JPH11127032A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
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- JPH11127032A JPH11127032A JP9288493A JP28849397A JPH11127032A JP H11127032 A JPH11127032 A JP H11127032A JP 9288493 A JP9288493 A JP 9288493A JP 28849397 A JP28849397 A JP 28849397A JP H11127032 A JPH11127032 A JP H11127032A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/02—Details
- H03B5/06—Modifications of generator to ensure starting of oscillations
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 確実に発振起動し、安定した発振動作ができ
るようにする。 【解決手段】 定電流源回路１は、定電流Ｉds2 を出力
する。時間変化電流源回路２は、発振起動期間において
連続的に減少する電流Ｉds3 を出力する。電流Ｉds2 と
Ｉds3 の加算電流はＣＭＯＳインバータＩＮＶ１の電源
に供給される。発振開始信号がＶＣＣレベルに変化し、
トランジスタＭＮ１がＯＮすると、トランジスタＭＰ３
がＯＮし、電流Ｉds3 は０からＭＰ３の飽和電流値とな
る。次に発振開始信号がＧＮＤレベルに戻ると、コンデ
ンサＣｔが抵抗Ｒｔを通して充電され、これにより電流
Ｉds3 が連続的に減少し、０になる。発振起動開始時に
ＩＮＶ１の電源電流を増大させて相互コンダクタンスを
増大させることにより、確実に発振起動することが可能
となり、また電流源回路からＩＮＶ１に電源を供給し、
電源電流を連続的に減少させることにより、安定した発
振動作が可能となる。
るようにする。 【解決手段】 定電流源回路１は、定電流Ｉds2 を出力
する。時間変化電流源回路２は、発振起動期間において
連続的に減少する電流Ｉds3 を出力する。電流Ｉds2 と
Ｉds3 の加算電流はＣＭＯＳインバータＩＮＶ１の電源
に供給される。発振開始信号がＶＣＣレベルに変化し、
トランジスタＭＮ１がＯＮすると、トランジスタＭＰ３
がＯＮし、電流Ｉds3 は０からＭＰ３の飽和電流値とな
る。次に発振開始信号がＧＮＤレベルに戻ると、コンデ
ンサＣｔが抵抗Ｒｔを通して充電され、これにより電流
Ｉds3 が連続的に減少し、０になる。発振起動開始時に
ＩＮＶ１の電源電流を増大させて相互コンダクタンスを
増大させることにより、確実に発振起動することが可能
となり、また電流源回路からＩＮＶ１に電源を供給し、
電源電流を連続的に減少させることにより、安定した発
振動作が可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、半導体集積回路
においてＣＭＯＳインバータ等のインバータを用いた水
晶発振回路等の発振回路に関するもので、特に発振起動
時に前記発振インバータの電圧増幅率（または相互コン
ダクタンス）を増大させることにより不発振を防止する
（確実に発振起動する）ことができる発振回路に関す
る。
においてＣＭＯＳインバータ等のインバータを用いた水
晶発振回路等の発振回路に関するもので、特に発振起動
時に前記発振インバータの電圧増幅率（または相互コン
ダクタンス）を増大させることにより不発振を防止する
（確実に発振起動する）ことができる発振回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】半導体集積回路においてＣＭＯＳインバ
ータを用いた水晶発振回路に関するもので、特に発振起
動時にＣＭＯＳインバータの電圧増幅率または相互コン
ダクタンスを可変する技術に関するものに、（１）特開
昭５５−１０４１０６号公報、（２）特開昭５５−１０
４１０７号公報、（３）特開昭５６−３２８１０号公報
がある。
ータを用いた水晶発振回路に関するもので、特に発振起
動時にＣＭＯＳインバータの電圧増幅率または相互コン
ダクタンスを可変する技術に関するものに、（１）特開
昭５５−１０４１０６号公報、（２）特開昭５５−１０
４１０７号公報、（３）特開昭５６−３２８１０号公報
がある。
【０００３】上記の（１）特開昭５５−１０４１０６号
公報および（２）特開昭５５−１０４１０７号公報に
は、ＣＭＯＳインバータと制御回路とを設け、発振起動
時に制御回路によるスイッチ動作によってＣＭＯＳイン
バータの電圧増幅率または相互コンダクタンスを増大さ
せて不発振を防止するとともに定常発振動作に移行して
からの消費電流を減少させる技術が開示されている。
公報および（２）特開昭５５−１０４１０７号公報に
は、ＣＭＯＳインバータと制御回路とを設け、発振起動
時に制御回路によるスイッチ動作によってＣＭＯＳイン
バータの電圧増幅率または相互コンダクタンスを増大さ
せて不発振を防止するとともに定常発振動作に移行して
からの消費電流を減少させる技術が開示されている。
【０００４】また上記の（３）特開昭５６−３２８１０
号公報には、ＣＭＯＳインバータと電源の間に、発振起
動時にＣＭＯＳインバータの電源電圧を上昇させる制御
回路を設け、発振起動時にＣＭＯＳインバータの電源電
圧を低くし、相互コンダクタンスを低くしてスプリアス
振動（所望発振周波数よりも高い周波数による発振）を
防止する技術が開示されている。
号公報には、ＣＭＯＳインバータと電源の間に、発振起
動時にＣＭＯＳインバータの電源電圧を上昇させる制御
回路を設け、発振起動時にＣＭＯＳインバータの電源電
圧を低くし、相互コンダクタンスを低くしてスプリアス
振動（所望発振周波数よりも高い周波数による発振）を
防止する技術が開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の（１）
特開昭５５−１０４１０６号公報および（２）特開昭５
５−１０４１０７号公報に開示されている発振回路で
は、スイッチ動作によってＣＭＯＳインバータの相互コ
ンダクタンス値を瞬時に切り換えるため、水晶発振の振
幅や位相の瞬間的な変化を引き起こし、この発振回路か
らクロックの供給を受ける各種装置の動作が不安定にな
る場合があるという問題があった。また、電源電圧をＣ
ＭＯＳインバータに印加するため、定常発振動作時に電
源電圧が変化すると、ＣＭＯＳインバータの相互コンダ
クタンスが変化してしまい、水晶発振の振幅や位相が変
化してしまうという問題があった。
特開昭５５−１０４１０６号公報および（２）特開昭５
５−１０４１０７号公報に開示されている発振回路で
は、スイッチ動作によってＣＭＯＳインバータの相互コ
ンダクタンス値を瞬時に切り換えるため、水晶発振の振
幅や位相の瞬間的な変化を引き起こし、この発振回路か
らクロックの供給を受ける各種装置の動作が不安定にな
る場合があるという問題があった。また、電源電圧をＣ
ＭＯＳインバータに印加するため、定常発振動作時に電
源電圧が変化すると、ＣＭＯＳインバータの相互コンダ
クタンスが変化してしまい、水晶発振の振幅や位相が変
化してしまうという問題があった。
【０００６】また上記の（３）特開昭５６−３２８１０
号公報に開示されている発振回路では、発振起動時にＣ
ＭＯＳインバータの電源電圧を降下させ、ＣＭＯＳイン
バータの相互コンダクタンス値を減少させる回路である
ため、不発振を防止する機能は無く、また定常発振時に
はＣＭＯＳインバータに直接、電源電圧が印加されるた
め、定常発振時の電源電圧変化に対して水晶発振の振幅
や位相が変化してしまうという問題があった。
号公報に開示されている発振回路では、発振起動時にＣ
ＭＯＳインバータの電源電圧を降下させ、ＣＭＯＳイン
バータの相互コンダクタンス値を減少させる回路である
ため、不発振を防止する機能は無く、また定常発振時に
はＣＭＯＳインバータに直接、電源電圧が印加されるた
め、定常発振時の電源電圧変化に対して水晶発振の振幅
や位相が変化してしまうという問題があった。
【０００７】本発明は、このような従来の問題を解決す
るためになされたものであり、定常発振時の消費電流を
増大させることなく不発振を防止する（確実に発振起動
する）ことができ、発振振幅および位相が瞬間的に変化
することなく安定した発振動作ができる発振回路を提供
することを目的とするものである。
るためになされたものであり、定常発振時の消費電流を
増大させることなく不発振を防止する（確実に発振起動
する）ことができ、発振振幅および位相が瞬間的に変化
することなく安定した発振動作ができる発振回路を提供
することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明の発振回路は、帰還回路を介して入出力端子
間が接続されている発振インバータと、定電流である第
１の電流を出力する定電流源回路と、前記発振インバー
タの発振起動期間において連続的に変化する第２の電流
を出力する時間変化電流源回路とを備え、前記第１の電
流と前記第２の電流の加算電流を、前記発振インバータ
の電源電流としたことを特徴とするものである。
めに本発明の発振回路は、帰還回路を介して入出力端子
間が接続されている発振インバータと、定電流である第
１の電流を出力する定電流源回路と、前記発振インバー
タの発振起動期間において連続的に変化する第２の電流
を出力する時間変化電流源回路とを備え、前記第１の電
流と前記第２の電流の加算電流を、前記発振インバータ
の電源電流としたことを特徴とするものである。
【０００９】例えば、前記第２の電流は、前記発振起動
期間において連続的に減少変化し、前記発振起動期間が
経過したあとに一定値またはゼロになるものであり、前
記発振起動期間が経過したあとの前記加算電流は、前記
発振インバータが定常発振動作を保つために必要な定電
流値になる。
期間において連続的に減少変化し、前記発振起動期間が
経過したあとに一定値またはゼロになるものであり、前
記発振起動期間が経過したあとの前記加算電流は、前記
発振インバータが定常発振動作を保つために必要な定電
流値になる。
【００１０】また、前記時間変化電流源回路は、コンデ
ンサと抵抗とを有し、前記発振起動期間は、前記コンデ
ンサと前記抵抗の時定数により決まり、前記第２の電流
は、前記コンデンサと前記抵抗の接続点の電位変化に従
って連続的に減少変化する。
ンサと抵抗とを有し、前記発振起動期間は、前記コンデ
ンサと前記抵抗の時定数により決まり、前記第２の電流
は、前記コンデンサと前記抵抗の接続点の電位変化に従
って連続的に減少変化する。
【００１１】また、前記時間変化電流源回路は、ＭＯＳ
トランジスタを有し、前記相互コンダクタンスの変化量
を決める前記第２の電流の変化量は、前記ＭＯＳトラン
ジスタのディメンジョン値により決まる。あるいは、前
記時間変化電流源回路は、抵抗を有し、前記相互コンダ
クタンスの変化量を決める前記第２の電流の変化量は、
前記抵抗の値により決まる。
トランジスタを有し、前記相互コンダクタンスの変化量
を決める前記第２の電流の変化量は、前記ＭＯＳトラン
ジスタのディメンジョン値により決まる。あるいは、前
記時間変化電流源回路は、抵抗を有し、前記相互コンダ
クタンスの変化量を決める前記第２の電流の変化量は、
前記抵抗の値により決まる。
【００１２】
第１の実施形態 図１は本発明の第１の実施形態の水晶発振回路を示す回
路図である。この水晶発振回路は、定電流源回路１と、
時間変化電流源回路２と、水晶発振回路部３とから構成
されている。
路図である。この水晶発振回路は、定電流源回路１と、
時間変化電流源回路２と、水晶発振回路部３とから構成
されている。
【００１３】定電流源回路１は、定電流源Ｊ１と、ｐＭ
ＯＳトランジスタＭＰ１およびＭＰ２とから構成されて
いる。定電流源Ｊ１は、発振開始信号を受信すると（例
えば、発振開始信号が低電位レベル（ＧＮＤレベル）か
ら高電位レベル（ＶＣＣレベル）に変化したことを検出
すると）、定電流を流すことを開始し、このあと、発振
開始信号がＧＮＤレベルになっても定電流を流した状態
を保つ。トランジスタＭＰ１およびＭＰ２のソース電極
は、ともに正電源ＶＣＣに接続されている。またトラン
ジスタＭＰ１のゲート電極およびドレイン電極とトラン
ジスタＭＰ２のゲート電極とは、ともに定電流源Ｊ１の
電流引き込み端子に接続されている。すなわち、トラン
ジスタＭＰ１とＭＰ２とは、カレントミラー接続されて
いる。トランジスタＭＰ２のドレイン電極は水晶発振回
路部３に電流を出力する電流出力端子となる。トランジ
スタＭＰ１のソース・ドレイン間には定電流源Ｊ１によ
り既定される電流Ｉds1 が流れ、トランジスタＭＰ２の
ソース・ドレイン間には電流Ｉds1 に比例する電流Ｉds
2 が流れる。この電流Ｉds2 は、発振起動開始時以降、
定電流値Ｉｓとなる。すなわち、この定電流源回路１
は、定電流である電流Ｉds2 を出力するものである。な
お、上記の発振起動開始時の詳細については後述する。
ＯＳトランジスタＭＰ１およびＭＰ２とから構成されて
いる。定電流源Ｊ１は、発振開始信号を受信すると（例
えば、発振開始信号が低電位レベル（ＧＮＤレベル）か
ら高電位レベル（ＶＣＣレベル）に変化したことを検出
すると）、定電流を流すことを開始し、このあと、発振
開始信号がＧＮＤレベルになっても定電流を流した状態
を保つ。トランジスタＭＰ１およびＭＰ２のソース電極
は、ともに正電源ＶＣＣに接続されている。またトラン
ジスタＭＰ１のゲート電極およびドレイン電極とトラン
ジスタＭＰ２のゲート電極とは、ともに定電流源Ｊ１の
電流引き込み端子に接続されている。すなわち、トラン
ジスタＭＰ１とＭＰ２とは、カレントミラー接続されて
いる。トランジスタＭＰ２のドレイン電極は水晶発振回
路部３に電流を出力する電流出力端子となる。トランジ
スタＭＰ１のソース・ドレイン間には定電流源Ｊ１によ
り既定される電流Ｉds1 が流れ、トランジスタＭＰ２の
ソース・ドレイン間には電流Ｉds1 に比例する電流Ｉds
2 が流れる。この電流Ｉds2 は、発振起動開始時以降、
定電流値Ｉｓとなる。すなわち、この定電流源回路１
は、定電流である電流Ｉds2 を出力するものである。な
お、上記の発振起動開始時の詳細については後述する。
【００１４】時間変化電流源回路２は、ｎＭＯＳトラン
ジスタＭＮ１と、コンデンサＣｔと、抵抗Ｒｔと、ｐＭ
ＯＳトランジスタＭＰ３とから構成される。トランジス
タＭＮ１のゲート電極には外部から発振開始信号が入力
され、またトランジスタＭＮ１のソース電極は基準電源
ＧＮＤに接続されている。コンデンサＣｔは、トランジ
スタＭＮ１のドレイン電極と基準電源ＧＮＤの間に接続
されている。抵抗Ｒｔは、トランジスタＭＮ１のドレイ
ン電極と正電源ＶＣＣの間に接続されている。トランジ
スタＭＰ３のゲート電極はコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔの
接続点（ノードＮ１）に接続されており、ソース電極は
正電源ＶＣＣに接続されている。またトランジスタＭＰ
３のドレイン電極は水晶発振回路部３に電流を出力する
電流出力端子となる。トランジスタＭＰ３のソース・ド
レイン間にはノードＮ１の電位変化に従って変化する電
流Ｉds3 が流れる。この電流Ｉds3 は、発振起動開始時
に電流値Ｉｔとなり、発振起動開始時から定常発振開始
時までの発振起動期間中に時間とともに連続的に減少変
化し、定常発振開始時に０になる。すなわち、この時間
変化電流源回路２は、発振起動期間中に連続的に減少変
化する電流Ｉds3 を出力するものである。なお、上記の
発振起動期間およびこの発振起動期間の終了時である上
記の定常発振開始時は、コンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの
時定数により決まるものであり、その詳細については後
述する。
ジスタＭＮ１と、コンデンサＣｔと、抵抗Ｒｔと、ｐＭ
ＯＳトランジスタＭＰ３とから構成される。トランジス
タＭＮ１のゲート電極には外部から発振開始信号が入力
され、またトランジスタＭＮ１のソース電極は基準電源
ＧＮＤに接続されている。コンデンサＣｔは、トランジ
スタＭＮ１のドレイン電極と基準電源ＧＮＤの間に接続
されている。抵抗Ｒｔは、トランジスタＭＮ１のドレイ
ン電極と正電源ＶＣＣの間に接続されている。トランジ
スタＭＰ３のゲート電極はコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔの
接続点（ノードＮ１）に接続されており、ソース電極は
正電源ＶＣＣに接続されている。またトランジスタＭＰ
３のドレイン電極は水晶発振回路部３に電流を出力する
電流出力端子となる。トランジスタＭＰ３のソース・ド
レイン間にはノードＮ１の電位変化に従って変化する電
流Ｉds3 が流れる。この電流Ｉds3 は、発振起動開始時
に電流値Ｉｔとなり、発振起動開始時から定常発振開始
時までの発振起動期間中に時間とともに連続的に減少変
化し、定常発振開始時に０になる。すなわち、この時間
変化電流源回路２は、発振起動期間中に連続的に減少変
化する電流Ｉds3 を出力するものである。なお、上記の
発振起動期間およびこの発振起動期間の終了時である上
記の定常発振開始時は、コンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの
時定数により決まるものであり、その詳細については後
述する。
【００１５】水晶発振回路部３は、定電流源回路１から
の電流Ｉds2 と時間変化電流源回路２からの電流Ｉds3
の加算電流Ｉds2 ＋Ｉds3 が供給され、発振動作をする
ものであり、ＣＭＯＳインバータＩＮＶ１（発振インバ
ータ）と、抵抗Ｒｆと、水晶振動子Ｘ１と、負荷容量Ｃ
ｇおよびＣｄとから構成されている。抵抗Ｒｆおよび水
晶振動子Ｘ１は、ともにインバータＩＮＶ１の入出力端
子間に接続されている。負荷容量Ｃｇは、インバータＩ
ＮＶ１の入力端子と基準電源ＧＮＤの間に接続されてい
る。負荷容量Ｃｄは、インバータＩＮＶ１の出力端子と
基準電源ＧＮＤの間に接続されている。インバータＩＮ
Ｖ１は、ＣＭＯＳインバータを構成する図示しないｎＭ
ＯＳトランジスタのソース電極である第１の電源端子
と、ＣＭＯＳインバータを構成する図示しないｐＭＯＳ
トランジスタのソース電極である第２の電源端子とを有
する。インバータＩＮＶ１の第１の電源端子は基準電源
ＧＮＤに接続されている。インバータＩＮＶ１の第２の
電源端子は、定電流源回路１の電流出力端子であるトラ
ンジスタＭＰ２のドレイン電極、および時間変化電流源
回路２の電流出力端子であるトランジスタＭＰ３のドレ
イン電極に接続されている。抵抗Ｒｆと水晶振動子Ｘ１
と負荷容量ＣｇおよびＣｄとは、インバータＩＮＶ１の
入出力端子間を接続する帰還回路を構成する。発振起動
期間を経過したあとの電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 は、イン
バータＩＮＶ１が定常発振動作を保つために必要な電流
となる。ここでは、発振起動期間を経過したあとの時間
変化電流源回路２の出力電流Ｉds3 は０となるので、定
電流源回路１の出力電流のＩds2の電流値Ｉｓは、イン
バータＩＮＶ１が定常発振動作を保つために必要な電流
値である。
の電流Ｉds2 と時間変化電流源回路２からの電流Ｉds3
の加算電流Ｉds2 ＋Ｉds3 が供給され、発振動作をする
ものであり、ＣＭＯＳインバータＩＮＶ１（発振インバ
ータ）と、抵抗Ｒｆと、水晶振動子Ｘ１と、負荷容量Ｃ
ｇおよびＣｄとから構成されている。抵抗Ｒｆおよび水
晶振動子Ｘ１は、ともにインバータＩＮＶ１の入出力端
子間に接続されている。負荷容量Ｃｇは、インバータＩ
ＮＶ１の入力端子と基準電源ＧＮＤの間に接続されてい
る。負荷容量Ｃｄは、インバータＩＮＶ１の出力端子と
基準電源ＧＮＤの間に接続されている。インバータＩＮ
Ｖ１は、ＣＭＯＳインバータを構成する図示しないｎＭ
ＯＳトランジスタのソース電極である第１の電源端子
と、ＣＭＯＳインバータを構成する図示しないｐＭＯＳ
トランジスタのソース電極である第２の電源端子とを有
する。インバータＩＮＶ１の第１の電源端子は基準電源
ＧＮＤに接続されている。インバータＩＮＶ１の第２の
電源端子は、定電流源回路１の電流出力端子であるトラ
ンジスタＭＰ２のドレイン電極、および時間変化電流源
回路２の電流出力端子であるトランジスタＭＰ３のドレ
イン電極に接続されている。抵抗Ｒｆと水晶振動子Ｘ１
と負荷容量ＣｇおよびＣｄとは、インバータＩＮＶ１の
入出力端子間を接続する帰還回路を構成する。発振起動
期間を経過したあとの電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 は、イン
バータＩＮＶ１が定常発振動作を保つために必要な電流
となる。ここでは、発振起動期間を経過したあとの時間
変化電流源回路２の出力電流Ｉds3 は０となるので、定
電流源回路１の出力電流のＩds2の電流値Ｉｓは、イン
バータＩＮＶ１が定常発振動作を保つために必要な電流
値である。
【００１６】次に、図１に示す第１の実施形態の水晶発
振回路の動作を説明する。図２は図１に示す第１の実施
形態の水晶発振回路の動作タイムチャートであり、
（ａ）は発振開始信号の電圧波形、（ｂ）はノードＮ１
の電圧波形（コンデンサＣｔの充電電圧波形）、（ｃ）
はトランジスタＭＰ３のソースドレイン電流Ｉds3 の波
形、（ｄ）はトランジスタＭＰ２のソースドレイン電流
Ｉds2 の波形、（ｅ）はインバータＩＮＶ１の電源電流
Ｉds2 ＋Ｉds3 の波形を示す。
振回路の動作を説明する。図２は図１に示す第１の実施
形態の水晶発振回路の動作タイムチャートであり、
（ａ）は発振開始信号の電圧波形、（ｂ）はノードＮ１
の電圧波形（コンデンサＣｔの充電電圧波形）、（ｃ）
はトランジスタＭＰ３のソースドレイン電流Ｉds3 の波
形、（ｄ）はトランジスタＭＰ２のソースドレイン電流
Ｉds2 の波形、（ｅ）はインバータＩＮＶ１の電源電流
Ｉds2 ＋Ｉds3 の波形を示す。
【００１７】図２の動作タイムチャートにおいて、時刻
ｔ０以前では、図２（ａ）に示すように発振開始信号の
電位は０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）であるので、トランジ
スタＭＮ１はＯＦＦしている。従って、コンデンサＣｔ
の充電電圧はＶＣＣであり、ノードＮ１の電位はＶＣＣ
レベルである（図２（ｂ））。さらにノードＮ１がＶＣ
Ｃレベルなので、トランジスタＭＰ３はＯＦＦしてお
り、従ってトランジスタＭＰ３のソースドレイン電流Ｉ
ds3 の初期値（発振開始信号が入力される時刻ｔ０以前
の電流値）は０（ゼロ）である（図２（ｄ））。また、
定電流源Ｊ１により決まるトランジスタＭＰ１のソース
ドレイン電流Ｉｄｓ１の初期値は０であるものとし、従
ってトランジスタＭＰ２のソースドレイン電流Ｉds2 の
初期値も０であるものとする（図２（ｃ））。また、イ
ンバータＩＮＶ１に供給される電源電流は電流Ｉds2 と
電流Ｉds3 の合計Ｉds2 ＋Ｉds3 であり、電流Ｉds2 お
よびＩds3 がともに０なので、インバータＩＮＶ１の電
源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の初期値は０である（図２
（ｅ））。インバータＩＮＶ１に電源電流が供給されな
いので、水晶発振回路部３は発振停止している。
ｔ０以前では、図２（ａ）に示すように発振開始信号の
電位は０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）であるので、トランジ
スタＭＮ１はＯＦＦしている。従って、コンデンサＣｔ
の充電電圧はＶＣＣであり、ノードＮ１の電位はＶＣＣ
レベルである（図２（ｂ））。さらにノードＮ１がＶＣ
Ｃレベルなので、トランジスタＭＰ３はＯＦＦしてお
り、従ってトランジスタＭＰ３のソースドレイン電流Ｉ
ds3 の初期値（発振開始信号が入力される時刻ｔ０以前
の電流値）は０（ゼロ）である（図２（ｄ））。また、
定電流源Ｊ１により決まるトランジスタＭＰ１のソース
ドレイン電流Ｉｄｓ１の初期値は０であるものとし、従
ってトランジスタＭＰ２のソースドレイン電流Ｉds2 の
初期値も０であるものとする（図２（ｃ））。また、イ
ンバータＩＮＶ１に供給される電源電流は電流Ｉds2 と
電流Ｉds3 の合計Ｉds2 ＋Ｉds3 であり、電流Ｉds2 お
よびＩds3 がともに０なので、インバータＩＮＶ１の電
源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の初期値は０である（図２
（ｅ））。インバータＩＮＶ１に電源電流が供給されな
いので、水晶発振回路部３は発振停止している。
【００１８】次に、時刻ｔ０で、発振開始信号が入力さ
れると、すなわち発振開始信号が０［Ｖ］（ＧＮＤレベ
ル）からＶＣＣレベルに変化すると（図２（ｂ））、ト
ランジスタＭＮ１がターンＯＮし、これによりコンデン
サＣｔがトランジスタＭＮ１を通して瞬時に放電し、コ
ンデンサＣｔの充電電圧は０［Ｖ］となり、ノードＮ１
の電位すなわちトランジスタＭＰ３のゲート電位は０
［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に降下する（図２（ｂ））。ト
ランジスタＭＰ３のゲート電位が０［Ｖ］になったこと
により、トランジスタＭＰ３がターンＯＮし、これによ
りトランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉds3 は
０から飽和電流値Ｉｔに変化する（図２（ｃ））。この
トランジスタＭＰ３の飽和電流値Ｉｔの大きさは、トラ
ンジスタＭＰ３のディメンジョン値によって設定するこ
とができる。なお、発振開始信号が入力される（この第
１の実施形態ではＧＮＤレベルからＶＣＣレベルに変化
する）時刻ｔ０が、発振起動開始時である。
れると、すなわち発振開始信号が０［Ｖ］（ＧＮＤレベ
ル）からＶＣＣレベルに変化すると（図２（ｂ））、ト
ランジスタＭＮ１がターンＯＮし、これによりコンデン
サＣｔがトランジスタＭＮ１を通して瞬時に放電し、コ
ンデンサＣｔの充電電圧は０［Ｖ］となり、ノードＮ１
の電位すなわちトランジスタＭＰ３のゲート電位は０
［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に降下する（図２（ｂ））。ト
ランジスタＭＰ３のゲート電位が０［Ｖ］になったこと
により、トランジスタＭＰ３がターンＯＮし、これによ
りトランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉds3 は
０から飽和電流値Ｉｔに変化する（図２（ｃ））。この
トランジスタＭＰ３の飽和電流値Ｉｔの大きさは、トラ
ンジスタＭＰ３のディメンジョン値によって設定するこ
とができる。なお、発振開始信号が入力される（この第
１の実施形態ではＧＮＤレベルからＶＣＣレベルに変化
する）時刻ｔ０が、発振起動開始時である。
【００１９】一方、時刻ｔ０で、発振開始信号が入力さ
れると、定電流源Ｊ１はトランジスタＭＰ１のソース・
ドレイン電流Ｉds1 を０から所定電流値ｋ１×Ｉｓに変
化させる。上記のｋ１は電流Ｉds1 とＩds2 の間の比例
定数であり、Ｉds2 ＝Ｉds1／ｋ１である。電流Ｉds1
の電流値がｋ１×Ｉｓになったことにより、トランジス
タＭＰ２のソース・ドレイン電流Ｉds2 の電流値は、０
からＩｓに変化する（図２（ｄ））。この電流値Ｉｓ
は、水晶発振回路部３が定常発振動作を保つために必要
なインバータＩＮＶ１の電源電流値である。
れると、定電流源Ｊ１はトランジスタＭＰ１のソース・
ドレイン電流Ｉds1 を０から所定電流値ｋ１×Ｉｓに変
化させる。上記のｋ１は電流Ｉds1 とＩds2 の間の比例
定数であり、Ｉds2 ＝Ｉds1／ｋ１である。電流Ｉds1
の電流値がｋ１×Ｉｓになったことにより、トランジス
タＭＰ２のソース・ドレイン電流Ｉds2 の電流値は、０
からＩｓに変化する（図２（ｄ））。この電流値Ｉｓ
は、水晶発振回路部３が定常発振動作を保つために必要
なインバータＩＮＶ１の電源電流値である。
【００２０】上記の電流Ｉds2 および電流Ｉds3 の変化
により、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3
の電流値は、時刻ｔ０で、０からＩｓ＋Ｉｔに変化する
（図２（ｅ））。インバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンスは、電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 に依存し、電源電流Ｉ
ds2 ＋Ｉds3 が大きいほど、大きくなる。そして発振起
動開始時の相互コンダクタンスを大きくすることによ
り、水晶発振回路部３を確実に発振起動させることがで
きる。電源電流値がＩｓ＋ＩｔのときのインバータＩＮ
Ｖ１の相互コンダクタンス値をｇｍ１とすると、この相
互コンダクタンス値ｇｍ１を変えるには、電流値Ｉｔの
大きさを変えれば良く、電流値Ｉｔの大きさを変えるに
は、上述したようにトランジスタＭＰ３のディメンジョ
ン値を変えれば良い。
により、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3
の電流値は、時刻ｔ０で、０からＩｓ＋Ｉｔに変化する
（図２（ｅ））。インバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンスは、電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 に依存し、電源電流Ｉ
ds2 ＋Ｉds3 が大きいほど、大きくなる。そして発振起
動開始時の相互コンダクタンスを大きくすることによ
り、水晶発振回路部３を確実に発振起動させることがで
きる。電源電流値がＩｓ＋ＩｔのときのインバータＩＮ
Ｖ１の相互コンダクタンス値をｇｍ１とすると、この相
互コンダクタンス値ｇｍ１を変えるには、電流値Ｉｔの
大きさを変えれば良く、電流値Ｉｔの大きさを変えるに
は、上述したようにトランジスタＭＰ３のディメンジョ
ン値を変えれば良い。
【００２１】次に、時刻ｔ１で、発振開始信号がＶＣＣ
レベルから０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に戻ると（図２
（ａ））、トランジスタＭＮ１がターンＯＦＦし、これ
によりコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数に従ってコ
ンデンサＣｔの充電が開始され、このコンデンサＣｔの
充電動作により、時刻ｔ１以降、ノードＮ１の電位すな
わちトランジスタＭＰ３のゲート電位が時間とともに連
続的に上昇していく（図２（ｂ））。そして、時刻ｔ２
で、トランジスタＭＰ３は飽和領域動作から非飽和領域
動作に移行する。これにより、トランジスタＭＰ３のソ
ース・ドレイン電流Ｉds3 は、時刻ｔ２以降、時間とと
もに連続的に減少していき、時刻ｔ３で０になる（図２
（ｃ））。
レベルから０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に戻ると（図２
（ａ））、トランジスタＭＮ１がターンＯＦＦし、これ
によりコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数に従ってコ
ンデンサＣｔの充電が開始され、このコンデンサＣｔの
充電動作により、時刻ｔ１以降、ノードＮ１の電位すな
わちトランジスタＭＰ３のゲート電位が時間とともに連
続的に上昇していく（図２（ｂ））。そして、時刻ｔ２
で、トランジスタＭＰ３は飽和領域動作から非飽和領域
動作に移行する。これにより、トランジスタＭＰ３のソ
ース・ドレイン電流Ｉds3 は、時刻ｔ２以降、時間とと
もに連続的に減少していき、時刻ｔ３で０になる（図２
（ｃ））。
【００２２】上記のように、時間変化電流源回路２の出
力である電流Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ２におい
て一定値Ｉｔであり、時刻ｔ２〜ｔ３において、抵抗Ｒ
ｔを通してコンデンサＣｔを充電することによるノード
Ｎ１すなわちトランジスタＭＰ３のゲート電位の上昇に
伴い、連続的に減少していき、時刻ｔ３で０になる。ま
た、定電流源回路１の出力である電流Ｉds2 の電流値
は、時刻ｔ０以降において一定値Ｉｓである（図２
（ｄ））。従って、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds
2 ＋Ｉds3 の電流値は、ｔ０〜ｔ２において一定値Ｉｓ
＋Ｉｔであり、時刻ｔ２〜ｔ３において連続的に減少変
化し、時刻ｔ３でＩｓになり、これ以降一定値Ｉｓとな
る（図２（ｅ））。なお、発振起動開始時である時刻ｔ
０から時間変化電流源回路２の出力電流Ｉds3 が０とな
る（あるいは一定値となる場合もある）時刻ｔ３までの
期間が発振起動期間である。また、電流Ｉds3 が０ある
いは一定値となる時刻ｔ３が定常発振開始時である。定
常発振開始時以降、水晶発振回路部３は定常発振動作を
する。時刻ｔ０〜ｔ３の発振起動期間の長さは、コンデ
ンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により設定することがで
きる。
力である電流Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ２におい
て一定値Ｉｔであり、時刻ｔ２〜ｔ３において、抵抗Ｒ
ｔを通してコンデンサＣｔを充電することによるノード
Ｎ１すなわちトランジスタＭＰ３のゲート電位の上昇に
伴い、連続的に減少していき、時刻ｔ３で０になる。ま
た、定電流源回路１の出力である電流Ｉds2 の電流値
は、時刻ｔ０以降において一定値Ｉｓである（図２
（ｄ））。従って、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds
2 ＋Ｉds3 の電流値は、ｔ０〜ｔ２において一定値Ｉｓ
＋Ｉｔであり、時刻ｔ２〜ｔ３において連続的に減少変
化し、時刻ｔ３でＩｓになり、これ以降一定値Ｉｓとな
る（図２（ｅ））。なお、発振起動開始時である時刻ｔ
０から時間変化電流源回路２の出力電流Ｉds3 が０とな
る（あるいは一定値となる場合もある）時刻ｔ３までの
期間が発振起動期間である。また、電流Ｉds3 が０ある
いは一定値となる時刻ｔ３が定常発振開始時である。定
常発振開始時以降、水晶発振回路部３は定常発振動作を
する。時刻ｔ０〜ｔ３の発振起動期間の長さは、コンデ
ンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により設定することがで
きる。
【００２３】また、電源電流値がＩｓのときのインバー
タＩＮＶ１の相互コンダクタンス値をｇｍ０とすると、
このｇｍ０は電源電流値がＩｓ＋Ｉｔのときの相互コン
ダクタンス値ｇｍ１よりも小さくなる。この相互コンダ
クタンス値ｇｍ０は、水晶発振回路部３が定常発振動作
を保つために必要なインバータＩＮＶ１の相互コンダク
タンス値である。インバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンスは、時刻ｔ２〜ｔ３において、電源電流の減少に伴
い、ｇｍ１から時間とともに連続的に減少していき、時
刻ｔ３でｇｍ０となる。
タＩＮＶ１の相互コンダクタンス値をｇｍ０とすると、
このｇｍ０は電源電流値がＩｓ＋Ｉｔのときの相互コン
ダクタンス値ｇｍ１よりも小さくなる。この相互コンダ
クタンス値ｇｍ０は、水晶発振回路部３が定常発振動作
を保つために必要なインバータＩＮＶ１の相互コンダク
タンス値である。インバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンスは、時刻ｔ２〜ｔ３において、電源電流の減少に伴
い、ｇｍ１から時間とともに連続的に減少していき、時
刻ｔ３でｇｍ０となる。
【００２４】このように、発振起動開始時において、イ
ンバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2＋Ｉds3 は、定常発
振動作を保つために必要なＩｓよりも大きなＩｓ＋Ｉｔ
となり、従ってインバータＩＮＶ１の相互コンダクタン
スは、定常発振動作を保つために必要なｇｍ０よりも大
きなｇｍ１となるので、水晶発振回路部３を確実に発振
起動することができる。また、電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3
は、発振起動期間において連続的に減少していき、定常
発振開始時にＩｓとなり、従ってインバータＩＮＶ１の
相互コンダクタンスは、発振起動期間において連続的に
減少していき、定常発振開始時にｇｍ０となるので、発
振起動期間において水晶発振の振幅および位相が瞬間的
に（不連続に）変化することはない。また、発振起動期
間においてインバータＩＮＶ１の電源電流値を、定常発
振動作を保つために必要な電流値Ｉｓに減少させ、定常
発振動作におけるインバータＩＮＶ１の電源電流値をＩ
ｓに保つので、定常発振動作における消費電流を増大さ
せることがない。また、定電流源回路１と時間変化電流
源回路２、あるいは定電流源回路１からインバータＩＮ
Ｖ１に電源を供給し、インバータＩＮＶ１に電源電圧を
印加することがないので、定常発振動作において水晶発
振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化するこ
とはない。また、発振起動期間においてインバータＩＮ
Ｖ１の電源電流値を、定常発振動作を保つために必要な
電流値Ｉｓに減少させ、定常発振動作におけるインバー
タＩＮＶ１の電源電流値をＩｓに保つので、定常発振動
作における消費電流を増大させることがない。また、定
電流源回路１と時間変化電流源回路２、あるいは定電流
源回路１からインバータＩＮＶ１に電源電流を供給して
おり、電源電圧が変化してもインバータＩＮＶの電源電
流を一定値Ｉｓに保つことができ従ってインバータＩＮ
Ｖ１の相互コンダクタンス値を一定値ｇｍ０に保つこと
ができるので、電源電圧の変化により水晶発振の振幅お
よび位相が瞬間的に（不連続に）変化することはない。
さらに、発振起動開始時におけるインバータＩＮＶ１の
電源電流の増加量となり、従ってインバータＩＮＶ１の
相互コンダクタンスの増加量に対応するトランジスタＭ
Ｐ３の飽和電流値Ｉｔを、トランジスタＭＰ３のディメ
ンジョン値によって設定することができ、また発振起動
期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数によ
り設定することができる。
ンバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2＋Ｉds3 は、定常発
振動作を保つために必要なＩｓよりも大きなＩｓ＋Ｉｔ
となり、従ってインバータＩＮＶ１の相互コンダクタン
スは、定常発振動作を保つために必要なｇｍ０よりも大
きなｇｍ１となるので、水晶発振回路部３を確実に発振
起動することができる。また、電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3
は、発振起動期間において連続的に減少していき、定常
発振開始時にＩｓとなり、従ってインバータＩＮＶ１の
相互コンダクタンスは、発振起動期間において連続的に
減少していき、定常発振開始時にｇｍ０となるので、発
振起動期間において水晶発振の振幅および位相が瞬間的
に（不連続に）変化することはない。また、発振起動期
間においてインバータＩＮＶ１の電源電流値を、定常発
振動作を保つために必要な電流値Ｉｓに減少させ、定常
発振動作におけるインバータＩＮＶ１の電源電流値をＩ
ｓに保つので、定常発振動作における消費電流を増大さ
せることがない。また、定電流源回路１と時間変化電流
源回路２、あるいは定電流源回路１からインバータＩＮ
Ｖ１に電源を供給し、インバータＩＮＶ１に電源電圧を
印加することがないので、定常発振動作において水晶発
振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化するこ
とはない。また、発振起動期間においてインバータＩＮ
Ｖ１の電源電流値を、定常発振動作を保つために必要な
電流値Ｉｓに減少させ、定常発振動作におけるインバー
タＩＮＶ１の電源電流値をＩｓに保つので、定常発振動
作における消費電流を増大させることがない。また、定
電流源回路１と時間変化電流源回路２、あるいは定電流
源回路１からインバータＩＮＶ１に電源電流を供給して
おり、電源電圧が変化してもインバータＩＮＶの電源電
流を一定値Ｉｓに保つことができ従ってインバータＩＮ
Ｖ１の相互コンダクタンス値を一定値ｇｍ０に保つこと
ができるので、電源電圧の変化により水晶発振の振幅お
よび位相が瞬間的に（不連続に）変化することはない。
さらに、発振起動開始時におけるインバータＩＮＶ１の
電源電流の増加量となり、従ってインバータＩＮＶ１の
相互コンダクタンスの増加量に対応するトランジスタＭ
Ｐ３の飽和電流値Ｉｔを、トランジスタＭＰ３のディメ
ンジョン値によって設定することができ、また発振起動
期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数によ
り設定することができる。
【００２５】以上のように第１の実施形態の水晶発振回
路によれば、定電流である電流Ｉds2 を出力する定電流
源回路１と、発振起動期間において連続的に減少する電
流Ｉds3 を出力する時間変化電流源回路２とを設け、こ
の２つの電流の加算電流Ｉds2 ＋Ｉds3 をインバータＩ
ＮＶ１の電源に供給するようにしたことにより、定常発
振動作における消費電流を増大させることなく確実に発
振起動することができ、発振振幅および位相が瞬間的に
変化することなく安定した発振動作ができる。さらに、
発振起動開始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンス増加量を、時間変化電流源回路２のトランジスタＭ
Ｐ３のディメンジョン値で決定することができる。ま
た、発振起動期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔと
の時定数により決定することができる。従って、コンデ
ンサＣｔに可変コンデンサ、抵抗Ｒｔにに可変抵抗を用
いれば、発振起動期間の長さを調整することが可能にな
り、は発振回路の製造バラツキおよび水晶振動子Ｘ１の
バラツキを補正することができる。
路によれば、定電流である電流Ｉds2 を出力する定電流
源回路１と、発振起動期間において連続的に減少する電
流Ｉds3 を出力する時間変化電流源回路２とを設け、こ
の２つの電流の加算電流Ｉds2 ＋Ｉds3 をインバータＩ
ＮＶ１の電源に供給するようにしたことにより、定常発
振動作における消費電流を増大させることなく確実に発
振起動することができ、発振振幅および位相が瞬間的に
変化することなく安定した発振動作ができる。さらに、
発振起動開始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンス増加量を、時間変化電流源回路２のトランジスタＭ
Ｐ３のディメンジョン値で決定することができる。ま
た、発振起動期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔと
の時定数により決定することができる。従って、コンデ
ンサＣｔに可変コンデンサ、抵抗Ｒｔにに可変抵抗を用
いれば、発振起動期間の長さを調整することが可能にな
り、は発振回路の製造バラツキおよび水晶振動子Ｘ１の
バラツキを補正することができる。
【００２６】第２の実施形態 図３は本発明の第２の実施形態の水晶発振回路を示す回
路図である。この水晶発振回路は、定電流源回路１と、
時間変化電流源回路４と、水晶発振回路部３とから構成
されている。なお、上記第１の実施形態と同じものに
は、同じ符号を付してある。すなわち、第２の実施形態
の水晶発振回路は、上記第１の実施形態の水晶発振回路
において、時間変化電流源回路２を時間変化電流源回路
４としたものである。
路図である。この水晶発振回路は、定電流源回路１と、
時間変化電流源回路４と、水晶発振回路部３とから構成
されている。なお、上記第１の実施形態と同じものに
は、同じ符号を付してある。すなわち、第２の実施形態
の水晶発振回路は、上記第１の実施形態の水晶発振回路
において、時間変化電流源回路２を時間変化電流源回路
４としたものである。
【００２７】時間変化電流源回路４は、ｎＭＯＳトラン
ジスタＭＮ１と、コンデンサＣｔと、抵抗ＲｔおよびＲ
１と、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５
と、オペアンプＯＰ１とから構成される。トランジスタ
ＭＰ５のゲート電極には発振開始信号が入力され、また
トランジスタＭＰ５のソース電極は正電源ＶＣＣに接続
されている。コンデンサＣｔはトランジスタＭＰ５のド
レイン電極と正電源ＶＣＣの間に接続されている。抵抗
ＲｔはトランジスタＭＰ５のドレイン電極と基準電源Ｇ
ＮＤの間に接続されている。
ジスタＭＮ１と、コンデンサＣｔと、抵抗ＲｔおよびＲ
１と、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５
と、オペアンプＯＰ１とから構成される。トランジスタ
ＭＰ５のゲート電極には発振開始信号が入力され、また
トランジスタＭＰ５のソース電極は正電源ＶＣＣに接続
されている。コンデンサＣｔはトランジスタＭＰ５のド
レイン電極と正電源ＶＣＣの間に接続されている。抵抗
ＲｔはトランジスタＭＰ５のドレイン電極と基準電源Ｇ
ＮＤの間に接続されている。
【００２８】オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋入
力端子）は、トランジスタＭＰ５のドレイン電極とコン
デンサＣｔと抵抗Ｒｔの接続点（ノードＮ２）に接続さ
れている。抵抗Ｒ１は、オペアンプＯＰ１の反転入力端
子（−入力端子）と基準電源ＧＮＤの間に接続されてい
る。トランジスタＭＮ１のゲート電極はオペアンプＯＰ
１の出力端子に接続され、またソース電極はオペアンプ
ＯＰ１の−入力端子に接続されている。
力端子）は、トランジスタＭＰ５のドレイン電極とコン
デンサＣｔと抵抗Ｒｔの接続点（ノードＮ２）に接続さ
れている。抵抗Ｒ１は、オペアンプＯＰ１の反転入力端
子（−入力端子）と基準電源ＧＮＤの間に接続されてい
る。トランジスタＭＮ１のゲート電極はオペアンプＯＰ
１の出力端子に接続され、またソース電極はオペアンプ
ＯＰ１の−入力端子に接続されている。
【００２９】トランジスタＭＰ３のドレイン電極は、定
電流源回路１のトランジスタＭＰ２のドレイン電極とと
もに、水晶発振回路部３のインバータＩＮＶ１の第２の
電源端子に接続されている。トランジスタＭＰ３および
ＭＰ４のソース電極は、ともに正電源ＶＣＣに接続され
ている。トランジスタＭＰ３のゲート電極とトランジス
タＭＰ４のゲート電極およびドレイン電極とは、ともに
トランジスタＭＮ１のドレイン電極に接続されている。
すなわち、トランジスタＭＰ３とＭＰ４とは、カレント
ミラー接続されている。またトランジスタＭＰ３のドレ
イン電極は水晶発振回路部３に電流を出力する電流出力
端子となる。トランジスタＭＰ４のソース・ドレイン間
には、トランジスタＭＮ１および抵抗Ｒ１により既定さ
れる電流Ｉds4 が流れ、トランジスタＭＰ３のソース・
ドレイン間には電流Ｉds4 に比例する電流Ｉds3 が流れ
る。この電流Ｉds3 は、発振起動開始時に、水晶発振回
路部３のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスを増
加させ、水晶発振回路部３を確実に発振起動させるため
の電流である。
電流源回路１のトランジスタＭＰ２のドレイン電極とと
もに、水晶発振回路部３のインバータＩＮＶ１の第２の
電源端子に接続されている。トランジスタＭＰ３および
ＭＰ４のソース電極は、ともに正電源ＶＣＣに接続され
ている。トランジスタＭＰ３のゲート電極とトランジス
タＭＰ４のゲート電極およびドレイン電極とは、ともに
トランジスタＭＮ１のドレイン電極に接続されている。
すなわち、トランジスタＭＰ３とＭＰ４とは、カレント
ミラー接続されている。またトランジスタＭＰ３のドレ
イン電極は水晶発振回路部３に電流を出力する電流出力
端子となる。トランジスタＭＰ４のソース・ドレイン間
には、トランジスタＭＮ１および抵抗Ｒ１により既定さ
れる電流Ｉds4 が流れ、トランジスタＭＰ３のソース・
ドレイン間には電流Ｉds4 に比例する電流Ｉds3 が流れ
る。この電流Ｉds3 は、発振起動開始時に、水晶発振回
路部３のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスを増
加させ、水晶発振回路部３を確実に発振起動させるため
の電流である。
【００３０】次に、図３に示す第２の実施形態の水晶発
振回路の動作を説明する。図４は図３に示す第２の実施
形態の水晶発振回路の動作タイムチャートであり、
（ａ）は発振開始信号の電圧波形、（ｂ）はノードＮ２
の電圧波形、（ｃ）はトランジスタＭＰ３のソース・ド
レイン電流Ｉds3 の波形、（ｄ）はトランジスタＭＰ２
のソース・ドレイン電流Ｉds2 の波形、（ｅ）はインバ
ータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の波形を示す。
振回路の動作を説明する。図４は図３に示す第２の実施
形態の水晶発振回路の動作タイムチャートであり、
（ａ）は発振開始信号の電圧波形、（ｂ）はノードＮ２
の電圧波形、（ｃ）はトランジスタＭＰ３のソース・ド
レイン電流Ｉds3 の波形、（ｄ）はトランジスタＭＰ２
のソース・ドレイン電流Ｉds2 の波形、（ｅ）はインバ
ータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の波形を示す。
【００３１】図４の動作タイムチャートにおいて、時刻
ｔ０以前では、図４（ａ）に示すように発振開始信号の
電位はＶＣＣレベルであるので、トランジスタＭＮ５は
ＯＦＦしている。従って、コンデンサＣｔの充電電圧は
ＶＣＣであり、ノードＮ２の電位は０［Ｖ］である（図
４（ｂ））。さらにノードＮ２すなわちオペアンプＯＰ
１の＋入力端子が０［Ｖ］であり、オペアンプＯＰ１の
−入力端子は負電位ではないので、オペアンプＯＰ１の
出力端子すなわちトランジスタＭＮ１のゲート電位は０
［Ｖ］または負電位であり、トランジスタＭＮ１はＯＦ
Ｆしている。従ってトランジスタＭＰ４のソース・ドレ
イン電流Ｉds4 の初期値（発振開始信号が入力される時
刻ｔ０以前の電流値）は０である。これにより、電流Ｉ
ds4 に比例するトランジスタＭＰ３のソース・ドレイン
電流Ｉds3 の初期値も０である（図４（ｄ））。また、
上記第１の実施形態と同様に、トランジスタＭＰ２のソ
ース・ドレイン電流Ｉds2 の初期値は０であるものとす
る（図４（ｃ））。また、電流Ｉds2 およびＩds3 がと
もに０なので、インバータＩＮＶ１に供給される電源電
流Ｉds2 ＋Ｉds3 の初期値は０である（図４（ｅ））。
インバータＩＮＶ１に電源電流が供給されないので、水
晶発振回路部３は発振停止している。
ｔ０以前では、図４（ａ）に示すように発振開始信号の
電位はＶＣＣレベルであるので、トランジスタＭＮ５は
ＯＦＦしている。従って、コンデンサＣｔの充電電圧は
ＶＣＣであり、ノードＮ２の電位は０［Ｖ］である（図
４（ｂ））。さらにノードＮ２すなわちオペアンプＯＰ
１の＋入力端子が０［Ｖ］であり、オペアンプＯＰ１の
−入力端子は負電位ではないので、オペアンプＯＰ１の
出力端子すなわちトランジスタＭＮ１のゲート電位は０
［Ｖ］または負電位であり、トランジスタＭＮ１はＯＦ
Ｆしている。従ってトランジスタＭＰ４のソース・ドレ
イン電流Ｉds4 の初期値（発振開始信号が入力される時
刻ｔ０以前の電流値）は０である。これにより、電流Ｉ
ds4 に比例するトランジスタＭＰ３のソース・ドレイン
電流Ｉds3 の初期値も０である（図４（ｄ））。また、
上記第１の実施形態と同様に、トランジスタＭＰ２のソ
ース・ドレイン電流Ｉds2 の初期値は０であるものとす
る（図４（ｃ））。また、電流Ｉds2 およびＩds3 がと
もに０なので、インバータＩＮＶ１に供給される電源電
流Ｉds2 ＋Ｉds3 の初期値は０である（図４（ｅ））。
インバータＩＮＶ１に電源電流が供給されないので、水
晶発振回路部３は発振停止している。
【００３２】次に、時刻ｔ０で、発振開始信号が入力さ
れると、すなわち発振開始信号がＶＣＣレベルから０
［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に変化すると（図４（ａ））、
トランジスタＭＮ５がターンＯＮし、これによりコンデ
ンサＣｔがトランジスタＭＮ５を通して瞬時に放電し、
コンデンサＣｔの充電電圧は０［Ｖ］となり、ノードＮ
２の電位すなわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位
はＶＣＣレベルに上昇する（図４（ｂ））。オペアンプ
ＯＰ１の＋入力端子がＶＣＣレベルになったことによ
り、オペアンプＯＰ１の出力端子の電位はＶＣＣレベル
に上昇する。これにより、トランジスタＭＰ４のソース
・ドレイン電流Ｉds4 は０から飽和電流値ｋ２×Ｉｔに
変化し、トランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉ
ds3 は０から飽和電流値Ｉｔに変化する（図４
（ｃ））。上記のｋ２は電流Ｉds3 とＩds4 の間の比例
定数であり、Ｉds3 ＝Ｉds4 ／ｋ２である。また、トラ
ンジスタＭＰ４の電流値ｋ２×Ｉｔは、およそＶＣＣ／
Ｒ１である。従って、トランジスタＭＰ３の電流値Ｉｔ
は、およそＶＣＣ／（Ｒ１×ｋ２）である。この電流値
Ｉｔ＝ＶＣＣ／（Ｒ１×ｋ２）は、発振起動開始時にお
けるインバータＩＮＶ１の電源電流の増加量となる。電
流値Ｉｔの大きさは、抵抗Ｒ１の値によって設定するこ
とができる。なお、発振開始信号が入力される（この第
２の実施形態ではＶＣＣレベルからＧＮＤレベルに変化
する）時刻ｔ０が、発振起動開始時である。
れると、すなわち発振開始信号がＶＣＣレベルから０
［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に変化すると（図４（ａ））、
トランジスタＭＮ５がターンＯＮし、これによりコンデ
ンサＣｔがトランジスタＭＮ５を通して瞬時に放電し、
コンデンサＣｔの充電電圧は０［Ｖ］となり、ノードＮ
２の電位すなわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位
はＶＣＣレベルに上昇する（図４（ｂ））。オペアンプ
ＯＰ１の＋入力端子がＶＣＣレベルになったことによ
り、オペアンプＯＰ１の出力端子の電位はＶＣＣレベル
に上昇する。これにより、トランジスタＭＰ４のソース
・ドレイン電流Ｉds4 は０から飽和電流値ｋ２×Ｉｔに
変化し、トランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉ
ds3 は０から飽和電流値Ｉｔに変化する（図４
（ｃ））。上記のｋ２は電流Ｉds3 とＩds4 の間の比例
定数であり、Ｉds3 ＝Ｉds4 ／ｋ２である。また、トラ
ンジスタＭＰ４の電流値ｋ２×Ｉｔは、およそＶＣＣ／
Ｒ１である。従って、トランジスタＭＰ３の電流値Ｉｔ
は、およそＶＣＣ／（Ｒ１×ｋ２）である。この電流値
Ｉｔ＝ＶＣＣ／（Ｒ１×ｋ２）は、発振起動開始時にお
けるインバータＩＮＶ１の電源電流の増加量となる。電
流値Ｉｔの大きさは、抵抗Ｒ１の値によって設定するこ
とができる。なお、発振開始信号が入力される（この第
２の実施形態ではＶＣＣレベルからＧＮＤレベルに変化
する）時刻ｔ０が、発振起動開始時である。
【００３３】一方、時刻ｔ０で、発振開始信号が入力さ
れると、上記第１の実施形態と同様に、トランジスタＭ
Ｐ２のソース・ドレイン電流Ｉds2 の電流値は、０から
Ｉｓに変化する（図４（ｄ））。この電流値Ｉｓは、水
晶発振回路部３が定常発振動作を保つために必要なイン
バータＩＮＶ１の電源電流値である。
れると、上記第１の実施形態と同様に、トランジスタＭ
Ｐ２のソース・ドレイン電流Ｉds2 の電流値は、０から
Ｉｓに変化する（図４（ｄ））。この電流値Ｉｓは、水
晶発振回路部３が定常発振動作を保つために必要なイン
バータＩＮＶ１の電源電流値である。
【００３４】上記の電流Ｉds2 および電流Ｉds3 の変化
により、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3
の電流値は、時刻ｔ０で、０からＩｓ＋Ｉｔに変化する
（図４（ｅ））。電源電流値がＩｓ＋Ｉｔのときのイン
バータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値ｇｍ１は、定常
発振動作における相互コンダクタンス値ｇｍ０よりも大
きくなる。これにより水晶発振回路部３を確実に発振起
動させることができる。この相互コンダクタンス値ｇｍ
１を変えるには、電流値Ｉｔの大きさを変えれば良く、
電流値Ｉｔの大きさを変えるには、上述したように抵抗
Ｒ１の値を変えれば良い。
により、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3
の電流値は、時刻ｔ０で、０からＩｓ＋Ｉｔに変化する
（図４（ｅ））。電源電流値がＩｓ＋Ｉｔのときのイン
バータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値ｇｍ１は、定常
発振動作における相互コンダクタンス値ｇｍ０よりも大
きくなる。これにより水晶発振回路部３を確実に発振起
動させることができる。この相互コンダクタンス値ｇｍ
１を変えるには、電流値Ｉｔの大きさを変えれば良く、
電流値Ｉｔの大きさを変えるには、上述したように抵抗
Ｒ１の値を変えれば良い。
【００３５】次に、時刻ｔ１で、発振開始信号が０
［Ｖ］（ＧＮＤレベル）からＶＣＣレベルに戻ると（図
４（ａ））、トランジスタＭＰ５がターンＯＦＦし、こ
れによりコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数に従って
コンデンサＣｔの充電が開始され、このコンデンサＣｔ
の充電動作により、時刻ｔ１以降、ノードＮ２の電位す
なわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位が時間とと
もに徐々に降下していく（図４（ｂ））。さらに、時刻
ｔ１で、トランジスタＭＰ３は、オペアンプＯＰ１の＋
入力端子の電位降下開始に従い、飽和領域動作から非飽
和領域動作に移行し、時刻ｔ１以降、オペアンプＯＰ１
の＋入力端子の電位が時間とともに連続的に降下してい
く。これにより、トランジスタＭＰ４のソース・ドレイ
ン電流Ｉds4すなわちトランジスタＭＰ３のソース・ド
レイン電流Ｉds3 は、時刻ｔ１以降、時間とともに連続
的に減少していき、時刻ｔ３で０になる（図４
（ｃ））。
［Ｖ］（ＧＮＤレベル）からＶＣＣレベルに戻ると（図
４（ａ））、トランジスタＭＰ５がターンＯＦＦし、こ
れによりコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数に従って
コンデンサＣｔの充電が開始され、このコンデンサＣｔ
の充電動作により、時刻ｔ１以降、ノードＮ２の電位す
なわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位が時間とと
もに徐々に降下していく（図４（ｂ））。さらに、時刻
ｔ１で、トランジスタＭＰ３は、オペアンプＯＰ１の＋
入力端子の電位降下開始に従い、飽和領域動作から非飽
和領域動作に移行し、時刻ｔ１以降、オペアンプＯＰ１
の＋入力端子の電位が時間とともに連続的に降下してい
く。これにより、トランジスタＭＰ４のソース・ドレイ
ン電流Ｉds4すなわちトランジスタＭＰ３のソース・ド
レイン電流Ｉds3 は、時刻ｔ１以降、時間とともに連続
的に減少していき、時刻ｔ３で０になる（図４
（ｃ））。
【００３６】上記のように、時間変化電流源回路４の出
力である電流Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ１におい
て、一定値Ｉｔであり、時刻ｔ１〜ｔ３において、抵抗
Ｒｔを通してコンデンサＣｔを充電することによるノー
ドＮ２すなわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位降
下に伴い、連続的に減少していき、時刻ｔ３で０にな
る。また、定電流源回路１の出力である電流Ｉds2 の電
流値は、時刻ｔ０以降において一定値Ｉｓである（図４
（ｄ））。従って、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds
2 ＋Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ1において一定値
Ｉｓ＋Ｉｔであり、時刻ｔ１〜ｔ３において連続的に減
少変化し、時刻ｔ３でＩｓになり、これ以降一定値Ｉｓ
となる（図４（ｅ））。また、インバータＩＮＶ１の相
互コンダクタンスは、時刻ｔ１〜ｔ３において、電源電
流の減少に伴い、ｇｍ１から時間とともに連続的に減少
していき、時刻ｔ３でｇｍ０となる。この相互コンダク
タンス値ｇｍ０は、水晶発振回路部３が定常発振動作を
保つために必要なインバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンス値である。なお、上記第１の実施形態と同様に、発
振起動開始時である時刻ｔ０から時間変化電流源回路２
の出力電流Ｉds3 が０となる（あるいは一定値となる場
合もある）時刻ｔ３までの期間が発振起動期間である。
また、電流Ｉds3 が０あるいは一定値となる時刻ｔ３が
定常発振開始時である。定常発振開始時以降、水晶発振
回路部３は定常発振動作をする。時刻ｔ０〜ｔ３の発振
起動期間の長さは、コンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定
数により設定することができる。
力である電流Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ１におい
て、一定値Ｉｔであり、時刻ｔ１〜ｔ３において、抵抗
Ｒｔを通してコンデンサＣｔを充電することによるノー
ドＮ２すなわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位降
下に伴い、連続的に減少していき、時刻ｔ３で０にな
る。また、定電流源回路１の出力である電流Ｉds2 の電
流値は、時刻ｔ０以降において一定値Ｉｓである（図４
（ｄ））。従って、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds
2 ＋Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ1において一定値
Ｉｓ＋Ｉｔであり、時刻ｔ１〜ｔ３において連続的に減
少変化し、時刻ｔ３でＩｓになり、これ以降一定値Ｉｓ
となる（図４（ｅ））。また、インバータＩＮＶ１の相
互コンダクタンスは、時刻ｔ１〜ｔ３において、電源電
流の減少に伴い、ｇｍ１から時間とともに連続的に減少
していき、時刻ｔ３でｇｍ０となる。この相互コンダク
タンス値ｇｍ０は、水晶発振回路部３が定常発振動作を
保つために必要なインバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンス値である。なお、上記第１の実施形態と同様に、発
振起動開始時である時刻ｔ０から時間変化電流源回路２
の出力電流Ｉds3 が０となる（あるいは一定値となる場
合もある）時刻ｔ３までの期間が発振起動期間である。
また、電流Ｉds3 が０あるいは一定値となる時刻ｔ３が
定常発振開始時である。定常発振開始時以降、水晶発振
回路部３は定常発振動作をする。時刻ｔ０〜ｔ３の発振
起動期間の長さは、コンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定
数により設定することができる。
【００３７】このように、発振起動開始時において、イ
ンバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、定常発振動
作を保つために必要なｇｍ０よりも大きなｇｍ１となる
ので、水晶発振回路部３を確実に発振起動することがで
きる。また、インバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス
は、発振起動期間において連続的に減少していき、定常
発振開始時にｇｍ０となるので、発振起動期間において
水晶発振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化
することはない。また、定常発振動作におけるインバー
タＩＮＶ１の電源電流値をＩｓに保つので、定常発振動
作における消費電流を増大させることがない。また、電
源電圧が変化しても電流源回路によりインバータＩＮＶ
１の電源電流値を一定値Ｉｓに保つことができるので、
電源電圧の変化により水晶発振の振幅および位相が瞬間
的に（不連続に）変化することはない。さらに、発振起
動開始時におけるインバータＩＮＶ１の電源電流の増加
量となる電流値Ｉｔを、抵抗ｒ１の値によって設定する
ことができ、また発振起動期間の長さをコンデンサＣｔ
と抵抗Ｒｔとの時定数により設定することができる。
ンバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、定常発振動
作を保つために必要なｇｍ０よりも大きなｇｍ１となる
ので、水晶発振回路部３を確実に発振起動することがで
きる。また、インバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス
は、発振起動期間において連続的に減少していき、定常
発振開始時にｇｍ０となるので、発振起動期間において
水晶発振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化
することはない。また、定常発振動作におけるインバー
タＩＮＶ１の電源電流値をＩｓに保つので、定常発振動
作における消費電流を増大させることがない。また、電
源電圧が変化しても電流源回路によりインバータＩＮＶ
１の電源電流値を一定値Ｉｓに保つことができるので、
電源電圧の変化により水晶発振の振幅および位相が瞬間
的に（不連続に）変化することはない。さらに、発振起
動開始時におけるインバータＩＮＶ１の電源電流の増加
量となる電流値Ｉｔを、抵抗ｒ１の値によって設定する
ことができ、また発振起動期間の長さをコンデンサＣｔ
と抵抗Ｒｔとの時定数により設定することができる。
【００３８】以上のように第２の実施形態によれば、定
電流を出力する定電流源回路１と、発振起動期間におい
て連続的に減少する電流を出力する時間変化電流源回路
４とを設け、この２つの電流の加算電流をバータＩＮＶ
１の電源に供給するようにしたことにより、上記第１の
実施形態と同様に、定常発振動作における消費電流を増
大させることなく確実に発振起動することができ、発振
振幅および位相が瞬間的に変化することなく安定した発
振動作ができる。また、上記第１の実施形態と同様に、
発振起動期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時
定数により決定することができる。さらに、発振起動開
始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス増加量
を、時間変化電流源回路４の抵抗Ｒ１の値で決定するこ
とができる。従って、抵抗Ｒ１に可変抵抗を用いれば、
発振起動開始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンス値を調整することが可能となり、発振回路の製造バ
ラツキおよび水晶振動子Ｘ１のバラツキを補正すること
が可能になる。
電流を出力する定電流源回路１と、発振起動期間におい
て連続的に減少する電流を出力する時間変化電流源回路
４とを設け、この２つの電流の加算電流をバータＩＮＶ
１の電源に供給するようにしたことにより、上記第１の
実施形態と同様に、定常発振動作における消費電流を増
大させることなく確実に発振起動することができ、発振
振幅および位相が瞬間的に変化することなく安定した発
振動作ができる。また、上記第１の実施形態と同様に、
発振起動期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時
定数により決定することができる。さらに、発振起動開
始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス増加量
を、時間変化電流源回路４の抵抗Ｒ１の値で決定するこ
とができる。従って、抵抗Ｒ１に可変抵抗を用いれば、
発振起動開始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタ
ンス値を調整することが可能となり、発振回路の製造バ
ラツキおよび水晶振動子Ｘ１のバラツキを補正すること
が可能になる。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の発振回路に
よれば、定電流である第１の電流を出力する定電流源回
路と、発振起動期間において連続的に減少する第２の電
流を出力する時間変化電流源回路とを設け、この第１の
電流と第２の電流の加算電流を発振インバータの電源電
流としたことにより、定常発振動作における消費電流を
増大させることなく確実に発振起動することができ、発
振振幅および位相が瞬間的に変化することなく安定した
発振動作ができるという効果がある。
よれば、定電流である第１の電流を出力する定電流源回
路と、発振起動期間において連続的に減少する第２の電
流を出力する時間変化電流源回路とを設け、この第１の
電流と第２の電流の加算電流を発振インバータの電源電
流としたことにより、定常発振動作における消費電流を
増大させることなく確実に発振起動することができ、発
振振幅および位相が瞬間的に変化することなく安定した
発振動作ができるという効果がある。
【００４０】また、コンデンサと抵抗の時定数により発
振起動期間の長さを決定できるようにし、別の抵抗の値
により発振起動開始時の第２の電流の大きさを決定でき
るようにしたことにより、発振回路の製造バラツキおよ
び水晶振動子のバラツキを補正することができるという
効果がある。
振起動期間の長さを決定できるようにし、別の抵抗の値
により発振起動開始時の第２の電流の大きさを決定でき
るようにしたことにより、発振回路の製造バラツキおよ
び水晶振動子のバラツキを補正することができるという
効果がある。
【図１】本発明の第１の実施形態の水晶発振回路を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の水晶発振回路の動作
タイムチャートである。
タイムチャートである。
【図３】本発明の第２の実施形態の水晶発振回路を示す
回路図である。
回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の水晶発振回路の動作
タイムチャートである。
タイムチャートである。
１ 定電流源回路、 ２，４ 時間変化電流源回路、
３ 水晶発振回路部、ＩＮＶ１ ＣＭＯＳインバータ、
ＭＰ１〜ＭＰ５ ｐＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１ ｎ
ＭＯＳトランジスタ、 ＯＰ１ オペアンプ、 Ｒｔ，
Ｒ１ 抵抗、 Ｃｔ コンデンサ、 Ｘ１ 水晶振動
子。
３ 水晶発振回路部、ＩＮＶ１ ＣＭＯＳインバータ、
ＭＰ１〜ＭＰ５ ｐＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１ ｎ
ＭＯＳトランジスタ、 ＯＰ１ オペアンプ、 Ｒｔ，
Ｒ１ 抵抗、 Ｃｔ コンデンサ、 Ｘ１ 水晶振動
子。
Claims (9)
- 【請求項１】 帰還回路を介して入出力端子間が接続さ
れている発振インバータと、 定電流である第１の電流を出力する定電流源回路と、 前記発振インバータの発振起動期間において連続的に変
化する第２の電流を出力する時間変化電流源回路とを備
え、 前記第１の電流と前記第２の電流の加算電流を、前記発
振インバータの電源電流としたことを特徴とする発振回
路。 - 【請求項２】 前記第２の電流は、前記発振起動期間に
おいて連続的に減少変化し、前記発振起動期間が経過し
たあとに一定値またはゼロになるものであり、 前記発振起動期間が経過したあとの前記加算電流は、前
記発振インバータが定常発振動作を保つために必要な定
電流値になることを特徴とする請求項１記載の発振回
路。 - 【請求項３】 前記時間変化電流源回路は、コンデンサ
と抵抗とを有し、 前記発振起動期間は、前記コンデンサと前記抵抗の時定
数により決まり、 前記第２の電流は、前記コンデンサと前記抵抗の接続点
の電位変化に従って連続的に減少変化することを特徴と
する請求項２記載の発振回路。 - 【請求項４】 前記発振インバータは、ＣＭＯＳインバ
ータであり、 前記ＣＭＯＳインバータの相互コンダクタンス値は、前
記加算電流値に依存して変化することを特徴とする請求
項１記載の発振回路。 - 【請求項５】 前記時間変化電流源回路は、ＭＯＳトラ
ンジスタを有し、 前記相互コンダクタンスの変化量を決める前記第２の電
流の変化量は、前記ＭＯＳトランジスタのディメンジョ
ン値により決まることを特徴とする請求項４記載の発振
回路。 - 【請求項６】 前記時間変化電流源回路は、 ゲート電極に外部から発振開始信号が入力され、ソース
電極が第１の電源に接続された第１のＭＯＳトランジス
タと、 前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン電極と前記第
１の電源の間に設けられたコンデンサと、 前記第１のＭＯＳトランジスタの前記ドレイン電極と第
２の電源の間に設けられた抵抗と、 ゲート電極が前記第１のＭＯＳトランジスタの前記ドレ
イン電極に接続され、ソース電極が前記第２の電源に接
続され、ドレイン電極が前記時間変化電流源回路の電流
出力端子として前記発振インバータの電源供給端子に接
続されており、そのディメンジョン値により前記第２の
電流の変化量を決める第２のＭＯＳトランジスタとを有
し、 前記発振起動時間は、前記コンデンサと前記抵抗の時定
数により決まり、 前記第２の電流は、前記コンデンサと前記抵抗の接続点
の電位変化に従って連続的に減少変化することを特徴と
する請求項５記載の発振回路。 - 【請求項７】 前記時間変化電流源回路は、抵抗を有
し、 前記相互コンダクタンスの変化量を決める前記第２の電
流の変化量は、前記抵抗の値により決まることを特徴と
する請求項４記載の発振回路。 - 【請求項８】 前記時間変化電流源回路は、 ゲート電極に外部から発振開始信号が入力され、ソース
電極が第１の電源に接続された第１のＭＯＳトランジス
タと、 前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン電極と前記ソ
ース電極の間に設けられたコンデンサと、 前記第１のＭＯＳトランジスタの前記ドレイン電極と第
２の電源の間に設けられた第１の抵抗と、 ソース電極が前記第１の電源に接続され、ドレイン電極
が前記時間変化電流源回路の電流出力端子として前記発
振インバータの電源供給端子に接続されている第２のＭ
ＯＳトランジスタと、 ゲート電極およびドレイン電極が前記第２のＭＯＳトラ
ンジスタのゲート電極に接続され、ソース電極が前記第
１の電源に接続された第３のＭＯＳトランジスタと、 ドレイン電極が前記第３のＭＯＳトランジスタの前記ド
レイン電極に接続された第４のＭＯＳトランジスタと、 第１入力端子が前記第１のＭＯＳトランジスタの前記ド
レイン電極に接続され、第２入力端子が前記第４のＭＯ
Ｓトランジスタのソース電極に接続され、出力端子が前
記第４のＭＯＳトランジスタのゲート電極に接続された
オペアンプと、 前記オペアンプの第２入力端子と前記第２の電源の間に
設けられ、その抵抗値により前記第２の電流の変化量を
決める第２の抵抗とを有し、 前記発振起動時間は、前記コンデンサと前記第１の抵抗
の時定数により決まり、 前記第２の電流は、前記コンデンサと前記第１の抵抗の
接続点の電位変化に従って連続的に減少変化することを
特徴とする請求項７記載の発振回路。 - 【請求項９】 前記帰還回路は、水晶振動子を有する
ことを特徴とする請求項１記載の発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28849397A JP3736954B2 (ja) | 1997-10-21 | 1997-10-21 | 発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28849397A JP3736954B2 (ja) | 1997-10-21 | 1997-10-21 | 発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11127032A true JPH11127032A (ja) | 1999-05-11 |
| JP3736954B2 JP3736954B2 (ja) | 2006-01-18 |
Family
ID=17730936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28849397A Expired - Fee Related JP3736954B2 (ja) | 1997-10-21 | 1997-10-21 | 発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3736954B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004194336A (ja) * | 2002-12-11 | 2004-07-08 | Dialog Semiconductor Gmbh | 高品質並列共振発振器 |
| JP2015033141A (ja) * | 2013-08-05 | 2015-02-16 | スンシル ユニバーシティー リサーチ コンソルティウム テクノーパークＳｏｏｎｇｓｉｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｃｏｎｓｏｒｔｉｕｍ Ｔｅｃｈｎｏ−Ｐａｒｋ | スイッチングキャパシタを利用したスルーレート調節装置 |
| JP2015103921A (ja) * | 2013-11-22 | 2015-06-04 | 東京計器株式会社 | 自励発振装置及びゲート電圧制御方法 |
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