した時刻ｔ2 で電圧レベ
ルｔ2 に達し、図２（Ｃ）に示すように出力ＮＰＮトラ
ンジスタＱ7 のベース電位は時間Ｔ2 の間ローレベルが
保持され、時刻ｔ2 でハイレベルとなる。
【００３０】ドライブ回路５の接続点ｄには、発振回路
３から供給される発振信号ｂに応じた電圧が印加されて
おり、図２（Ｃ）に示す出力ＮＰＮトランジスタＱ7 の
ベース電位がハイレベルとなると、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ7 が強制的にローレベルにされるため、図２（Ｄ）に
示すように、図２（Ｂ）に示す鋸波状の発振信号から鋸
波状の発振信号が電圧制御信号レベルＬ1 、Ｌ2 になる
までの間の部分を切り出した鋸波状の信号が発生する。
３から供給される発振信号ｂに応じた電圧が印加されて
おり、図２（Ｃ）に示す出力ＮＰＮトランジスタＱ7 の
ベース電位がハイレベルとなると、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ7 が強制的にローレベルにされるため、図２（Ｄ）に
示すように、図２（Ｂ）に示す鋸波状の発振信号から鋸
波状の発振信号が電圧制御信号レベルＬ1 、Ｌ2 になる
までの間の部分を切り出した鋸波状の信号が発生する。
【００３１】図２（Ｄ）に示す鋸波状の信号に応じてド
ライブ回路５のベース電位が制御され、コイルＬ1 の電
圧ＶL が制御される。コイルＬ1 に流れる電流Ｉpkは、
図２（Ｅ）に示すような三角波形とされ、図２（Ｅ）に
示す三角波形の信号がコンデンサＣ1 で平滑化され、出
力端子ＴOUT から出力される。
ライブ回路５のベース電位が制御され、コイルＬ1 の電
圧ＶL が制御される。コイルＬ1 に流れる電流Ｉpkは、
図２（Ｅ）に示すような三角波形とされ、図２（Ｅ）に
示す三角波形の信号がコンデンサＣ1 で平滑化され、出
力端子ＴOUT から出力される。
【００３２】以上のように本実施例によれば、ドライブ
回路５は鋸波形で駆動されるため、方形波形で駆動した
場合に比べて消費電流を低減できる。
回路５は鋸波形で駆動されるため、方形波形で駆動した
場合に比べて消費電流を低減できる。
【００３３】
【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、駆動回路
で発生される駆動信号を三角波形とすることにより、コ
イルにより整形され、出力される出力電流の波形とほぼ
同様となるため、駆動回路での電流ロスを低減でき、消
費電力を低減できる等の特長を有する。
で発生される駆動信号を三角波形とすることにより、コ
イルにより整形され、出力される出力電流の波形とほぼ
同様となるため、駆動回路での電流ロスを低減でき、消
費電力を低減できる等の特長を有する。
【図１】本発明の一実施例の回路構成図である。
【図２】本発明の一実施例の動作波形図である。
【図３】従来の昇圧型スイッチングレギュレータの一例
の構成図である。
の構成図である。
【図４】従来の一例の動作波形図である。
１ 昇圧型スイッチングレギュレータ ２ 駆動回路 ３ 発振回路 ３ａ、４ａ 電流源 ４ コンパレータ ５ ドライブ回路
Claims (2)
- 【請求項１】 出力電流を制御するコイルと、出力電圧
に応じた駆動信号を生成する駆動回路と、該駆動信号に
応じてスイッチングされ、該コイルの印加電圧を制御す
るスイッチング素子とを有するスイッチングレギュレー
タにおいて、 前記駆動回路で生成される前記駆動信号を三角波形とし
たことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】 前記駆動回路は、所定周波数の三角波形
を発生する発振回路と、 前記発振回路で発生された三角波形と前記出力すべき電
圧に応じた電圧制御信号とを比較し、前記三角波形と前
記電圧制御信号との大小関係に応じてハイ又はローレベ
ルとなるパルス信号を生成する比較手段と、 前記比較手段で生成された前記パルス信号に応じて前記
発振回路で発生された三角波形の一部を選択し、前記ス
イッチング素子を駆動する駆動信号を生成するドライブ
回路とを有することを特徴とする請求項１記載のスイッ
チングレギュレータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8250715A JPH1098875A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | スイッチングレギュレータ |
| US08/922,936 US6051960A (en) | 1996-09-20 | 1997-09-03 | Switching regulator with reduced power consumption |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8250715A JPH1098875A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1098875A true JPH1098875A (ja) | 1998-04-14 |
Family
ID=17211980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8250715A Pending JPH1098875A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6051960A (ja) |
| JP (1) | JPH1098875A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4494763B2 (ja) * | 2003-11-20 | 2010-06-30 | コーセル株式会社 | スイッチング信号変調回路 |
| US8476875B2 (en) | 2010-10-12 | 2013-07-02 | Allegro Microsystems, LLC. | TV set top box with an improved ability to survive a transient signal |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4156166A (en) * | 1976-08-18 | 1979-05-22 | Royal Industries, Inc. | Method and apparatus for saving energy |
| US4527102A (en) * | 1982-07-31 | 1985-07-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Drive system for a DC motor with reduced power loss |
| US4536700A (en) * | 1984-03-28 | 1985-08-20 | United Technologies Corporation | Boost feedforward pulse width modulation regulator |
| JPH0634618B2 (ja) * | 1984-10-11 | 1994-05-02 | 株式会社日立製作所 | モ−タ駆動回路 |
| DE3541307C1 (en) * | 1985-11-22 | 1987-02-05 | Philips Patentverwaltung | DC power supply generator e.g. for gas discharge lamp - obtains regulated DC voltage from mains supply giving sinusoidal input to filter and rectifier |
| KR960013948B1 (ko) * | 1993-11-16 | 1996-10-10 | 삼성전자 주식회사 | 역률 보정회로 |
| JPH07245955A (ja) * | 1994-03-02 | 1995-09-19 | Yutaka Denki Seisakusho:Kk | 力率改善型安定化電源回路および無停電電源回路 |
| US5831418A (en) * | 1996-12-03 | 1998-11-03 | Fujitsu Ltd. | Step-up/down DC-to-DC converter |
-
1996
- 1996-09-20 JP JP8250715A patent/JPH1098875A/ja active Pending
-
1997
- 1997-09-03 US US08/922,936 patent/US6051960A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6051960A (en) | 2000-04-18 |
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