JPH11142256A

JPH11142256A - パラレルオフセット補正センサ装置

Info

Publication number: JPH11142256A
Application number: JP9321979A
Authority: JP
Inventors: Shiro Nakagawa; 士郎中川; Kenji Aizawa; 兼司相澤
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1997-11-10
Filing date: 1997-11-10
Publication date: 1999-05-28

Abstract

(57)【要約】【課題】誤差の要因が主としてオフセット誤差のばら
つきにあるようなセンサの場合に、オフセット誤差の大
きさとばらつきを抑えることが可能で、安価で精度向上
を図ることができるパラレルオフセット補正センサ装置
を提供する。【解決手段】一対の電源入力電極１，２と、該一対の
電源入力電極の一方の電極を帰路電極として共有した出
力電極３を持つセンサＳを備えている場合に、前記出力
電極３に抵抗Ｒ₀を介して、一つの可変抵抗ＶＲ₁により
相補的に設定電流を可変できる定電流源１０を接続し、
可変抵抗ＶＲ₁の可動電極端子Ｙをオフセット補正後の
センサ出力電極１１としている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、センサの精度を高
めるためのオフセット補正技術に係り、とくに温度セン
サ等のセンサ出力のオフセットを補正して精度の向上を
図ったパラレルオフセット補正センサ装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】一般に、温度センサとして、用途に応じ
て多種多様なセンサが開発されているが、電子機器の温
度特性補償用や居住空間の温度測定用としては−５０℃
〜＋１００℃で測定精度±０．５℃程度のものが要求さ
れる。価格が高い測定器としては、この程度の精度はさ
したる技術的困難もなく実現できるが、可能な限り価格
を抑えたい前記分野ではこの程度の精度を如何に低価格
で実現するかという技術課題が厳存する。この測定精度
を規定する測定誤差の要因は、センサのリニアリティ
（直線性）、ゲイン、及び定常的に残留するオフセット
誤差である。

【０００３】従来、低価格温度センサの分野では、価格
の安いＮＴＣサーミスタが主に用いられているが、ＮＴ
Ｃサーミスタは原理的に温度に対する変化が非線型であ
り、線形化のための種々の技法が開発されているが、測
定温度範囲を広くすると線形化が難しくなり１５０℃に
わたる温度範囲で±０．５℃の精度を得ることは困難で
ある。この場合、測定誤差の主因はリニアリティにあ
る。

【０００４】一方、半導体技術の進歩、低価格化によ
り、半導体のＰＮ接合のもつ温度特性を積極的に利用
し、信号処理回路も一体にＩＣ化したいわゆる半導体温
度センサが普及しはじめている。

【０００５】しかし、ＩＣ化半導体センサの場合、リニ
アリティとゲインに起因する誤差は合計でも±０．５℃
程度でかなり良いが、一体化してある信号処理回路のオ
フセット誤差のばらつきを抑えることが困難で、±１℃
〜±２℃もあるため、現在市販されている製品の測定精
度は±１．５〜±２．５℃であって、一般に要求される
精度±０．５℃を全く満足しない。

【０００６】半導体温度センサの測定誤差が、ＮＴＣサ
ーミスタ温度センサと異なり、リニアリティやゲインに
起因するものではなく、信号処理上のオフセット誤差の
ばらつきによるものであることは、オフセット誤差の簡
単な調整機構があれば高精度な半導体温度センサ装置を
構成できることを示唆している。

【０００７】本発明は、このような技術的視点から、従
来の半導体温度センサのように、誤差の要因が主として
オフセット誤差のばらつきにあるようなセンサの場合
に、オフセット誤差の大きさとばらつきを抑え、安価で
高精度なセンサ装置を提供するためになされたものであ
る。

【０００８】なお、本発明は、半導体温度センサに限ら
ず、オフセット誤差の大きさとばらつきに起因する測定
誤差の軽減を目的として他のセンサにも適用できる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】半導体温度センサに限
らず、センサ部と信号処理回路を一体化したものでは、
信号処理回路の規模が大きくなると消費電力が増加し、
回路の発熱が温度測定の誤差となるためあまり複雑な処
理回路は導入できない。ＩＣ化に際してはＣＭＯＳ等の
マイクロパワー技術が進歩しているが、それでも回路規
模はなるべく大きくしたくない。従って、価格面の制約
も考慮して、信号処理回路は必要最小限にとどめてある
のが普通である。そのため、回路のオフセット誤差のば
らつきに対しても対策が不十分で、結果として測定精度
が不十分となっている。

【００１０】図８に半導体温度センサの原理図を示す。
図中、１，２は一対の電源入力電極、３は一方の出力電
極であり、他方の出力電極は一対の電源入力電極の一方
の電極２を帰路電極として共有している。Ｄは温度検出
用ダイオード、Ｒ₁₀〜Ｒ₁₂は抵抗、Ｉ₁，Ｉ₂は定電流
源、Ａは差動増幅器である。電源入力電極１には入力電
圧Ｖ_INが供給され、電源入力電極２はグランドＧに接続
されている。

【００１１】この図８では、温度によって変化するダイ
オードＤの電圧と、抵抗Ｒ₁₀による一定電圧とを差動増
幅器Ａで増幅して出力電圧Ｖ_OUTとし、ゲイン（１℃当
たりの出力電圧）を所定の値、例えば１０ｍＶ／℃とし
てオフセット電圧の消去も図っている。しかし、オフセ
ット電圧はばらつきが大きいため完全には消去できてい
ない。この半導体温度センサは全体が１チップＩＣ化さ
れている。

【００１２】図９は図８の半導体温度センサの温度−出
力電圧誤差特性である。図９で、線分ＰＱＲとＵＶＷは
誤差の最大値を示す。ここで、ＱＶはオフセット誤差電
圧である。

【００１３】この図で明らかなように、この半導体温度
センサでは−５０℃〜＋１５０℃にわたり、オフセット
誤差をゼロに調整できれば測定精度は±０．５℃以内で
ある。つまり、誤差の主因はオフセット誤差である。

【００１４】オフセット誤差を補正する手段を付加した
従来のセンサ装置の一例として特開昭６１−２５７６４
１号、特公平５−５６４５６号がある。但し、いずれも
センサ内部回路に変更を加えるものであり、図８のよう
な１チップＩＣ化されたセンサに適用するには不向きで
ある。

【００１５】回路発熱などの理由でセンサ内部にオフセ
ット調整機構を設けられないとすれば、センサ外部に外
付け回路として設ける必要がある。ここで従来例の一つ
として、発明要素のない単なる設計技術を用いて構成し
たものを図１０に示す。図中、Ｓは半導体温度センサで
図８の内部回路を持つもの、Ａ₁，Ａ₂はオペアンプ等の
増幅器、ＶＲは可変抵抗、Ｒ₁₃，Ｒ₁₄は抵抗である。

【００１６】図１０の回路では、センサＳの出力電圧の
オフセット誤差は、ボルテージフォロアＡ₁に加えられ
る調整電圧△Ｖが増幅器Ａ₂の反転入力に加えられるた
め、キャンセルされる。すなわち、センサ出力電圧Ｖ＋
△Ｖは、調整電圧△Ｖが増幅度１のボルテージフォロア
Ａ₁により、増幅器Ａ₂の逆相入力として加えられるため
差し引かれて増幅器Ａ₂の出力端４には現れないことが
期待される。

【００１７】しかし、この考え方には大きな欠点があ
る。それは、増幅器Ａ₂は精度の良い増幅度１を保持し
なければならないということで、センサ装置が−５０℃
〜＋１５０℃、つまり２００℃の温度範囲で±０．５
℃、すなわち±０．２５％の精度を持つ必要があるか
ら、増幅器Ａ₂はそれより少なくとも一桁上の精度、±
０．０２５％の増幅精度を持つ必要がある。オペアンプ
の増幅度は良く知られているように図１０の２個の抵抗
Ｒ₁₃，Ｒ₁₄の抵抗比であるから、抵抗Ｒ₁₃，Ｒ₁₄はその
比が０．０２５％以内でなくてはならない。このこと
は、この回路を量産するときは抵抗Ｒ₁₃，Ｒ₁₄を選別し
て比を合わせるか、又は精度０．０２５％の抵抗器を調
達しなければならないことを示している。一般の抵抗器
の精度は高々±１％であり、０．１％より高精度の抵抗
器は半導体温度センサそのものよりはるかに高価であ
る。また、選別するとしても０．０２５％と言うような
高精度の選別は非常にコストのかかる工程となり、ここ
で示した技法では、回路図は書けても実用にならないこ
とがわかる。

【００１８】このように、半導体温度センサのオフセッ
ト誤差調整は単なる設計技法では解決できず、センサ自
体の精度を損なうことのない安価な手法が求められてい
ることがわかる。

【００１９】本発明は、上記の点に鑑み、誤差の要因が
主としてオフセット誤差のばらつきにあるようなセンサ
の場合に、オフセット誤差の大きさとばらつきを抑える
ことが可能で、安価で精度向上を図ることができるパラ
レルオフセット補正センサ装置を提供することを目的と
する。

【００２０】本発明のその他の目的や新規な特徴は後述
の実施の形態において明らかにする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のパラレルオフセット補正センサ装置は、一
対の電源入力電極と、該一対の電源入力電極の一方の電
極を帰路電極として共有した出力電極を持つセンサを備
える装置において、前記出力電極に抵抗を介して、一つ
の可変手段により相補的に設定電流を可変できる正負の
定電流源を接続し、当該正負の定電流源の接続点をオフ
セット補正後のセンサ出力電極とした構成としている。

【００２２】前記パラレルオフセット補正センサ装置に
おいて、前記センサが温度センサであってもよい。

【００２３】また、前記一つの可変手段により相補的に
設定電流を可変できる正負の定電流源は、ＰＮＰトラン
ジスタで構成される第１のカレントミラー回路と、ＮＰ
Ｎトランジスタで構成される第２のカレントミラー回路
とのミラー電流出力端を互いに接続し、前記第１のカレ
ントミラー回路の入力端と前記第２のカレントミラー回
路の入力端とを直接もしくはそれぞれ抵抗を介して接続
した接続点に同一の電圧を一つの電圧可変手段から供給
する構成であり、互いに接続された前記ミラー電流出力
端を前記センサ出力電極としたものであってもよい。

【００２４】あるいは、前記一つの可変手段により相補
的に設定電流を可変できる正負の定電流源は、Ｎチャネ
ル及びＰチャネル電界効果トランジスタの各ソース電極
をそれぞれ３端子可変抵抗の２個の固定電極端子に、直
接もしくは抵抗を介して接続し、各トランジスタのゲー
ト電極を共に前記可変抵抗の可動電極端子に接続し、前
記Ｎチャネル電界効果トランジスタのドレイン電極を高
電位に、前記Ｐチャネル電界効果トランジスタのドレイ
ン電極を低電位とした構成としてもよい。

【００２５】本発明の実施の形態の説明にはいる前に本
発明の原理説明を図４乃至図７を用いて行う。

【００２６】図４は半導体温度センサのブロック図であ
る。半導体温度センサＳは、一対の電源入力電極１，
２、出力電極３を有し、低電位側の電源入力電極（グラ
ンド電極）２は低電位側の出力電極と共通である。電源
入力電極１には入力電圧Ｖ_IN（通常＋５Ｖ）が供給さ
れ、低電位側電極（グランド電極）２はグランドＧに接
続されている。出力電圧Ｖ_OUTは１０ｍＶ／℃で、出力
電極３と低電位側電極（グランド電極）２の間に発生す
る。出力電極３はオペアンプ出力で、その出力インピー
ダンスは極めて低い。

【００２７】図５はオフセット誤差を補正する原理説明
図であって、センサＳの出力電極３の出力電圧Ｖ_OUTは
抵抗Ｒ₀を介して、直列に接続された可変電流源６（電
流Ｉ₁），７（電流Ｉ₂）の接続点Ｐに接続される。二つ
の電流源６，７の他端はそれぞれ高電位側電極１（入力
電圧Ｖ_IN）と低電位側電極２（グランドＧ）に接続され
る。接続点Ｐは新たな出力端子、換言すれば、オフセッ
ト補正後のセンサ出力電極５となる。

【００２８】ここで、センサＳの出力インピーダンスが
十分小さく、オフセット誤差電圧△Ｖを含む出力電圧が
Ｖ＋△Ｖのとき、（Ｉ₁−Ｉ₂）×Ｒ₀＝−△Ｖとなるよ
うに電流Ｉ₁又はＩ₂を調整すれば△Ｖは消去され、出力
電圧Ｖ_OUTに対して電流源６，７のインピーダンスは理
論的には無限大、実用的にもＭΩオーダーとなるため抵
抗Ｒ₀がｋΩオーダー以下であればＲ₀による電圧降下は
ほとんど無視でき、オフセット誤差電圧のみが補正され
る。

【００２９】半導体温度センサは１０ｍＶ／℃の出力を
発生するので、図９の誤差電圧特性からオフセット誤差
電圧は最大±２０ｍＶ程度であることがわかる。従っ
て、図５で、Ｒ₀＝１ｋΩとすると、（Ｉ₁−Ｉ₂）＝±
２０μＡの可変範囲が必要となる。ここで、オフセット
誤差電圧が正負どちらに発生するかは、個々に異なるの
で、電流Ｉ₁とＩ₂の差は正にも負にも調整できなければ
ならないことに注意する。これを実現するには、電流源
６，７両方が可変機能をもてばよいが調整が煩雑にな
り、価格も増加する。さらに、電流源６，７の一方を固
定し、他方の変化幅を倍にすることが考えられる。しか
し、実際の回路では電流源自体のばらつきがかなり大き
くなるので、調整幅を非常に大きくとらないと調整歩留
まりを悪化させるし、変化幅を大きくすることは安定性
を損なうことになるため、得策でない。そのため、一つ
の可変手段で安定に正負両極性の定電流を供給する回路
方式が必要になる。次にそれを説明する。

【００３０】図６は電界効果トランジスタによる定電流
回路の原理図である。電界効果トランジスタＱのソース
は抵抗Ｒ₇を介してゲートに接続される。この接続で、
Ｑはソース電流とＲ₇の積で定まる自己バイアスがゲー
トにかかり、ソース電流が増加するとゲートバイアスが
深くなりソース電流を抑制し、ソース電流を減少させる
とゲートバイアスが浅くなりソース電流を増加させるの
で、結果として点Ｘ₁、Ｘ₂間はインピーダンスがＭΩオ
ーダーの定電流性を示す。電流値は抵抗Ｒ₇を大きくす
れば減少し、小さくすれば増加する。

【００３１】図７は本発明に用いる、一つの可変手段で
安定に正負両極性の定電流を供給するための電流源回路
である。この図で、Ｎチャネル電界効果トランジスタＱ
₁のドレインは高電位に保持され、ソースは抵抗Ｒ₁を介
して可変抵抗ＶＲ₁の固定電極端子Ｆに接続される。抵
抗Ｒ₁は用いないこともある。Ｐチャネル電界効果トラ
ンジスタＱ₂のドレインは低電位に保持され、ソースは
抵抗Ｒ₂を介して可変抵抗ＶＲ₁のもう一方の固定電極端
子Ｈに接続される。抵抗Ｒ₂は用いないこともある。ト
ランジスタＱ₁、Ｑ₂のゲートは可変抵抗ＶＲ₁の可動電
極端子Ｙに一緒に接続され、接続点の可動電極端子Ｙは
正負両極性定電流の供給出力（電流出力端子）となる。
抵抗Ｒ₁、Ｒ₂はＶＲ₁による可変範囲を必要最小限に制
限するためのものであり、必要に応じて挿入する。この
回路で可変抵抗ＶＲ₁の可動電極をＦ点に近い方に移動
するとトランジスタＱ₁のソースに挿入される抵抗は小
さくなり、トランジスタＱ₂のソース挿入抵抗は大きく
なるので、Ｑ₁による電流は増加し、Ｑ₂による電流は減
少する。ＶＲ₁の可動電極がＨ点の方へ移動すれば逆に
Ｑ₁の電流は減少し、Ｑ₂の電流は増加する。すなわち、
供給出力となる端子ＹはＶＲ₁の位置により電流を吐き
出し又は吸い込み、つまり、一つの可変手段であるＶＲ
₁によって、相補的に設定電流を可変できる正負の定電
流源が得られた。この電流源の内部抵抗はＭΩのオーダ
ーである。

【００３２】図７の定電流源を図５に用いれば、正負ど
ちらのオフセット誤差電圧に対しても、温度センサ出力
に影響をほとんど与えずに補正が可能であることがわか
る。

【００３３】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るパラレルオフ
セット補正センサ装置の実施の形態を図面に従って説明
する。

【００３４】図１は本発明の第１の実施の形態である。
この図において、一対の電源入力電極１，２と、電源入
力電極の一方の電極、この場合はグランドＧ側の電極２
を帰路電極として共有した出力電極をもつ半導体温度セ
ンサＳの高電位側の出力電極３は、抵抗Ｒ₀を介して、
設定値可変の定電流源１０の電流出力端子（ＶＲ₁の可
動電極端子）Ｙに接続され、端子Ｙは装置全体の新たな
温度センサ出力電極１１となる。

【００３５】設定値可変の定電流源１０は、図７で説明
したものであり、Ｎチャネル電界効果トランジスタ
Ｑ₁、及びＰチャネル電界効果トランジスタＱ₂の各ソー
ス電極をそれぞれ３端子可変抵抗ＶＲ₁の２個の固定電
極端子に、直接あるいは可変範囲の制限が必要ならば抵
抗Ｒ₁、Ｒ₂を介してそれぞれ接続し、各トランジスタの
ゲート電極を共に可変抵抗ＶＲ₁の可動電極端子Ｙに接
続し、Ｎチャネル電界効果トランジスタＱ₁のドレイン
電極を電源電位Ｖ_INに、Ｐチャネル電界効果トランジス
タＱ₂のドレイン電極を負電位−Ｅとしたものである。

【００３６】第１の実施の形態の回路の動作を説明す
る。半導体温度センサＳが、オフセット誤差電圧△Ｖを
含む、出力Ｖ＋△Ｖを発生したとする。ここで、可変抵
抗ＶＲ₁を調整し、トランジスタＱ₁を流れる電流Ｉ₁，
Ｑ₂を流れる電流Ｉ₂について、Ｒ₀×（Ｉ₁−Ｉ₂）＝−
△Ｖとなるようにすれば、Ｙ点での電圧は（Ｖ＋△Ｖ）
−△Ｖ＝Ｖとなってオフセット△Ｖは補正される。この
時、半導体温度センサＳの出力インピーダンスは十分低
いので、（Ｉ₁−Ｉ₂）が流れることによる出力Ｖへの影
響は全くないと言っても過言でない。また、抵抗Ｒ₀に
よる出力電圧Ｖの電圧降下は定電流源１０のインピーダ
ンスがＭΩオーダーであるので、全く問題ない。オフセ
ットが負で、−△Ｖのときは、Ｒ₀×（Ｉ₁−Ｉ₂）＝△
ＶとなるようにＶＲ₁を調整すればよい。

【００３７】ここまでの説明は新たな出力端子となるセ
ンサ出力電極１１は開放されているものとしていたが、
新たな出力電極１１に低インピーダンスの負荷が接続さ
れる場合はボルテージフォロアバッファ１５を設ければ
よい。

【００３８】一方、負荷が１０ｋΩのオーダーで抵抗Ｒ
₀を１０Ωのオーダーに選ぶことができるような、Ｒ₀と
負荷の比が１０００以上の場合には、新たな温度センサ
出力電極１１の出力電圧Ｖに０．１％程度の誤差を許容
すればバッファが不要となる。

【００３９】なお、上記第１の実施の形態において、ト
ランジスタＱ₂のドレイン電位を負電位−Ｅとしたが、
半導体温度センサＳの出力の値が大きく、Ｙ点の電位
が、トランジスタＱ₂の定電流動作を十分可能とするよ
うな値の時は、トランジスタＱ₂のドレイン電位をグラ
ンドＧの電位とすることができる（Ｑ₂のＹ点とソース
間電位が、定電流動作時のゲートバイアス電位以下にな
ると、Ｑ₂は定電流とならない。）。

【００４０】図２は本発明の第２の実施の形態である。
この図において、一対の電源入力電極１，２と、出力電
極３とをもつ半導体温度センサＳの帰路電極となる電源
入力電極２とグランドＧ間に定電圧ダイオードＺＤを挿
入している。また、設定値可変の定電流源１０のＰチャ
ネル電界効果トランジスタＱ₂のドレイン電極をグラン
ドＧに接続している。その他の構成は前述した第１の実
施の形態と同様である。

【００４１】この場合、温度センサＳの帰路電極側に定
電圧ダイオードＺＤを挿入したことで、半導体温度セン
サＳの出力電圧が設定されたプラス電位のオフセットを
もつような使い方となり、設定値可変の定電流源１０の
Ｐチャネル電界効果トランジスタＱ₂のドレイン電極を
グランド電位にすることが可能となる。

【００４２】図３は本発明の第３の実施の形態であり、
設定値可変の定電流源を一対のカレントミラー回路２
１，２２で構成した例である。図３で、可変抵抗ＶＲ₂
により相補的に設定電流を可変できる正負の定電流源
は、ＰＮＰトランジスタＱ₃，Ｑ₄で構成される第１のカ
レントミラー回路２１と、ＮＰＮトランジスタＱ₅，Ｑ₆
で構成される第２のカレントミラー回路２２とのミラー
電流出力端を互いに接続し、第１のカレントミラー回路
２１の入力端と第２のカレントミラー回路２２の入力端
とを直接もしくはそれぞれ抵抗Ｒ₅，Ｒ₆を介して接続し
た接続点に同一の電圧を可変抵抗ＶＲ₂の可動電極から
供給する構成であり、互いに接続されたミラー電流出力
端Ｙ’をセンサ出力電極１１としている。可変抵抗ＶＲ
₂の両側には抵抗Ｒ３，Ｒ４が接続され、これらの直列
回路の一端に入力電圧Ｖ_INが供給され、他端は負電位−
Ｅとなっている。なお、その他の構成は前述した第１の
実施の形態と同様である。

【００４３】前記ＰＮＰトランジスタによる第１のカレ
ントミラー回路２１では、駆動電流Ｉ_1Bとミラー電流Ｉ
_1Cとが等しく、ＮＰＮトランジスタによる第２のカレン
トミラー回路２２でもＩ_2B＝Ｉ_2Cであって、可変抵抗Ｖ
Ｒ₂の可動電極の位置が高電位側にあるときＩ_1Bは減少
し、Ｉ_2Bは増加するからミラー電流も、Ｉ_1Cは減少し、
Ｉ_2Cは増加する。ＶＲ₂の可動電極の位置が低電位側に
あるときはＩ_1Bは増加し、Ｉ_2Bは減少するから、ミラー
電流も、Ｉ_1Cは増加し、Ｉ_2Cは減少する。従って、ミラ
ー電流出力端Ｙ’での合成電流（Ｉ_1C−Ｉ_2C）はＶＲ₂
により正負両極性に設定できる。カレントミラー回路２
１，２２の出力インピーダンスはＭΩのオーダーである
から、第１の実施の形態で述べた理由により半導体温度
センサＳの他の特性を全く犠牲にすることなくオフセッ
ト誤差のみを完全に補正できる。

【００４４】なお、出力電極１１に低インピーダンスの
負荷がつながれる場合の条件も第１の実施の形態の場合
と同様である。また、負電源−Ｅも第１の実施の形態の
場合と同様な条件下ではグランド電位として除去するこ
とが可能である。但し、カレントミラー回路の場合、コ
レクタ飽和電圧が一般にかなり小さいので、センサＳの
出力電圧、すなわちＹ’点の電位がかなり小さい値まで
定電流特性を示す。このことは負電源−Ｅをグランド電
位として除去できる条件が第１の実施の形態の場合より
ゆるいことを示している。

【００４５】本発明の主旨は、一対の電源入力電極と、
電源入力電極の一方の電極を帰路電極として共有した出
力電極をもつ温度センサ等を具備する装置において、出
力電極に抵抗を介して、一つの可変手段により相補的に
設定電流を可変できる正負の定電流源を接続し、その接
続点を新たなセンサ出力電極とし、出力特性に影響をあ
たえることなくオフセット誤差電圧を補正することにあ
る。従って、オフセット誤差の補正に着目すれば、出力
インピーダンスの低い装置であれば温度センサ以外の各
種センサにも適用可能である。

【００４６】また、一つの可変手段により相補的に設定
電流を可変できる正負の定電流源を用いることは、正負
両方向のオフセット誤差電圧の補正が一個所の補正手段
の調整で可能となり、調整コスト低減に非常に効果があ
るため、一つの可変手段により相補的に設定電流を可変
できることは極めて望ましい実施形態である。

【００４７】一つの可変手段により相補的に設定電流を
可変できる正負の定電流源は種々の構成が考えられる
が、低価格が趣旨であるから、図７に示したように、相
補的な電界効果トランジスタを用い、Ｎチャネル及びＰ
チャネル電界効果トランジスタの各ソース電極をそれぞ
れ３端子可変抵抗の２個の固定電極端子に、必要ならば
抵抗を介して接続し、各トランジスタのゲート電極を共
に可変抵抗の可動電極端子に接続し、Ｎチャネル電界効
果トランジスタのドレイン電極を高電位に、Ｐチャネル
電界効果トランジスタのドレイン電極を低電位としたも
の、又は、図３の第３の実施の形態で示した２個のカレ
ントミラー回路によるものが望ましい。

【００４８】以上本発明の実施の形態について説明して
きたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記
載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当
業者には自明であろう。

【００４９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るパラ
レルオフセット補正センサ装置によれば、温度センサ、
特に半導体温度センサのように、誤差の主因がゲインや
リニアリティ誤差ではなくオフセット誤差に起因する場
合に、センサの内部構成に変更を加えずかつ他の特性に
影響を与えることなく、主因たるオフセット誤差だけを
極めて安価にかつ、確実に補正でき、しかも調整点が一
個所で正負のオフセット誤差を補正できるので調整工程
の作業コストも小さく、安価で大量に使われる機器内温
度補償や家庭用温度計に用いて、極めて有効である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るパラレルオフセット補正センサ装
置の第１の実施の形態を示す回路図である。

【図２】本発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図３】本発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図４】半導体温度センサのブロック図である。

【図５】本発明のパラレルオフセット補正センサ装置の
オフセット補正原理を説明する回路図である。

【図６】電界効果トランジスタによる定電流回路の回路
図である。

【図７】本発明に用いる両極性定電流回路の回路図であ
る。

【図８】オフセット誤差発生の説明のための半導体温度
センサの原理図である。

【図９】半導体温度センサの温度−誤差電圧特性を示す
グラフである。

【図１０】オフセット誤差電圧補正の従来技術による回
路図である。

【符号の説明】

１，２電源入力電極３，５，１１出力電極６，７，１０電流源２１，２２カレントミラー回路Ａ，Ａ₁，Ａ₂ 増幅器ＤダイオードＱ，Ｑ₁，Ｑ₂ 電界効果トランジスタＱ₃，Ｑ₄，Ｑ₅，Ｑ₆ トランジスタＲ₀，Ｒ₁〜Ｒ₇，Ｒ₁₀〜Ｒ₁₄ 抵抗ＳセンサＶＲ，ＶＲ₁，ＶＲ₂可変抵抗ＺＤ定電圧ダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】一対の電源入力電極と、該一対の電源入
力電極の一方の電極を帰路電極として共有した出力電極
を持つセンサを備えるパラレルオフセット補正センサ装
置において、前記出力電極に抵抗を介して、一つの可変
手段により相補的に設定電流を可変できる正負の定電流
源を接続し、当該正負の定電流源の接続点をオフセット
補正後のセンサ出力電極としたことを特徴とするパラレ
ルオフセット補正センサ装置。
【請求項２】前記センサが温度センサである請求項１
記載のパラレルオフセット補正センサ装置。
【請求項３】前記一つの可変手段により相補的に設定
電流を可変できる正負の定電流源は、ＰＮＰトランジス
タで構成される第１のカレントミラー回路と、ＮＰＮト
ランジスタで構成される第２のカレントミラー回路との
ミラー電流出力端を互いに接続し、前記第１のカレント
ミラー回路の入力端と前記第２のカレントミラー回路の
入力端とを直接もしくはそれぞれ抵抗を介して接続した
接続点に同一の電圧を一つの電圧可変手段から供給する
構成であり、互いに接続された前記ミラー電流出力端を
前記センサ出力電極としたものである請求項１又は２記
載のパラレルオフセット補正センサ装置。
【請求項４】前記一つの可変手段により相補的に設定
電流を可変できる正負の定電流源は、Ｎチャネル及びＰ
チャネル電界効果トランジスタの各ソース電極をそれぞ
れ３端子可変抵抗の２個の固定電極端子に、直接もしく
は抵抗を介して接続し、各トランジスタのゲート電極を
共に前記可変抵抗の可動電極端子に接続し、前記Ｎチャ
ネル電界効果トランジスタのドレイン電極を高電位に、
前記Ｐチャネル電界効果トランジスタのドレイン電極を
低電位とした構成である請求項１又は２記載のパラレル
オフセット補正センサ装置。