JPH1117464A - 移相器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】高周波信号の位相を変化させる移相器におい
て、比較的簡易な構成により、広帯域化、高安定化を図
ることを目的とする。 【解決手段】位相を変化させようとする信号を、分配器
で２つの経路に分波し、それぞれの経路に有する可変減
衰器出力を方向性結合器にて異なる位相で合成する回路
によって、可変減衰器の減衰量を変えることで任意の移
相量が設定可能な移相器。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルデータ
を用いて無線伝送を行うための送信装置のうち、電力増
幅器の非線形性を補償するための線形補償回路に係るも
のである。

【０００２】

【従来の技術】従来技術の例として、ディジタル無線に
使用する電力増幅器のフィードフォワード型線形補償回
路で用いられる移相器を説明する。図４はフィードフォ
ワード型線形補償回路のブロック図で、11は入力端子、
12は分配器、13は電力増幅器（ＰＡ）、14は移相器、15
は電力分配器、16は第１の加算器、17は遅延器、18は線
形増幅器（ＬＡ）、19は第２の加算器、20は出力端子で
ある。入力端子11は分配器12に接続され、該分配器12は
電力増幅器13と移相器14に接続される。該電力増幅器13
は電力分配器15に接続され、該電力分配器15は遅延器17
と第１の加算器16に接続される。該遅延器17は第２の加
算器19に接続される。前記移相器は前記第１の加算器16
に接続され、該第１の加算器16は線形増幅器18に接続さ
れる。該線形増幅器18は前記第２の加算器19に接続さ
れ、該第２の加算器19は出力端子20に接続される。

【０００３】図４によって、フィードフォワード型線形
補償回路について説明する。変調された搬送波が入力端
子11から分配器12に入力し、該分配器12は入力された信
号を主信号経路側の電力増幅器13に伝達するとともに移
相器14に分配する。該移相器14は、該電力増幅器13で生
じる遅延量と同じ遅延量を、入力された信号に与え、か
つ該電力増幅器13の出力信号と位相が逆相になるように
調整する。該移相器14で遅延され逆相となった信号は、
第１の加算器16に入力する。また前記電力増幅器13の出
力は電力分配器15に入力し、該電力分配器15は入力され
た信号を遅延器17を介して第２の加算器19に送るととも
に前記第１の加算器16に分配して送る。従って該第１の
加算器16には、前記電力増幅器13の出力と前記移相器14
の出力が入力し加算される。前記電力増幅器13の出力に
は、その非線形性により歪み成分が生じており、また前
記移相器14の出力は歪み成分が含まれておらず、前記電
力増幅器13の出力と逆相で遅延量が同じ信号となってい
る。このため前記第１の加算器16でこれら２つの信号が
加算され、前記電力増幅器13から生じた歪み成分のみが
抽出されることになる。この第１の加算器16から出力さ
れた歪み成分は線形増幅器18に入力し、該線形増幅器18
で出力レベルを合わせ前記第２の加算器19に入力し、該
第２の加算器19の出力は出力端子20から出力される。該
第２の加算器19には、前記電力増幅器13の出力が前記遅
延器17で前記線形増幅器18と同じ遅延量を与えられて入
力する。従って、該第２の加算器19において、前記線形
増幅器18からの信号に、前記抽出された歪み成分が減算
され、前記線形増幅器18の信号に含まれる歪み成分を相
殺することにより、非線形歪みの補償が行われる。この
線形補償回路に用いられる前記移相器14の回路構成を図
３に示す。

【０００４】図３は線形補償回路で用いられる移相器の
回路構成を示す図で、1は入力端子、2は遅延線、9は共
振器、10は可変減衰器（ＡＴＴ）、7は増幅器、8は出力
端子である。図３において、入力端子1から入力された
信号は、遅延線2を通り、出力端子8から出力する時に電
力増幅器で生じる遅延分だけ遅延するようにした後、共
振器9から可変減衰器10に入力される。該可変減衰器10
でレベル調整された信号は、増幅器7を介して、出力端
子8から出力される。即ち、該共振器9で位相を調整し、
前記可変減衰器10でレベルを調整することによって、電
力増幅器の歪みを補償している。該共振器9はバンドパ
スフィルタとなっており、送信搬送波の中心周波数に対
し、該共振器9中のインダクタンスＬとキャパシタンス
Ｃの定数を変えることで、位相を変えることができる。
該共振器9の振幅特性による振幅の変化分については、
後段の前記可変減衰器10の減衰量を調整することで合わ
せ込む。図４に示すＡ〜Ｄの各点の信号の様子につい
て、入力信号として単一周波のＣＷ（Continuous Wav
e）を入力端子11から入力した時のベクトル図を、図５
に示す。図５で横軸は信号成分を複素表示した時の実数
軸（Ｒｅ）、縦軸は虚数軸（Ｉｍ）である。ベクトルＡ
は電力増幅器13の出力信号で、該電力増幅器13によって
歪んだ信号であり、第２の加算器19から出力される主信
号成分Ｄと、第１の加算器16から抽出される歪み成分Ｃ
との合成ベクトルとなる。この合成ベクトルに対し、前
記主信号成分Ｄの逆ベクトルＢを足すことで歪み成分Ｃ
のみを取り出し、この歪み成分Ｃを電力増幅器出力から
引くことで、補償がなされる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】前述した従来例では、
移相器が6dB/Octの振幅特性(帯域特性)を持っているた
め、変調により、送信波のスペクトルが広がると、その
帯域特性により補償量にばらつきが生じてしまう。特
に、映像信号のような大容量伝送や、スペクトル拡散な
どのような広帯域伝送を行う場合に問題となる。また、
広い温度範囲において一定の補償量を確保するために
は、高精度のＬやＣを用いるか、温度補償回路を付加す
る必要がある。さらに、周波数が高い領域、たとえば、
マイクロ波伝送を行う様な場合、共振器を分布定数回路
で構成する必要があり、移相量を最適値に設定するため
の調整に、多大な時間がかかってしまうという問題があ
った。

【０００６】本発明の目的は、移相器の振幅特性の広帯
域化と高安定化を図り、調整作業の簡素化を図ることに
ある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、分配器、方向性結合器を有した移相器と
することにより、直交する各信号のレベルを調整するよ
うにしたものである。

【０００８】

【発明の実施の形態】以下本発明の実施例について、図
１を用いて説明する。図１は本発明による移相器の一構
成例を説明するブロック図で、1は入力端子、2は遅延
線、3は電力分配器（ＰＷＲ ＳＰＬＴ）、4は第１の可
変減衰器（ＡＴＴ）、5は第２の可変減衰器（ＡＴ
Ｔ）、6はハイブリッドリングで構成された方向性結合
器、7は増幅器、8は出力端子である。図１において、入
力端子1は遅延線2に接続し、該遅延線2は電力分配器3に
接続している。該電力分配器3の第１の出力は第１の可
変減衰器4と接続し、該電力分配器3の第２の出力は第２
の可変減衰器5とに接続し、該第１の可変減衰器４は方
向性結合器6の第１の入力イと接続し、前記第２の可変
減衰器5は該方向性結合器6の第２の入力ロに接続してい
る。該方向性結合器6の第１の出力ハは増幅器7を介して
出力端子8に接続され、該方向性結合器6の第２の出力ニ
は接地されている。以下この動作について説明する。説
明を簡単にするため、遅延線2の遅延時間を零（ τ＝
０）とし、第１の可変減衰器4と第２の可変減衰器5の減
衰量を零（ AT＝０（dB））とする。この時、λ/4分布
定数回路（ハイブリッドリング）で構成される方向性結
合器６から出力信号の状態は、出力点Ｓにおいてベクト
ル図で表すと図２(a)の様になり、前記電力分配器3から
出力される２つの直交するベクトルＰ１とＰ２との合成
ベクトルＳとして出力される。このとき、第１の可変減
衰器4と第２の可変減衰器5の減衰量を等しくしているた
め合成ベクトルＳの位相角は４５°なっている。次に、
前記第１の可変減衰器4と第２の可変減衰器5を任意の減
衰量に設定した時を考える。２つの経路に挿入された第
１の可変減衰器4と第２の可変減衰器5の減衰量を、異な
った値に設定した場合のベクトル図を、図２(b)に示
す。この図に示されるように、図２(a)の場合と、その
合成ベクトルＳの位相角が異なる（位相角≠４５°）。
このように、２つの可変減衰器をそれぞれ任意の値に設
定することで、０°〜９０°までの任意の位相角を設定
することが可能となる。合成後の信号レベルについて
は、後段の増幅器７により調整される。この方向性結合
器6は、誘電体基板上にＡｕ膜で平行２線、ハイブリッ
ドリング、円形リング等で形成した場合、厚膜で構成す
ると通常は１０ＧＨz程度まで、薄膜で構成するとそれ
以上の周波数帯まで使用が可能で、広い帯域特性を持
ち、前述のように２つの入力のレベルを可変減衰器で変
えることにより極めて容易に位相を変えることができ
る。また、この移相量を０°〜３６０°までのすべての
領域に対応させる場合には、遅延線2の遅延量を調整す
ることや方向性結合器6を多段に接続すること及び、本
発明の移相器を多段接続することで実現できる。

【０００９】次に、この移相器を電力増幅器の線形補償
に応用した例について説明する。図９はフィードフォワ
ード型線形補償回路のブロック図で、従来の技術と同じ
構成の図４に本発明の移相器14´を使用することで実施
可能である。

【００１０】次に、本発明の移相器をプリディストーシ
ョン型線形補償回路に応用した例を図６によって説明す
る。図６は、プリディストーション型線形補償回路のブ
ロック図で、11は入力端子、12は分配器、21は歪み発生
器（ＲＤＡ）、14´は移相器、15は電力分配器、16は第
１の加算器、19は第２の加算器、22は可変減衰器（ＡＴ
Ｔ）、17は遅延器、18は線形増幅器（ＬＡ）、13は電力
増幅器（ＰＡ）、20は出力端子である。図６において、
入力端子11は分配器12に接続され、該分配器12は歪み発
生器21と移相器14´に接続される。該移相器14´は電力
分配器15に接続され、該電力分配器15は線形増幅器18と
第１の加算器16に接続される。該線形増幅器18は第２の
加算器19に接続される。前記歪み発生器21は前記第１の
加算器16に接続され、該第１の加算器16は可変減衰器22
に接続される。該可変減衰器22は遅延器17に接続され、
該遅延器17は前記第２の加算器19に接続される。該第２
の加算器19は電力増幅器13に接続され、該電力増幅器13
は出力端子20に接続される。

【００１１】以下、この動作について説明する。図６に
おいて、入力端子11から入力された信号は、分配器12で
分配され、一方は歪み発生器21、他方は移相器14に入力
する。該歪み発生器21の出力信号は、主信号成分と歪み
成分とが出力されるが、説明を簡単にするため、この歪
み発生器21の入出力特性は、電力増幅器13の入出力特性
と一致しているとする。一方主信号経路側の前記移相器
14´では、他方の経路側の前記歪み発生器21で生じる遅
延量と同じだけの遅延量を入力された信号に与え、さら
に前記歪み発生器21の出力の主信号成分と逆相となるよ
うにその移相量を調整する。前記移相器14´で遅延され
逆相となった信号は、電力分配器15に入力し、第１の加
算器16と線形増幅器18に送出される。該第１の加算器16
で、前記歪み発生器21の出力信号から、前記移相器14´
の出力である主信号成分を差し引くことにより、前記第
１の加算器16の出力として歪み成分だけが取り出される
ことになる。抽出された歪み成分は、可変減衰器22でレ
ベル調整され、遅延器17で、他方の経路（主信号経路）
側にある線形増幅器18で生じる遅延量と同じ遅延量を与
えられた後、第２の加算器19に入力する。該第２の加算
器19で、前記線形増幅器18の出力である主信号成分か
ら、前記遅延器17側からの信号を減算することのよっ
て、後段の電力増幅器13で生ずる歪みの逆特性が、主信
号にあらかじめ加えられることとなる。この信号を、該
電力増幅器13で増幅すると、非線形性により歪みが発生
するが、該電力増幅器13の入力信号にあらかじめ加えら
れている歪み成分と相殺され、結果として該電力増幅器
13で発生する歪み成分が補償されるものである。図６に
示すＥ〜Ｈの各点の信号の様子について、入力信号とし
て単一周波のＣＷ（Continuous Wave）を入力端子11か
ら入力した時のベクトル図を、図７に示す。図７で横軸
は信号成分を複素表示した時の実数軸（Ｒｅ）、縦軸は
虚数軸（Ｉｍ）である。ベクトルＥは歪み発生器21の出
力信号で、後段の電力増幅器13によって発生が予想され
る歪んだ信号を含んだ信号であり、第１の加算器16から
抽出される歪み成分Ｇと、電力増幅器13から出力される
主信号成分Ｈとの合成ベクトルとなる。この合成ベクト
ルに対し、前記主信号成分Ｈの逆ベクトルＦを足すこと
で歪み成分Ｇのみを取り出し、この歪み成分Ｇを電力増
幅器13の入力から引くことで、補償がなされる。

【００１２】次に、本発明の応用例として、ディジタル
無線における送信機への応用例について説明する。図8
は、本発明を用いたフィードフォワード型線形補償装置
を有する送信機の一例を示すブロック図である。23は送
信データの入力端子、24は変調器（ＭＯＤ）、25はミキ
サ、26は局部発振器、27はバンドパスフィルタ、28は前
置増幅器、29は電力増幅器（ＰＡ）、30は加算器、31は
フィードフォワード型線形補償回路（Ｆ．Ｆ．）、32は
アンテナ、33は方向性結合器である。入力端子23は変調
器24に接続され、該変調器24と局部発振器26とはミキサ
25に接続している。該ミキサ25はバンドパスフィルタ27
に接続し、該バンドパスフィルタ27は前置増幅器28に接
続している。該前置増幅器28は電力増幅器28に接続され
るとともに、方向性結合器33を介してフィードフォワー
ド型線形補償回路31に接続している。前記電力増幅器29
と前記フィードフォワード型線形補償回路31とは加算器
30に接続され、該加算器30はアンテナ31に接続されてい
る。

【００１３】以下この応用例について説明する。入力端
子23から入力されたシリアルデータ（送信データ）は変
調器24に入力し、該変調器24は入力された信号をシリア
ル・パラレル変換および多値化して、所定のマッピング
に従い信号点を配置し、１６ＱＡＭの変調波を生成す
る。該変調器24より出力された変調波はミキサ25に入力
し、該ミキサ25で局部発振器26からの信号により無線周
波数帯へ周波数変換される。周波数変換後の信号はバン
ドパスフィルタ27を通すことにより高調波を除去し、前
置増幅器28と電力増幅器29で所定の送信電力まで増幅さ
れる。ディジタル無線伝送において、１６ＱＡＭのよう
な多値ＱＡＭ変調やＱＰＳＫのような変調方式を用いる
場合、伝送品質の確保、隣接するチャネルへの電力漏洩
の制限などから、電力増幅器の線形性が要求されるが、
その一方で、電源効率の向上が要求され、両者の要求を
満足するためには電力増幅器の非線形性の補償が必要と
なる。また、映像信号のディジタル無線伝送など伝送デ
ータの大容量化が進むにつれ、伝送帯域の広帯域化、伝
送品質の高品質化が求められる。そこで、本実施例で述
べたような広帯域移相器を用いた線形補償装置31を用い
ることにより、電力増幅器27の非線形性を補償した後、
送信アンテナ32から送信するものである。

【００１４】

【発明の効果】本発明によれば、比較的簡易な構成で広
帯域、高安定な移相器が実現でき、この移相器を用い
て、フィードフォワード型、プリディストーション型の
線形補償装置を構成することで、高い伝送品質で、不要
輻射が少ない広帯域なディジタル伝送を行うことが可能
となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図

【図２】図１の動作の一例を説明する位相ベクトル図

【図３】従来の技術を示すブロック図

【図４】従来のフィードフォワード型線形補償回路を説
明するブロック図

【図５】図４の動作の一例を説明する位相ベクトル図

【図６】本発明の線形補償回路の他の動作の一例を示す
ブロック図

【図７】図６の動作の一例を説明する位相ベクトル図

【図８】本発明の送信機の一例を示すブロック図

【図９】本発明のフィードフォワード型線形補償回路の
一例を説明するブロック図

【符号の説明】

1：入力端子、 2：遅延線、 3：電力分配器（ＰＷＲ
ＳＰＬＴ）、 4：第１の可変減衰器（ＡＴＴ）、 5：
第２の可変減衰器（ＡＴＴ）、 6：方向性結合器、
7：増幅器、 8：出力端子、 9：共振器、 10：可変
減衰器（ＡＴＴ）、 11：入力端子、 12：分配器、
13：電力増幅器（ＰＡ）、 14，14´：移相器、 15：
電力分配器、 16：第１の加算器、 17：遅延器、 1
8：線形増幅器（ＬＡ）、 19：第２の加算器、 20：
出力端子、 21：歪み発生器（ＲＤＡ）、 22：可変減
衰器（ＡＴＴ）、 23：入力端子、 24：変調器（ＭＯ
Ｄ）、 25：ミキサ、 26：局部発振器、 27：バンド
パスフィルタ、 28：前置増幅器、 29：電力増幅器
（ＰＡ）、 30：加算器、 31：フィードフォワード型
線形補償回路（Ｆ．Ｆ．）、 32：送信アンテナ、 3
3：方向性結合器、

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 信号の位相を変化させる移相器におい
   て、信号を２つの経路に分ける分配器と、該分配器によ
   り分配されたそれぞれの信号レベルを変えるための可変
   減衰器と、該可変減衰器により減衰した前記２つの信号
   を合成するための方向性結合器とを有し、分配されたそ
   れぞれの信号レベルを変えることによって信号の位相を
   変化させることを特徴とする移相器。
2. 【請求項２】 請求項１記載の移相器を有することを特
   徴とするフィードフォワード型線形補償回路。
3. 【請求項３】 請求項１記載の移相器を有することを特
   徴とするプリディストーション型線形補償回路。
4. 【請求項４】 請求項２または請求項３記載の線形補償
   回路を有するディジタル無線通信装置。