JPH11146645A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH11146645A JPH11146645A JP9305324A JP30532497A JPH11146645A JP H11146645 A JPH11146645 A JP H11146645A JP 9305324 A JP9305324 A JP 9305324A JP 30532497 A JP30532497 A JP 30532497A JP H11146645 A JPH11146645 A JP H11146645A
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- Japan
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- switching element
- circuit
- switching
- voltage
- power supply
- Prior art date
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 待機負荷状態でのスイッチング素子のオン・
オフデューティ比を変えることなくスイッチング素子の
オン時間を長く延ばすことでスイッチング素子での損失
を低減し、電源装置の効率向上を図る。 【解決手段】 トランス６の１次巻線６ａ側に巻線６ｄ
を設ける。この巻線６ｄには負荷１７，２０の大きい定
格負荷状態のときには小さい電圧が誘起され、負荷の小
さい待機負荷状態のときには大きい電圧が誘起される。
そこで、大きい電圧が誘起されたことをツェナダイオー
ド３４及び抵抗３３，３５からなる回路で検出すると、
スイッチングトランジスタ４４をオンして、ＰＷＭ制御
回路１２の発振周波数を決定する回路の抵抗値を上昇さ
せ、発振周波数を下げる。
オフデューティ比を変えることなくスイッチング素子の
オン時間を長く延ばすことでスイッチング素子での損失
を低減し、電源装置の効率向上を図る。 【解決手段】 トランス６の１次巻線６ａ側に巻線６ｄ
を設ける。この巻線６ｄには負荷１７，２０の大きい定
格負荷状態のときには小さい電圧が誘起され、負荷の小
さい待機負荷状態のときには大きい電圧が誘起される。
そこで、大きい電圧が誘起されたことをツェナダイオー
ド３４及び抵抗３３，３５からなる回路で検出すると、
スイッチングトランジスタ４４をオンして、ＰＷＭ制御
回路１２の発振周波数を決定する回路の抵抗値を上昇さ
せ、発振周波数を下げる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流定電圧電源、
詳しくは断続制御方式の電源装置に関する。
詳しくは断続制御方式の電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の断続制御方式の電源装置、いわゆ
るスイッチング電源の一例として、インバータ制御方式
でかつ２出力を有するものを図３に示す。これは、交流
電源１に、電源スイッチ２，ヒューズ３及びノイズフィ
ルタ４を介してダイオードブリッジからなる全波整流回
路５の入力端子を接続し、その全波整流回路５の出力端
子に、トランス６の１次巻線６ａとスイッチング素子７
とからなる直列回路を接続するとともに、さらに第１の
平滑コンデンサ８を前記トランス６の１次巻線６ａとス
イッチング素子７との直列回路に対して並列に接続して
いる。また、前記トランス６の１次巻線６ａに、ダイオ
ード９を逆極性に介して共振用コンデンサ１０を接続
し、その共振用コンデンサ１０に抵抗１１を並列に接続
している。
るスイッチング電源の一例として、インバータ制御方式
でかつ２出力を有するものを図３に示す。これは、交流
電源１に、電源スイッチ２，ヒューズ３及びノイズフィ
ルタ４を介してダイオードブリッジからなる全波整流回
路５の入力端子を接続し、その全波整流回路５の出力端
子に、トランス６の１次巻線６ａとスイッチング素子７
とからなる直列回路を接続するとともに、さらに第１の
平滑コンデンサ８を前記トランス６の１次巻線６ａとス
イッチング素子７との直列回路に対して並列に接続して
いる。また、前記トランス６の１次巻線６ａに、ダイオ
ード９を逆極性に介して共振用コンデンサ１０を接続
し、その共振用コンデンサ１０に抵抗１１を並列に接続
している。
【０００３】前記スイッチング素子７は、ＭＯＳ（Meta
l Oxide Semiconductor ）電界効果トランジスタからな
り、そのドレイン端子を前記１次巻線６ａに接続し、ソ
ース端子を接地し、ゲート端子をＰＷＭ（Pulse Width
Modulation）制御回路１２に接続している。また、ドレ
イン−ソース端子間に抵抗１３とコンデンサ１４との直
列回路を接続している。
l Oxide Semiconductor ）電界効果トランジスタからな
り、そのドレイン端子を前記１次巻線６ａに接続し、ソ
ース端子を接地し、ゲート端子をＰＷＭ（Pulse Width
Modulation）制御回路１２に接続している。また、ドレ
イン−ソース端子間に抵抗１３とコンデンサ１４との直
列回路を接続している。
【０００４】前記トランス６は、その１次側に前記１次
巻線６ａを巻回し、２次側に第１の２次巻線６ｂ-1とこ
の第１の２次巻線６ｂ-1とは巻数の異なる第２の２次巻
線６ｂ-2とを巻回している。そして、第１の２次巻線６
ｃ-1にダイオード１５を介して第２の平滑コンデンサ１
６を接続し、この第２の平滑コンデンサ１６の端子間電
圧を第１の負荷１７に対する供給電圧とするとともに、
第２の２次巻線６ｃ-2にダイオード１８を介して第３の
平滑コンデンサ１９を接続し、この第３の平滑コンデン
サ１９の端子間電圧を第２の負荷２０に対する供給電圧
としている。また、第３の平滑コンデンサ１９に対して
並列に安定化回路２１を接続しており、この安定化回路
２１で検出した電圧がフィードバック回路２２を介して
前記ＰＷＭ制御回路１２に帰還されるようになってい
る。
巻線６ａを巻回し、２次側に第１の２次巻線６ｂ-1とこ
の第１の２次巻線６ｂ-1とは巻数の異なる第２の２次巻
線６ｂ-2とを巻回している。そして、第１の２次巻線６
ｃ-1にダイオード１５を介して第２の平滑コンデンサ１
６を接続し、この第２の平滑コンデンサ１６の端子間電
圧を第１の負荷１７に対する供給電圧とするとともに、
第２の２次巻線６ｃ-2にダイオード１８を介して第３の
平滑コンデンサ１９を接続し、この第３の平滑コンデン
サ１９の端子間電圧を第２の負荷２０に対する供給電圧
としている。また、第３の平滑コンデンサ１９に対して
並列に安定化回路２１を接続しており、この安定化回路
２１で検出した電圧がフィードバック回路２２を介して
前記ＰＷＭ制御回路１２に帰還されるようになってい
る。
【０００５】また、前記トランス６の１次側に３次巻線
６ｃを巻回しており、この３次巻線にダイオード２３を
介して第４の平滑コンデンサ２４を接続している。そし
て、この第４の平滑コンデンサ２４の端子間電圧を前記
ＰＷＭ制御回路１２に印加している。
６ｃを巻回しており、この３次巻線にダイオード２３を
介して第４の平滑コンデンサ２４を接続している。そし
て、この第４の平滑コンデンサ２４の端子間電圧を前記
ＰＷＭ制御回路１２に印加している。
【０００６】前記ＰＷＭ制御回路１２は、コンデンサ２
５と抵抗２６との並列回路により定まる発振周波数で前
記スイッチング素子７のスイッチング動作を制御する駆
動回路であり、前記第４の平滑コンデンサ２４の端子間
電圧と前記フィードバック回路２２からの帰還電圧とに
基づいて前記スイッチング素子７のオン・オフデューテ
ィ比を可変制御して出力電圧の安定化を図るものであ
る。
５と抵抗２６との並列回路により定まる発振周波数で前
記スイッチング素子７のスイッチング動作を制御する駆
動回路であり、前記第４の平滑コンデンサ２４の端子間
電圧と前記フィードバック回路２２からの帰還電圧とに
基づいて前記スイッチング素子７のオン・オフデューテ
ィ比を可変制御して出力電圧の安定化を図るものであ
る。
【０００７】この従来装置は、ＰＷＭ制御回路１２によ
りスイッチング素子７が一定の周波数で高周波スイッチ
ング動作されると、前記トランス６の１次巻線６ａと前
記共振用コンデンサ１０との共振回路が動作して、前記
トランス６の１次巻線６ａに高周波電圧が発生する。こ
れにより、第１，第２の２次巻線６ｂ-1，６ｂ-2にも１
次巻線６ａとの巻数比に比例した高周波電圧がそれぞれ
誘起され、この電圧により第２，第３の平滑コンデンサ
１６，１９が充電される。そして、第２の平滑コンデン
サ１６の充電電圧（例えば＋２４Ｖ）が第１の負荷１７
に対する電源電圧として供せられ、第３の平滑コンデン
サ１９の充電電圧（例えば＋５Ｖ）が第２の負荷２０に
対する電源電圧として供せられる。
りスイッチング素子７が一定の周波数で高周波スイッチ
ング動作されると、前記トランス６の１次巻線６ａと前
記共振用コンデンサ１０との共振回路が動作して、前記
トランス６の１次巻線６ａに高周波電圧が発生する。こ
れにより、第１，第２の２次巻線６ｂ-1，６ｂ-2にも１
次巻線６ａとの巻数比に比例した高周波電圧がそれぞれ
誘起され、この電圧により第２，第３の平滑コンデンサ
１６，１９が充電される。そして、第２の平滑コンデン
サ１６の充電電圧（例えば＋２４Ｖ）が第１の負荷１７
に対する電源電圧として供せられ、第３の平滑コンデン
サ１９の充電電圧（例えば＋５Ｖ）が第２の負荷２０に
対する電源電圧として供せられる。
【０００８】また、第３の平滑コンデンサ１９の充電電
圧が安定化回路２１によって検出され、フィードバック
回路２２を介して前記ＰＷＭ制御回路１２に帰還され
る。これにより、必要に応じて前記スイッチング素子７
のオン・オフデューティ比が可変制御されて、出力電圧
の安定化が図られる。
圧が安定化回路２１によって検出され、フィードバック
回路２２を介して前記ＰＷＭ制御回路１２に帰還され
る。これにより、必要に応じて前記スイッチング素子７
のオン・オフデューティ比が可変制御されて、出力電圧
の安定化が図られる。
【０００９】かかる構成の従来装置において、第１及び
第２の負荷１７，２０として定格の大きさの負荷が接続
されている状態（定格負荷状態）での前記スイッチング
素子７のゲート電圧ＶG とドレイン電流ＩD の波形を図
４（ａ）に示す。また、最小の負荷が接続されている状
態（待機負荷状態）での前記スイッチング素子７のゲー
ト電圧ＶG とドレイン電流ＩD の波形を図４（ｂ）に示
す。
第２の負荷１７，２０として定格の大きさの負荷が接続
されている状態（定格負荷状態）での前記スイッチング
素子７のゲート電圧ＶG とドレイン電流ＩD の波形を図
４（ａ）に示す。また、最小の負荷が接続されている状
態（待機負荷状態）での前記スイッチング素子７のゲー
ト電圧ＶG とドレイン電流ＩD の波形を図４（ｂ）に示
す。
【００１０】図示するように、定格負荷状態及び待機負
荷状態のいずれにおいても、スイッチング素子７は、一
定の周期Ｔでオン（ゲート電圧ＶG ＞ＧＮＤレベル），
オフ（ゲート電圧ＶG ＝ＧＮＤレベル）を繰り返してい
る。そして、定格負荷状態ではスイッチング素子７のオ
ン時間（電流が流れる時間）がほぼ最大（ｔ０）に広が
っており、このとき伝達されるエネルギーに対してスイ
ッチング素子７での損失は小さく効率がよいものとな
る。これに対し、待機負荷状態ではスイッチング素子７
のオン時間がほぼ最小（ｔ１）に狭まっており、このと
き伝達されるエネルギーに対してスイッチング素子７で
の損失は大きく効率が悪かった。
荷状態のいずれにおいても、スイッチング素子７は、一
定の周期Ｔでオン（ゲート電圧ＶG ＞ＧＮＤレベル），
オフ（ゲート電圧ＶG ＝ＧＮＤレベル）を繰り返してい
る。そして、定格負荷状態ではスイッチング素子７のオ
ン時間（電流が流れる時間）がほぼ最大（ｔ０）に広が
っており、このとき伝達されるエネルギーに対してスイ
ッチング素子７での損失は小さく効率がよいものとな
る。これに対し、待機負荷状態ではスイッチング素子７
のオン時間がほぼ最小（ｔ１）に狭まっており、このと
き伝達されるエネルギーに対してスイッチング素子７で
の損失は大きく効率が悪かった。
【００１１】すなわち、従来装置はスイッチング素子７
を含む各素子が定格負荷状態に合せて設計されているた
め、スイッチング素子７のオン時間がほぼ最小に狭まっ
ている待機負荷状態ではスイッチング素子７の応答速度
が追随できなかった。このため、図５のＡ部拡大図に示
すように、スイッチング素子７がオンする前及びオフし
た後にそれぞれ損失電流ｋ１，ｋ２が発生しており、こ
の損失電流ｋ１，ｋ２分のエネルギーがスイッチング素
子７で損失されて全て熱に変わっていたため、効率が悪
かった。
を含む各素子が定格負荷状態に合せて設計されているた
め、スイッチング素子７のオン時間がほぼ最小に狭まっ
ている待機負荷状態ではスイッチング素子７の応答速度
が追随できなかった。このため、図５のＡ部拡大図に示
すように、スイッチング素子７がオンする前及びオフし
た後にそれぞれ損失電流ｋ１，ｋ２が発生しており、こ
の損失電流ｋ１，ｋ２分のエネルギーがスイッチング素
子７で損失されて全て熱に変わっていたため、効率が悪
かった。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のこの種の電源装置においては、スイッチング素子７を
含む各素子が定格負荷状態に合せて設計されており、尚
且つ負荷の状態に拘らず一定の周期でスイッチング素子
７をスイッチング動作させていたため、スイッチング素
子７のオン時間が最小となる待機負荷状態のときにはス
イッチング素子７の応答速度が追随できず、スイッチン
グ素子７がオンする前及びオフした後にそれぞれ損失電
流ｋ１，ｋ２が発生して効率が低下するという問題があ
った。
のこの種の電源装置においては、スイッチング素子７を
含む各素子が定格負荷状態に合せて設計されており、尚
且つ負荷の状態に拘らず一定の周期でスイッチング素子
７をスイッチング動作させていたため、スイッチング素
子７のオン時間が最小となる待機負荷状態のときにはス
イッチング素子７の応答速度が追随できず、スイッチン
グ素子７がオンする前及びオフした後にそれぞれ損失電
流ｋ１，ｋ２が発生して効率が低下するという問題があ
った。
【００１３】そこで本発明は、待機負荷状態でのスイッ
チング素子のオン・オフデューティ比を変えることなく
スイッチング素子のオン時間を長く延ばすことでスイッ
チング素子での損失を低減し、電源装置の効率向上を図
ることを目的とする。
チング素子のオン・オフデューティ比を変えることなく
スイッチング素子のオン時間を長く延ばすことでスイッ
チング素子での損失を低減し、電源装置の効率向上を図
ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
しその目的を達成するために、交流電源からの交流を整
流する整流回路の出力端子間にトランスの１次巻線とス
イッチング素子との直列回路を接続するとともに、トラ
ンスの１次巻線に対して並列に共振用コンデンサを接続
し、かつスイッチング素子を一定の周波数でスイッチン
グ動作させる駆動回路を設け、スイッチング素子のスイ
ッチング動作によりトランスの１次巻線と共振用コンデ
ンサとの共振回路を動作させて、トランスの２次巻線に
伝達された共振電圧を負荷への供給電圧とする電源装置
において、負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段
と、この検出手段により検出される負荷の大きさに基づ
いて駆動回路により制御されるスイッチング素子のスイ
ッチング動作の周波数を変化させるスイッチング周波数
可変手段とを設けたものである。
しその目的を達成するために、交流電源からの交流を整
流する整流回路の出力端子間にトランスの１次巻線とス
イッチング素子との直列回路を接続するとともに、トラ
ンスの１次巻線に対して並列に共振用コンデンサを接続
し、かつスイッチング素子を一定の周波数でスイッチン
グ動作させる駆動回路を設け、スイッチング素子のスイ
ッチング動作によりトランスの１次巻線と共振用コンデ
ンサとの共振回路を動作させて、トランスの２次巻線に
伝達された共振電圧を負荷への供給電圧とする電源装置
において、負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段
と、この検出手段により検出される負荷の大きさに基づ
いて駆動回路により制御されるスイッチング素子のスイ
ッチング動作の周波数を変化させるスイッチング周波数
可変手段とを設けたものである。
【００１５】ここで、負荷状態検出手段は、トランスの
１次巻線側に設けた巻線と、この巻線に発生した電圧を
検出する回路とで構成する。また、スイッチング周波数
可変手段は、検出手段により検出される負荷が小さいと
きスイッチング動作の周波数を下げる方向に変化させる
ものである。
１次巻線側に設けた巻線と、この巻線に発生した電圧を
検出する回路とで構成する。また、スイッチング周波数
可変手段は、検出手段により検出される負荷が小さいと
きスイッチング動作の周波数を下げる方向に変化させる
ものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態とし
て、インバータ制御方式でかつ２出力を有するスイッチ
ング電源に適用した場合について、図１及び図２を用い
て説明する。なお、図３，図４と同一部分には同一符号
を付し、その詳しい説明は省略する。
て、インバータ制御方式でかつ２出力を有するスイッチ
ング電源に適用した場合について、図１及び図２を用い
て説明する。なお、図３，図４と同一部分には同一符号
を付し、その詳しい説明は省略する。
【００１７】すなわち、図１に示す本実施の形態の電源
装置（スイッチング電源）が図３に示す従来装置と異な
る点は、負荷１７，２０の大きさを検出する負荷状態検
出回路３０と、この負荷状態検出回路３０により検出さ
れる負荷の大きさに基づいてＰＷＭ制御回路１２により
制御されるスイッチング素子７のスイッチング動作の周
波数を変化させるスイッチング周波数可変回路４０とを
設けた点にある。
装置（スイッチング電源）が図３に示す従来装置と異な
る点は、負荷１７，２０の大きさを検出する負荷状態検
出回路３０と、この負荷状態検出回路３０により検出さ
れる負荷の大きさに基づいてＰＷＭ制御回路１２により
制御されるスイッチング素子７のスイッチング動作の周
波数を変化させるスイッチング周波数可変回路４０とを
設けた点にある。
【００１８】前記負荷状態検出回路３０は、トランス６
の１次側に１次巻線６ａ及び３次巻線６ｃとは逆向きに
巻回した４次巻線６ｄと、この４次巻線６ｄにダイオー
ド３１を介して接続した第５の平滑コンデンサ３２と、
この第５の平滑コンデンサ３２に並列に接続した抵抗３
３と、この抵抗３３に並列に接続した図示極性のツェナ
ダイオード３４及び抵抗３５の直列回路とで構成してい
る。
の１次側に１次巻線６ａ及び３次巻線６ｃとは逆向きに
巻回した４次巻線６ｄと、この４次巻線６ｄにダイオー
ド３１を介して接続した第５の平滑コンデンサ３２と、
この第５の平滑コンデンサ３２に並列に接続した抵抗３
３と、この抵抗３３に並列に接続した図示極性のツェナ
ダイオード３４及び抵抗３５の直列回路とで構成してい
る。
【００１９】前記スイッチング周波数可変回路４０は、
ＰＷＭ制御回路１２に並列に接続されたコンデンサ４１
と、このコンデンサ４１に並列に接続された直列抵抗４
２，４３と、一方の抵抗４３に並列に接続されたＰＮＰ
型のスイッチングトランジスタ４４と、このスイッチン
グトランジスタ４４のベース端子に直列に接続したコン
デンサ４５とで構成している。そして、このスイッチン
グ周波数可変回路４０におけるスイッチングトランジス
タ４４のベース端子とコンデンサ４５との接続点と、前
記負荷状態検出回路３０におけるツェナダイオード３４
と抵抗３５との接続点とを短絡している。
ＰＷＭ制御回路１２に並列に接続されたコンデンサ４１
と、このコンデンサ４１に並列に接続された直列抵抗４
２，４３と、一方の抵抗４３に並列に接続されたＰＮＰ
型のスイッチングトランジスタ４４と、このスイッチン
グトランジスタ４４のベース端子に直列に接続したコン
デンサ４５とで構成している。そして、このスイッチン
グ周波数可変回路４０におけるスイッチングトランジス
タ４４のベース端子とコンデンサ４５との接続点と、前
記負荷状態検出回路３０におけるツェナダイオード３４
と抵抗３５との接続点とを短絡している。
【００２０】このような構成を有する本実施の形態の電
源装置においては、前記スイッチングトランジスタ４４
がオンしている状態（ベース電流がＧＮＤレベル）で
は、ＰＷＭ制御回路１２の発振周波数がコンデンサ４１
と抵抗４２とで決定される。そして、この発振周波数に
よりスイッチング素子７が高周波スイッチング動作され
ると、トランス６の１次巻線６ａと共振用コンデンサ１
０との共振回路が動作して、トランス６の１次巻線６ａ
に高周波電圧が発生する。これにより、第１，第２の２
次巻線６ｂ-1，６ｂ-2にも１次巻線６ａとの巻数比に応
じた高周波電圧がそれぞれ誘起され、この電圧により第
２，第３の平滑コンデンサ１６，１９が充電される。そ
して、第２の平滑コンデンサ１６の充電電圧が第１の負
荷１７に対する電源電圧として供せられ、第３の平滑コ
ンデンサ１９の充電電圧が第２の負荷２０に対する電源
電圧として供せられる。
源装置においては、前記スイッチングトランジスタ４４
がオンしている状態（ベース電流がＧＮＤレベル）で
は、ＰＷＭ制御回路１２の発振周波数がコンデンサ４１
と抵抗４２とで決定される。そして、この発振周波数に
よりスイッチング素子７が高周波スイッチング動作され
ると、トランス６の１次巻線６ａと共振用コンデンサ１
０との共振回路が動作して、トランス６の１次巻線６ａ
に高周波電圧が発生する。これにより、第１，第２の２
次巻線６ｂ-1，６ｂ-2にも１次巻線６ａとの巻数比に応
じた高周波電圧がそれぞれ誘起され、この電圧により第
２，第３の平滑コンデンサ１６，１９が充電される。そ
して、第２の平滑コンデンサ１６の充電電圧が第１の負
荷１７に対する電源電圧として供せられ、第３の平滑コ
ンデンサ１９の充電電圧が第２の負荷２０に対する電源
電圧として供せられる。
【００２１】また、第３の平滑コンデンサ１９の充電電
圧が安定化回路２１によって検出され、フィードバック
回路２２を介してＰＷＭ制御回路１２に帰還される。こ
れにより、必要に応じてスイッチング素子７のオン・オ
フデューティ比が可変制御されて、出力電圧の安定化が
図られる。
圧が安定化回路２１によって検出され、フィードバック
回路２２を介してＰＷＭ制御回路１２に帰還される。こ
れにより、必要に応じてスイッチング素子７のオン・オ
フデューティ比が可変制御されて、出力電圧の安定化が
図られる。
【００２２】さらに、第１，第２の２次巻線６ｂ-1，６
ｂ-2にそれぞれ発生する高周波電圧により４次巻線６ｄ
にも巻線比に比例した高周波電圧が誘起される。そして
この４次巻線６ｄに誘起された高周波電圧がツェナダイ
オード３４の降伏電圧に達するとこのツェナダイオード
３４に逆方向電流が流れ、コンデンサ４５が通電され
て、スイッチングトランジスタ４４がオフ動作する。こ
れにより、ＰＷＭ制御回路１２の発振周波数がコンデン
サ４１と直列抵抗４２，４３とで決定される。すなわ
ち、スイッチングトランジスタ４４のオン動作時よりも
抵抗値が上昇するためＰＷＭ制御回路１２の発振周波数
が低下し、スイッチング素子７のスイッチング動作が遅
くなる。
ｂ-2にそれぞれ発生する高周波電圧により４次巻線６ｄ
にも巻線比に比例した高周波電圧が誘起される。そして
この４次巻線６ｄに誘起された高周波電圧がツェナダイ
オード３４の降伏電圧に達するとこのツェナダイオード
３４に逆方向電流が流れ、コンデンサ４５が通電され
て、スイッチングトランジスタ４４がオフ動作する。こ
れにより、ＰＷＭ制御回路１２の発振周波数がコンデン
サ４１と直列抵抗４２，４３とで決定される。すなわ
ち、スイッチングトランジスタ４４のオン動作時よりも
抵抗値が上昇するためＰＷＭ制御回路１２の発振周波数
が低下し、スイッチング素子７のスイッチング動作が遅
くなる。
【００２３】ところで、本実施の形態の電源装置は、２
出力のうち第２の負荷２０に対する出力電圧Ｖ２をフィ
ードバック制御し、第１の負荷に対する出力電圧Ｖ１を
フィードバック制御しない構成である。この場合、非制
御系の出力電圧Ｖ１は制御系の出力電圧Ｖ２の変動に依
存する特性がある。そこで、制御系の出力電圧Ｖ２を変
動の小さい電圧（例えば＋５Ｖ）とし、非制御系の出力
電圧Ｖ１を変動の大きい電圧（例えば＋２４Ｖ）とす
る。こうすることにより、非制御系の出力電圧Ｖ１は制
御系の出力電圧Ｖ２の変動の影響をあまり受けなくな
り、４次巻線６ｄに誘起される高周波電圧は、負荷１７
の増加により非制御系の出力電圧Ｖ１が低下するとそれ
に比例して低下し、負荷１７の減少により出力電圧Ｖ１
が上昇するとそれに比例して上昇するようになる。
出力のうち第２の負荷２０に対する出力電圧Ｖ２をフィ
ードバック制御し、第１の負荷に対する出力電圧Ｖ１を
フィードバック制御しない構成である。この場合、非制
御系の出力電圧Ｖ１は制御系の出力電圧Ｖ２の変動に依
存する特性がある。そこで、制御系の出力電圧Ｖ２を変
動の小さい電圧（例えば＋５Ｖ）とし、非制御系の出力
電圧Ｖ１を変動の大きい電圧（例えば＋２４Ｖ）とす
る。こうすることにより、非制御系の出力電圧Ｖ１は制
御系の出力電圧Ｖ２の変動の影響をあまり受けなくな
り、４次巻線６ｄに誘起される高周波電圧は、負荷１７
の増加により非制御系の出力電圧Ｖ１が低下するとそれ
に比例して低下し、負荷１７の減少により出力電圧Ｖ１
が上昇するとそれに比例して上昇するようになる。
【００２４】そこで、負荷１７が最小となる待機負荷状
態のときに４次巻線６ｄに誘起される高周波電圧がツェ
ナダイオード３４の降伏電圧まで上昇し、スイッチング
トランジスタ４４がオフ動作してＰＷＭ制御回路１２の
発振周波数が１／２に低下するように回路を設計する。
この場合における定格負荷状態でのスイッチング素子７
のゲート電圧ＶG とドレイン電流ＩD の波形を図２
（ａ）に示す。また、待機負荷状態でのスイッチング素
子７のゲート電圧ＶG とドレイン電流ＩD の波形を図２
（ｂ）に示す。
態のときに４次巻線６ｄに誘起される高周波電圧がツェ
ナダイオード３４の降伏電圧まで上昇し、スイッチング
トランジスタ４４がオフ動作してＰＷＭ制御回路１２の
発振周波数が１／２に低下するように回路を設計する。
この場合における定格負荷状態でのスイッチング素子７
のゲート電圧ＶG とドレイン電流ＩD の波形を図２
（ａ）に示す。また、待機負荷状態でのスイッチング素
子７のゲート電圧ＶG とドレイン電流ＩD の波形を図２
（ｂ）に示す。
【００２５】図示するように、定格負荷状態のときに
は、スイッチング素子７は、一定の周期Ｔでオン（ゲー
ト電圧ＶG ＞ＧＮＤレベル），オフ（ゲート電圧ＶG ＝
ＧＮＤレベル）を繰り返している。このとき、スイッチ
ング素子７のオン時間がほぼ最大（ｔ０）に広がってお
り、伝達されるエネルギーに対してスイッチング素子７
での損失は小さく効率がよいものとなる。
は、スイッチング素子７は、一定の周期Ｔでオン（ゲー
ト電圧ＶG ＞ＧＮＤレベル），オフ（ゲート電圧ＶG ＝
ＧＮＤレベル）を繰り返している。このとき、スイッチ
ング素子７のオン時間がほぼ最大（ｔ０）に広がってお
り、伝達されるエネルギーに対してスイッチング素子７
での損失は小さく効率がよいものとなる。
【００２６】一方、待機負荷状態のときには、スイッチ
ング素子７は、定格負荷状態のときの周期Ｔの２倍の周
期でオン（ゲート電圧ＶG ＞ＧＮＤレベル），オフ（ゲ
ート電圧ＶG ＝ＧＮＤレベル）を繰り返している。ただ
し、スイッチング素子７のオン・オフデューティ比は従
来の待機負荷状態のときと変わらない。したがって、ス
イッチング素子７のオン時間（ｔ２）は狭まっているも
のの、従来の待機負荷状態のときのオン時間（ｔ１）の
２倍に広がっており、伝達されるエネルギーに対してス
イッチング素子７での損失は小さくなる。その結果、待
機負荷状態での効率を向上できるようになり、待機時の
消費電力を低減できる。
ング素子７は、定格負荷状態のときの周期Ｔの２倍の周
期でオン（ゲート電圧ＶG ＞ＧＮＤレベル），オフ（ゲ
ート電圧ＶG ＝ＧＮＤレベル）を繰り返している。ただ
し、スイッチング素子７のオン・オフデューティ比は従
来の待機負荷状態のときと変わらない。したがって、ス
イッチング素子７のオン時間（ｔ２）は狭まっているも
のの、従来の待機負荷状態のときのオン時間（ｔ１）の
２倍に広がっており、伝達されるエネルギーに対してス
イッチング素子７での損失は小さくなる。その結果、待
機負荷状態での効率を向上できるようになり、待機時の
消費電力を低減できる。
【００２７】なお、前記一実施の形態では待機負荷状態
のときとそれ以外のときとで２段階にスイッチング素子
７のスイッチング動作の周波数を変化させる場合を示し
たが、３段階以上に負荷の大きさを区分して検出し、そ
れに応じて段階的にスイッチング動作の周波数を変化さ
せてもよい。
のときとそれ以外のときとで２段階にスイッチング素子
７のスイッチング動作の周波数を変化させる場合を示し
たが、３段階以上に負荷の大きさを区分して検出し、そ
れに応じて段階的にスイッチング動作の周波数を変化さ
せてもよい。
【００２８】また、前記一実施の形態ではインバータ制
御方式でかつ２出力を有するスイッチング電源に本発明
を適用したが、本発明はこれに限定されるものではな
く、例えば１出力のスイッチング電源等にもその１出力
に接続される負荷の大きさを検出する負荷状態検出回路
と、この検出回路により検出される負荷の大きさに基づ
いて駆動回路により制御されるスイッチング素子のスイ
ッチング動作の周波数を変化させるスイッチング周波数
可変回路とを設けることによって同様に適用できるもの
である。
御方式でかつ２出力を有するスイッチング電源に本発明
を適用したが、本発明はこれに限定されるものではな
く、例えば１出力のスイッチング電源等にもその１出力
に接続される負荷の大きさを検出する負荷状態検出回路
と、この検出回路により検出される負荷の大きさに基づ
いて駆動回路により制御されるスイッチング素子のスイ
ッチング動作の周波数を変化させるスイッチング周波数
可変回路とを設けることによって同様に適用できるもの
である。
【００２９】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、待
機負荷状態でのスイッチング素子のオン・オフデューテ
ィ比を変えることなくスイッチング素子のオン時間を長
く延ばすことができ、よってスイッチング素子での損失
を減らすことができ、効率の向上を図り得、待機時の消
費電力を低減できる電源装置を提供できる。
機負荷状態でのスイッチング素子のオン・オフデューテ
ィ比を変えることなくスイッチング素子のオン時間を長
く延ばすことができ、よってスイッチング素子での損失
を減らすことができ、効率の向上を図り得、待機時の消
費電力を低減できる電源装置を提供できる。
【図１】 本発明の一実施の形態である電源装置の回路
構成図。
構成図。
【図２】 同実施の形態における定格負荷状態と待機負
荷状態のスイッチング素子の電圧及び電流波形を示す
図。
荷状態のスイッチング素子の電圧及び電流波形を示す
図。
【図３】 従来の電源装置の回路構成図。
【図４】 従来における定格負荷状態と待機負荷状態の
スイッチング素子の電圧及び電流波形を示す図。
スイッチング素子の電圧及び電流波形を示す図。
【図５】 図４中のＡ部拡大図。
１…交流電源 ５…全波整流回路 ６…トランス ７…スイッチング素子 １０…共振用コンデンサ １２…ＰＷＭ制御回路 １７，２０…第１，第２の負荷 ３０…負荷状態検出回路 ４０…スイッチング周波数可変回路
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源からの交流を整流する整流回路
の出力端子間にトランスの１次巻線とスイッチング素子
との直列回路を接続するとともに、前記トランスの１次
巻線に対して並列に共振用コンデンサを接続し、かつ前
記スイッチング素子を一定の周波数でスイッチング動作
させる駆動回路を設け、前記スイッチング素子のスイッ
チング動作により前記トランスの１次巻線と前記共振用
コンデンサとの共振回路を動作させて、前記トランスの
２次巻線に伝達された共振電圧を負荷への供給電圧とす
る電源装置において、 前記負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段と、この
検出手段により検出される負荷の大きさに基づいて前記
駆動回路により制御される前記スイッチング素子のスイ
ッチング動作の周波数を変化させるスイッチング周波数
可変手段とを具備したことをことを特徴とする電源装
置。 - 【請求項２】 負荷状態検出手段は、トランスの１次巻
線側に設けた巻線と、この巻線に発生した電圧を検出す
る回路とからなることを特徴とする請求項１記載の電源
装置。 - 【請求項３】 スイッチング周波数可変手段は、検出手
段により検出される負荷が小さいときスイッチング動作
の周波数を下げる方向に変化させることを特徴とする請
求項１または２記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9305324A JPH11146645A (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9305324A JPH11146645A (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11146645A true JPH11146645A (ja) | 1999-05-28 |
Family
ID=17943747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9305324A Pending JPH11146645A (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11146645A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005106902A1 (en) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Geir Olav Gyland | A device and method of non-contact energy transmission |
| CN100382424C (zh) * | 2003-08-18 | 2008-04-16 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| US20100256831A1 (en) * | 2009-04-03 | 2010-10-07 | Keith Abramo | Wireless power infrastructure |
| US10998802B2 (en) | 2017-02-21 | 2021-05-04 | Louis J. Finkle | Hybrid induction motor with self aligning hybrid induction/permanent magnet rotor |
-
1997
- 1997-11-07 JP JP9305324A patent/JPH11146645A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100382424C (zh) * | 2003-08-18 | 2008-04-16 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| WO2005106902A1 (en) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Geir Olav Gyland | A device and method of non-contact energy transmission |
| US8125208B2 (en) | 2004-04-30 | 2012-02-28 | Geir Olav Gyland | Transformer device utilizing an air gap for non-contact energy transmission from the primary side to the secondary side |
| US20100256831A1 (en) * | 2009-04-03 | 2010-10-07 | Keith Abramo | Wireless power infrastructure |
| US8536736B2 (en) * | 2009-04-03 | 2013-09-17 | International Business Machines Corporation | Wireless power infrastructure |
| TWI482388B (zh) * | 2009-04-03 | 2015-04-21 | Ibm | ㄧ種用於傳送無線電力至一行動裝置之方法、無線電力基礎架構與具有一無線電力管理系統之行動裝置及利用ㄧ行動裝置來獲得無線共振電力之方法 |
| US10998802B2 (en) | 2017-02-21 | 2021-05-04 | Louis J. Finkle | Hybrid induction motor with self aligning hybrid induction/permanent magnet rotor |
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