JPH11180319A

JPH11180319A - 電動パワーステアリング装置の制御装置

Info

Publication number: JPH11180319A
Application number: JP35646897A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Chin; 慧陳
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 1997-12-25
Filing date: 1997-12-25
Publication date: 1999-07-06

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】全電流領域において、電流フィードバック制
御系を有する電流ループのローパスフィルタ特性を、異
なるデューティ比の駆動方法によって電流対デューティ
比のゲインの変化にかかわらず一定に保つことができる
電動パワーステアリング装置の制御装置を提供する。【解決手段】半導体素子４個のＨブリッジ回路の入力
端子間に電源を接続した構成で、モータ駆動回路と、Ｈ
ブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する
２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素
子を電流制御値に基づいて決定される第１のデューティ
比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を
第２のデューティ比のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手
段とで構成し、モータ電流対第１及び第２のデューティ
比のＰＷＭ信号のゲインの変化に応じて、予め定義した
電流ループ周波数特性を得られるように、モータ電流制
御手段のパラメータを得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電動パワーステアリ
ング装置の制御装置、特にモータ駆動回路をＨブリッジ
回路で構成した場合のモータ電流制御手段の構成に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】車両用の電動パワーステアリング装置
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシャフトに
発生する操舵トルクと車速を検出し、その検出信号に基
づいて操舵補助指令値を算出し、算出された操舵補助指
令値に応じてモータを駆動して操向ハンドルの操舵力を
補助するものであり、操舵補助指令値の算出や操舵補助
指令値に基づくモータの制御には、マイクロコンピュー
タを含む電子制御回路が使用されている。

【０００３】このような電動式パワーステアリング装置
では、図４に示すように、４個の電界効果型トランジス
タＦＥＴ１〜ＦＥＴ４をブリッジに接続して第１及び第
２の２つのアームを備えたＨブリッジ回路を構成し、そ
の入力端子間に電源Ｖを、出力端子間にモータＭを接続
したモータ制御回路が使用されている。そして、モータ
制御回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２
つのアームを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１の
アームのＦＥＴ１（或いは第２のアームのＦＥＴ２）を
電流制御値に基づいて決定されるデューティ比ＤのＰＷ
Ｍ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モ
ータ電流の大きさが制御される。

【０００４】また、電流制御値の符号に基づいて第２の
アームのＦＥＴ３をＯＮ、第１のアームのＦＥＴ４をＯ
ＦＦ（或いは第２のアームのＦＥＴ３をＯＦＦ、第１の
アームのＦＥＴ４をＯＮ）に制御することにより、モー
タＭの回転方向が制御される。ＦＥＴ３が導通状態にあ
るときは、電流はＦＥＴ１、モータＭ及びＦＥＴ３を経
て流れ、モータＭに正方向の電流が流れる。また、第２
のアームのＦＥＴ４が導通状態にあるときは、電流はＦ
ＥＴ２、モータＭ及びＦＥＴ４を経て流れ、モータＭに
負方向の電流が流れる。かかるモータ制御回路は、同一
アーム上のＦＥＴが同時に駆動されることがないので、
アームが短絡される可能性が低く信頼性が高いため、広
く利用されている（例えば特公平５−１０２７０号公報
参照）。

【０００５】図５は、モータ電流Ｉ（モータＭに実際に
流れる電流であり、電流検出値ｉとは異なる）とＰＷＭ
信号のデューティ比Ｄとの関係を示すものである。即
ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生してい
る状態では、モータ電流Ｉとデューティ比Ｄとの関係
は、図５の特性（ａ）で示すように変化し、制御回路に
おいて操舵トルクの検出信号に基づいてモータＭの制御
目標値である操舵補助指令値Ｉｆｅｆが演算され、操舵
補助指令値ＩｒｅｆとフィードバックされるモータＭの
電流検出値ｉとの差である電流制御値Ｅがモータ駆動回
路に入力されるから、モータ駆動回路のＦＥＴを制御す
るデューティ比Ｄはある値をとり、格別の支障は生じな
い。

【０００６】しかしながら、操向ハンドルを切った後、
セルフアラインメントトルクにより操向ハンドルが直進
走行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻り時」とい
う）は、操舵トルクが発生していない状態にあるため、
モータＭの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆは
零となるが、モータＭに逆起電力が発生するため、モー
タ電流Ｉとデューティ比Ｄとの関係は図５の特性（ｂ）
で示すように逆起電力に相当するだけ上方にシフトし、
デューティ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデュー
ティ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。一方、フィー
ドバック制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとする
が、操舵補助指令値Ｉｒｅｆに対応するデューティ比Ｄ
がないため、図５の特性（ｃ）で示すようにモータ電流
Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制
御値Ｅとして出力される。

【０００７】このような振動電流の発生は雑音の発生源
となるほか、フィードバック制御の安定性を阻害する原
因ともなるので、その対策として本出願人により以下の
ような装置が提案されている。図６はかかる電動パワー
ステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハ
ンドル１の軸２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント
４ａ、４ｂ、ピニオンラック機構５を経て操向車輪のタ
イロッド６に結合されている。軸２には、操向ハンドル
１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられ
ており、操向ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０
がクラッチ２１、減速ギア３を介して軸２に結合されて
いる。

【０００８】パワーステアリング装置を制御するコント
ロールユニット３０には、バッテリ１４からイグニショ
ンキー１１を経て電力が供給され、コントロールユニッ
ト３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴ
と車速センサ１２で検出された車速Ｖとに基づいてアシ
スト指令の操舵補助指令値Ｉｒｅｆの演算を行ない、演
算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆに基づいてモータ２０
に供給する電流を制御する。クラッチ２１はコントロー
ルユニット３０でＯＮ／ＯＦＦ制御され、通常の動作状
態ではＯＮ（結合）されている。そして、コントロール
ユニット３０によりパワーステアリング装置が故障と判
断された時、及びイグニションキー１１によりバッテリ
１４の電源がＯＦＦとなっている時に、クラッチ２１は
ＯＦＦ（切離）される。

【０００９】コントロールユニット３０は主としてＣＰ
Ｕで構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラム
で実行される一般的な機能は図７のようになっている。
トルクセンサ１０で検出されて入力される操舵トルクＴ
は、操舵系の安定性を高めるために位相補償器３１で位
相補償され、位相補償された操舵トルクＴＡが操舵補助
指令値演算器３２に入力される。又、車速センサ１２で
検出された車速Ｖも操舵補助指令値演算器３２に入力さ
れる。操舵補助指令値演算器３２は、入力された操舵ト
ルクＴＡ及び車速Ｖに基づいてモータ２０に供給する電
流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆを決定
し、操舵補助指令値演算器３２にはメモリ３３が付設さ
れている。メモリ３３は車速Ｖをパラメータとして操舵
トルクに対応する操舵補助指令値Ｉを格納しており、操
舵補助指令値演算器３２による操舵補助指令値Ｉｒｅｆ
の演算に使用される。操舵補助指令値Ｉｒｅｆは減算器
３０Ａに入力されると共に、応答速度を高めるためのフ
ィードフォワード系の微分補償器３４に入力され、減算
器３０Ａの偏差（Ｉｒｅｆ−ｉ）は比例演算器３５に入
力され、その比例出力は加算器３０Ｂに入力されると共
にフィードバック系の特性を改善するための積分演算器
３６に入力される。微分補償器３４及び積分補償器３６
の出力も加算器３０Ｂに加算入力され、加算器３０Ｂで
の加算結果である電流制御値Ｅが、モータ駆動信号とし
てモータ駆動回路３７に入力される。モータ２０のモー
タ電流値ｉはモータ電流検出回路３８で検出され、モー
タ電流値ｉは減算器３０Ａに入力されてフィードバック
される。

【００１０】モータ駆動回路３７の構成例を図８に示し
て説明すると、モータ駆動回路３７は加算器３０Ｂから
の電流制御地位Ｅに基づいて電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の各ゲートを駆動するＦＥＴ
ゲート駆動回路３７１、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で成るＨブ
リッジ回路、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２のハイサイド側を駆
動する昇圧電源３７２等で構成されている。ＦＥＴ１及
びＦＥＴ２は、電流制御値Ｅに基づいて決定されるデュ
ーティ比Ｄ１のＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってＯ
Ｎ／ＯＦＦされ、実際にモータに流れる電流Ｉの大きさ
が制御される。ＦＥＴ３及びＦＥＴ４は、デューティ比
Ｄ１の小さい領域では所定１次関数式（ａ，ｂを定数と
してＤ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ）で定義されるデューティ比Ｄ
２のＰＷＭ信号で駆動され、デューティ比Ｄ１の大きい
領域ではＰＷＭ信号の符号により決定されるモータの回
転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦされる。たとえばＦＥＴ３
が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１、モータ２
０、ＦＥＴ３、抵抗Ｒ１を経て流れ、モータ２０に正方
向の電流が流れる。又、ＦＥＴ４が導通状態にあるとき
は、電流はＦＥＴ２、モータ２０、ＦＥＴ４、抵抗Ｒ２
を経て流れ、モータ２０に負方向の電流が流れる。従っ
て、加算器３０Ｂからの電流制御値ＥもＰＷＭ出力とな
っている。又、モータ電流検出回路３８は抵抗Ｒ１の両
端における電圧降下に基づいて負方向の電流の大きさを
検出する。モータ電流検出回路３８で検出されたモータ
電流値ｉは、減算器３０Ａに入力されてフィードバック
される。

【００１１】上述したように、操向ハンドル１を切った
後、セルフアラインメントトルクにより操向ハンドルが
自動的に直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、モー
タ電流Ｉとデューティ比Ｄとの関係は、図５の特性
（ｂ）で示すように逆起電力に相当するだけ上方にシフ
トする。即ち、デューティ比Ｄの値が零の付近でモータ
電流Ｉとデューティ比Ｄとの間に不連続部分が生じ、不
連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅ
として出力され、雑音の発生源となるほか、フィードバ
ック制御の安定性を阻害する原因ともなる。この対策と
して、モータ電流Ｉとデューティ比Ｄとの間の不連続部
分を連続させるように制御する。即ち、図９に示すよう
に、ハンドル戻り時におけるモータ電流Ｉとデューティ
比Ｄとの関係を示す特性（ｂ）の上で、デューティ比Ｄ
＝γのときのモータ電流Ｉを示すＰ点と原点０との間を
連続するように、モータ電流Ｉとデューティ比Ｄとの関
係を制御する。ここで、ＦＥＴ３（又はＦＥＴ４）を、
ＰＷＭ信号の符号により決定されるモータ２０の回転方
向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、
ＦＥＴ１（又はＦＥＴ２）と同時に、且つ異なるデュー
ティ比Ｄで駆動する。

【００１２】図１０はＦＥＴ１及びＦＥＴ３を同時に、
且つ異なるデューティ比で駆動した場合の動作を説明す
る図であり、また、図１１はＦＥＴの動作状態とモータ
端子間電圧ＶＭ、モータ端子間電圧ＶＭからモータ逆起
電力Ｋ_Ｔ・ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモータ電
流Ｉの関係を説明する図である。

【００１３】今、ＦＥＴ１をデューティ比Ｄ１で駆動す
ると共に、ＦＥＴ３をＦＥＴ１のデューティ比Ｄ１より
も大きい（時間的に長い）デューティ比Ｄ２で駆動し、
ＦＥＴ２及びＦＥＴ４は共にＯＦＦに維持するものとす
る。図１１の（Ａ）及び（Ｂ）はＦＥＴ１及びＦＥＴ３
の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。この
とき、モータ端子間電圧ＶＭは図１１の（Ｃ）のように
変化する。即ち、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＮ（こ
の状態をモードＡと呼ぶ）のときは、モータ２０の端子
間にはバッテリ電圧Ｖｂが印加される。次に、ＦＥＴ１
がＯＦＦでＦＥＴ３がＯＮ（この状態をモードＢと呼
ぶ）のときは、モータ２０の端子間電圧ＶＭは零とな
る。さらに、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦ（この
状態をモードＣと呼ぶ）のときは、モータ２０の端子間
には負方向のバッテリ電圧−Ｖｂが印加される。即ち、
モードＣでは、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦであ
るため、モータ２０には図１０（Ｂ）で示すように、抵
抗Ｒ２→ＦＥＴ４の回生ダイオードＤＴ４→モータ２０
→ＦＥＴ２の回生ダイオードＤＴ２→電源に至る電流回
路が形成され、モータ２０の端子間電圧ＶＭは負方向の
バッテリ電圧−Ｖｂとなる。

【００１４】ＦＥＴ１及びＦＥＴ３を同時に、且つ異な
るデューティ比で駆動してモータ電流が平衡状態になっ
たとき、ＰＷＭ信号の周期がモータ２０の電気的時定数
に比較して十分に短い場合には、モータ電流Ｉは近似的
に以下の数１により表わすことができる。

【００１５】

【数１】Ｉ＝｛（Ｄ１＋Ｄ２−１）・Ｖｂ／Ｒ｝−Ｋ_Ｔ・ω／Ｒ但し、Ｄ１，Ｄ２はデューティ比、Ｒはモータ端子間抵
抗、Ｋ_Ｔはモータ２０の逆起電力定数、ωはモータ角速
度である。

【００１６】デューティ比Ｄ２をデューティ比Ｄ１の１
次関数として表わすため、ａ，ｂを定数として下記の数
２を定義する。

【００１７】

【数２】Ｄ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ定数ａ、ｂを求めるため、以下の条件（１）及び（２）
を設定する。

【００１８】（１）デューティ比Ｄ１＝γのとき、デュ
ーティ比Ｄ２＝１（１００％）、但し、γは任意の設定
値である。

【００１９】（２）デューティ比Ｄ１＝０、且つω＝ω
ｒｅｔのとき、Ｉ＝０但し、ωｒｅｔはハンドル戻り時
のモータ角速度である。

【００２０】上記条件（１）は図９において、デューテ
ィ比Ｄ１＝γのときの特性（ｂ）上の点Ｐの位置を決定
する条件であり、条件（２）は図９の特性（ｂ）（ゲイ
ン＝ＫＨ）が原点０を通ることを決定する条件である。
従って、上記条件（１）及び（２）を満たす定数ａ、ｂ
を求めることにより、点Ｐと原点０を結ぶ１次関数（ゲ
イン＝ＫＬ）を決定することができる。尚、デューティ
比Ｄ１がγよりも大きい領域では従来の駆動方法、即ち
ＦＥＴ３（又はＦＥＴ４）が電流方向によりＯＮ又はＯ
ＦＦに制御される制御方法と変わらない。

【００２１】前記条件（１）及び（２）を満す定数ａ、
ｂは、下記数３及び数４で表わされる。

【００２２】

【数３】ａ＝−Ｋ_Ｔ・ωｒｅｔ／γ・Ｖｂ

【数４】ｂ＝１＋Ｋ_Ｔ・ωｒｅｔ／Ｖｂこのときのモータ電流Ｉは、数１のＤ２に数２を代入
し、これに数３及び数４で決定される定数ａ、ｂを代入
して整理した次の数５で表わすことができる。

【００２３】

【数５】Ｉ＝Ｖｂ／Ｒ｛１−（Ｋ_Ｔ・ωｒｅｔ／γ・Ｖ
ｂ）｝・Ｄ１＋Ｋ_Ｔ／Ｒ（ωｒｅｔ−ω）上記数５によれば、モータ電流Ｉとデューティ比Ｄとの
間の関係は、モータ角速度ωがハンドル戻り時のモータ
角速度ωｒｅｔよりも小さい領域においても不連続部分
が無くなることを意味している。即ち、ＦＥＴ１をデュ
ーティ比Ｄ１で駆動し、これと同時にＦＥＴ３をデュー
ティ比Ｄ１とは異なるデューティ比Ｄ２で駆動すること
により、モータ角速度ωがハンドル戻り時のモータ角速
度ωｒｅｔよりも小さい領域においても、モータ電流Ｉ
に対してデューティ比Ｄ１を連続して変化させることが
できる。

【００２４】次に、上述したＦＥＴ駆動方法を採用した
場合のモータ電流の検出について、図１０に示す回路図
を参照して説明する。まず、モードＡでは、ＦＥＴ１及
びＦＥＴ３が共にＯＮであるため、モータ２０の端子間
電圧ＶＭはバッテリ電圧Ｖｂとなる。モータ電流は図１
０（Ａ）の実線で示すように、ＦＥＴ１→モータ２０→
ＦＥＴ３→抵抗Ｒ１の順に流れ、抵抗Ｒ１の両端の電圧
降下をモータ電流検出回路３８のオペアンプＯＰＲで検
出することにより、モータ電流ｉ（Ａ）を検出すること
ができる。

【００２５】モードＢではＦＥＴ１がＯＦＦ、ＦＥＴ３
がＯＮであるため、モータ２０の端子間電圧ＶＭは零と
なる。このため、モータ２０に蓄えられていた磁気エネ
ルギーが電気エネルギーに変換され、電流は図１０
（Ａ）の破線で示すように、モータ２０→ＦＥＴ３→抵
抗Ｒ１→抵抗Ｒ２→ＦＥＴ４の回生ダイオードＤＴ４→
モータ２０の順に電流が流れる。抵抗Ｒ１の両端の電圧
降下をモータ電流検出回路３８のオペアンプＯＰＲで検
出することにより、モータ電流ｉ（Ｂ）を検出すること
ができる。このとき、抵抗Ｒ２の両端の電圧降下を検出
するオペアンプＯＰＬはユニポーラ電源（片電源）で、
逆方向に流れる電流は検出することができないため、オ
ペアンプＯＰＬの検出電流値は零となる。モードＣで
は、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が共にＯＦＦであるため、図
１０（Ｂ）で示すように、抵抗Ｒ２→ＦＥＴ４の回生ダ
イオードＤＴ４→モータ２０→ＦＥＴ２の回生ダイオー
ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モータ２０
の端子間電圧ＶＭは負方向のバッテリ電圧−Ｖｂとな
る。このとき、モータ２０に蓄えられていた磁気エネル
ギーは電気エネルギーに変換されるから、その電流はモ
ータ２０の端子間電圧−Ｖｂに逆らう方向に電流ｉ
（Ｃ）が流れるが、抵抗Ｒ２の両端の電圧降下を検出す
るモータ電流検出回路３８のオペアンプＯＰＬはユニポ
ーラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出する
ことができず、オペアンプＯＰＬの検出電流値は零とな
る。

【００２６】このため、ＰＷＭ信号の１サイクル中にお
いて、モードＡ、モードＢ、モードＣの各段階を通して
モータ２０に実際に流れるモータ電流Ｉは、下記数６で
表わすことができる。

【００２７】

【数６】Ｉ＝ｉ（Ａ）＋ｉ（Ｂ）＋ｉ（Ｃ）一方、モータ電流検出回路３８で検出される検出電流ｉ
（ｄｃｔ）の総和は、電流ｉ（Ｃ）が検出されないため
次の数７のようになる。

【００２８】

【数７】ｉ（ｄｃｔ）＝ｉ（Ａ）＋ｉ（Ｂ）ＰＷＭ信号の１サイクル中に検出電流ｉ（ｄｃｔ）が検
出される期間は、ＰＷＭ信号の１サイクル中のモードＡ
とモードＢの期間で、これはデューティ比Ｄ２に相当す
る（図１１参照）。よって、検出電流ｉ（ｄｃｔ）は次
の数８で表わすことができる。

【００２９】

【数８】ｉ（ｄｃｔ）＝Ｄ２・Ｉ従って、モータ２０に実際に流れるモータ電流Ｉは、数
８を変形して、下記数９で表わすことができる。

【００３０】

【数９】Ｉ＝ｉ（ｄｃｔ）／Ｄ２図１１（Ｅ）はモードＡ、モードＢ、モードＣの各段階
におけるモータ電流Ｉの変化の状態を示しており、時間
の経過と共に次第に平衡状態に近づく。

【００３１】次に、上述したＦＥＴ駆動方法を採用した
場合のモータ角速度ωの推定について説明する。モータ
端子間電圧ＶＭ、実際にモータに流れる電流Ｉ及びモー
タ角速度ωとの間には

【数１０】Ｖ＝（Ｌ・ｓ＋Ｒ）Ｉ＋Ｋ_Ｔ・ω 但し、Ｌはモータのインダクタンス、ｓはラプラス演算
子である。

【００３２】の関係があり、モータ端子間電圧ＶＭとモ
ータ電流Ｉを知れば、モータ角速度ωを求めることがで
きる。

【００３３】図１１（Ｃ）に示すように、モータ端子間
電圧ＶＭは、デューティ比Ｄ１で駆動されるモードＡの
駆動時間ｔ（Ａ）に印加されるバッテリ電圧Ｖｂと、デ
ューティ比Ｄ２で駆動されるモードＣの駆動時間ｔ
（Ｃ）に印加される負方向のバッテリ電圧−Ｖｂとの和
になる。

【００３４】図１１から明らかなように、ＰＷＭ信号の
１サイクル中におけるモードＡの比率はＤ１で、モード
Ｃの比率は（１−Ｄ２）でそれぞれ表わすことができる
から、モータ端子間電圧ＶＭは次の数１１で表わすこと
ができる。

【００３５】

【数１１】ＶＭ＝Ｄ１・Ｖｂ＋（１−Ｄ２）・（−Ｖ
ｂ）＝（Ｄ１＋Ｄ２−１）Ｖｂ上記数１０を用いることにより、バッテリ電圧Ｖｂとデ
ューティ比Ｄ１、Ｄ２とから容易にモータ端子間電圧Ｖ
Ｍを求めることができ、モータ印加電圧を検出する手段
を必要としない。

【００３６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、操舵トルク
Ｔに対応する操舵補助指令値Ｉｒｅｆを演算するとき、
例えば８ビットの有限語長で演算するときに演算結果
（１６ビットとなる）の下位桁（８ビット）が切り捨て
られ、デジタル演算に基づく量子化誤差が発生する。こ
のような量子化誤差は、穏やかな操舵を行なった際に運
転者に不連続な操舵感覚を与えて望ましくない。そこ
で、図１２に示すように、操舵トルクＴに対応する高次
の関数式Ｉｎ＝ｆ（Ｔ）^ｎで定義された操舵補助指令値
Ｉｒｅｆから予め４点（ｐ、ｑ、ｒ、ｓ）を抽出し、そ
のうちの中間の２点（ｑ、ｒ）を共有する３点（ｐ、
ｑ、ｒ）及び（ｑ、ｒ、ｓ）を補間する２つの２次関数
式で近似させている。即ち、点（ｐ、ｑ、ｒ）を補間す
る２次関数式Ｉ１と、点（ｑ、ｒ、ｓ）を補間する２次
関数式Ｉ２を、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｃを定数とし
て以下の数１２及び数１３のように定義する。

【００３７】

【数１２】Ｉ１＝ａ１・Ｔ^２＋ｂ１・Ｔ＋ｃ

【数１３】Ｉ２＝ａ２・Ｔ^２＋ｂ２・Ｔ＋ｃ図１２において、特性（ａ）は操舵補助指令値Ｉｒｅｆ
を表す高次関数式Ｉｎ＝ｆ（Ｔ）^ｎの特性曲線を示し、
特性（ｂ）は２次関数式Ｉ１の特性曲線を、特性線
（ｃ）は２次関数式Ｉ２の特性曲線をそれぞれ示す。高
次関数式Ｉｎを２つの２次関数式Ｉ１及びＩ２で近似さ
せることで、操舵トルクＴに対応する操舵補助指令値Ｉ
ｒｅｆを容易に演算により求められるようにすると共
に、量子化誤差を最小にすることが可能となる。検出さ
れた操舵トルクＴに応じて上記いずれか１つの近似式を
選択し、選択された近似式に基づいて検出操舵トルクＴ
に対応する操舵補助指令値Ｉｒｅｆを演算すれば、演算
を迅速容易に行なうことができる。

【００３８】４点を補間する２つの２次関数式で近似す
るときは、関数式の次数が低いため、４次関数式による
演算の場合に比較して量子化誤差を小さくすることがで
きる。また、２つの２次関数式で近似させた場合は、一
方の近似式から他方の近似式に移る遷移点を除き、２次
関数式のいずれかで近似されているため、操舵トルクＴ
に対応する操舵補助指令値Ｉｒｅｆの変化は滑らかに変
化する。これにより、運転者のハンドル操作に違和感を
与えることがない。

【００３９】さらに、操舵補助指令値Ｉｒｅｆの演算に
おける量子化誤差を低減するため、以下のような処理を
行なう。即ち、操舵トルクＴに対応する操舵補助指令値
Ｉｒｅｆを２次関数式に基づいて８ビットの有限語長で
演算すると、乗算を含むため演算結果は１６ビットで出
力される。しかしながら、演算された操舵補助指令値Ｉ
ｒｅｆを入力としてモータ電流を制御するモータ駆動回
路は８ビットデータを入力とするため、１６ビットで出
力される演算結果の上位８ビットのみがモータ駆動回路
に入力され、下位８ビットデータは切り捨てられ、これ
が量子化誤差となる。そこで、この切り捨てられた下位
８ビットデータを、次のサンプリング期間に検出された
操舵トルクＴに基づいて演算された操舵補助指令値Ｉｒ
ｅｆに加算することで、下位８ビットデータの切り捨て
による量子化誤差を低減するようにしている。

【００４０】図１３は、量子化誤差の低減回路を伝達関
数で表わしたもので、１０１は操舵トルクＴに対応する
操舵補助指令値を前記数１２及び数１３に基づいて演算
する演算要素、１０２は加算要素、１０３は１６ビット
データの下位８ビットデータδを切り捨てる演算要素、
１０４は演算要素１０３で切り捨てられた下位８ビット
データを一時記憶する記憶要素、１０５はゲイン調整要
素である。このような構成において、検出された操舵ト
ルクＴは８ビットデータとして演算要素１０１に入力さ
れ、前記近似式に基づいて操舵補助指令値が演算され、
１６ビットの操舵補助指令値Ｉａが出力される。出力デ
ータＩａは加算要素１０２を経て演算要素１０３に入力
され、下位８ビットデータが切り捨てられ、上位８ビッ
トデータが制御目的のための操舵補助指令値Ｉｒｅｆと
して出力される。一方、切り捨てられた下位８ビットデ
ータ（量子化誤差）δは記憶要素１０４に一時記憶さ
れ、ゲイン調整要素１０５でゲイン調整された上で次の
サンプリング期間に読出されて、加算要素１０２に１サ
ンプル期間遅れのデータとして出力され、次のサンプリ
ング期間に抽出された操舵トルクＴについて演算された
操舵補助指令値Ｉａに加算される。

【００４１】このように、切り捨てられた下位８ビット
データδは逐次次のサンプリング期間に抽出された操舵
トルクＴに基づく操舵補助指令値Ｉａに加算されるた
め、下位８ビットデータδの切り捨てによる量子化誤差
を低減することができる。図１３に示す量子化誤差の低
減回路は、量子化誤差の発生から加算器１０２の出力ま
での伝達特性がハイパスフィルタの特性を持ち、図１４
に示す周波数特性を有している。そこで、演算要素１０
３の出力側にローパスフィルタを挿入すると、図１５に
示すように、全ての周波数領域においてゲインが１以下
となり、全ての周波数において量子化誤差の影響を低減
することができる。

【００４２】ここでは、量子化誤差を図１３に示す低減
回路でフィードバックしているが、これに限らずハイパ
スフィルタの特性を持つ回路であれば適宜の回路を使用
することができ、一般的には伝達特性が（１−Ｚ^−１）
^ｎになるようにフィードバックすることが望ましい。値
ｎが大きくなるに従いハイパスフィルタ効果が大きく作
用するようになる。また、（１−Ｚ^−１）^ｎのクロスオ
ーバー周波数はナイキスト周波数に対して１／πである
ため、ローパスフィルタの遮断周波数は１／πであるこ
とが望ましい。

【００４３】図８で示すような異なるデューティ比の駆
動方法での電流対デューティ比の特性は、図９に示され
るようになり、この特性は２種類のゲインＫＬ、ＫＨを
持つ直線の折線である。しかし、電流対デューティ比の
ゲインが一致していないため、電流ループのローパスフ
ィルタ特性は広い電流領域において所望の特性を保つこ
とができなくなる。電流対デューティ比のゲイン変化よ
り、電流フィードバック制御系の電流ループの周波数特
性の変化は図１６に示されるものとなる。電流対デュー
ティ比のゲインが高い方のゲインＫＬの電流ループＢの
遮蔽周波数ｆＢは、低い方のゲインＫＨの電流ループＡ
の遮蔽周波数ｆＡよりも高い。

【００４４】ところで、電流対デューティ比のゲインＫ
ＬとＫＨとの差を小さくすれば、電流ループのローパス
フィルタ特性をよく一致させることができるが、ハンド
ル戻り時に逆起電圧で生じる音の抑制に対しては不利と
なる。逆に、電流対デューティ比のゲインＫＬ及びＫＨ
の差を大きくすると、各ゲインＫＬ、ＫＨに対する電流
ループの遮蔽周波数ｆＢ、ｆＡは大きく違ってくる。そ
して、電流ループの遮蔽周波数には上限があるので、遮
蔽周波数ｆＡは小さく設定しなければならないが、遮断
周波数ｆＡを小さく設定すると電流の追従性が悪くな
り、パワーステアリングの操舵フィーリングに対して不
利となる。また、音対策の要求と操舵フィーリングの要
求の許容レベルにより、それらの相関関数の妥協である
トレードオフには限界がある。

【００４５】本発明は上述のような事情よりなされたも
のであり、本発明の目的は、電動パワーステアリング装
置の全電流領域において、電流フィードバック制御系を
有する電流ループのローパスフィルタ特性を、異なるデ
ューティ比の駆動方法によって電流対デューティ比のゲ
インの変化にかかわらず一定に保つことができる電動パ
ワーステアリング装置の制御装置を提供することにあ
る。

【００４６】

【課題を解決するための手段】本発明は、ステアリング
シャフトに発生する操舵トルクを検出する操舵トルク検
出手段と、前記操舵トルクに基づいて操舵補助指令値を
演算する操舵補助指令値演算手段と、前記操舵補助指令
値に基づいてモータ電流を制御するモータ電流制御手段
とを備え、前記操舵トルクに応じた操舵補助力をステア
リング機構に与える電動パワーステアリング装置の制御
装置に関するもので、本発明の上記目的は、前記モータ
電流制御手段を、半導体素子４個をＨブリッジに接続し
て構成したＨブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力
端子間に前記モータを接続した構成で、電流制御値によ
って駆動されるモータ駆動回路と、前記Ｈブリッジ回路
の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半
導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流
制御値に基づいて決定される第１のデューティ比のＰＷ
Ｍ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１
のデューティ比の関数で定義される第２のデューティ比
のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段とで構成し、前記
モータ電流対前記第１及び第２のデューティ比のＰＷＭ
信号のゲインの変化に応じて、予め定義した電流ループ
の周波数特性を得られるように、前記モータ電流制御手
段のパラメータを得るようにしたことによって達成され
る。

【００４７】

【発明の実施の形態】本発明では、電動パワーステアリ
ング装置の制御装置において、各電流対デューティ比の
ゲインに応じて、予め定義した電流ループの周波数特性
を得られるようにモータ電流制御手段のパラメータを設
計し、電流対デューティ比のゲインの切替点γを通過す
る時にモータ電流制御手段を切替える。従って、電流対
デューティ比のゲインが変化しても所望の電流ループの
ローパスフィルタ特性が得られる。更に、モータ電流制
御手段のパラメータの切替時に制御系の出力を連続にす
るため、モータ電流制御手段の状態変数をその切替に応
じて再設定することにより、モータ電流制御手段の切替
を円滑に行なう。本発明によれば、電動パワーステアリ
ング装置の全電流領域において、電流フィードバック制
御を持つ電流ループはそのローパスフィルタ効果とハン
ドル戻り時に逆起電圧で生じる音の対策を両立すること
ができ、これによりハンドルの操舵フィーリングの改善
をすることができる。

【００４８】図１は、本発明の制御装置の構成を部分的
に図７に対応させて示しており、パラメータの異なる２
つのモータ電流制御手段４０及び４１を有しており、操
舵補助指令値Ｉｒｅｆとモータ電流検出値ｉの差ｅは切
替スイッチ５０を経てモータ電流制御手段４０又は４１
に入力される。また、モータ電流制御手段４０及び４１
の出力は切替スイッチ５１を経てモータ駆動回路３７に
入力され、切替点検出手段６０はモータ駆動回路３７か
ら前述のデューティ比Ｄの切替点γを検出し、切替点γ
を検出したときに切替信号ＳＷを出力するようになって
いる。切替信号ＳＷは切替スイッチ５０及び５１に入力
されて、接点ａ，ｂを連動して切替えると共に、状態変
数設定手段６１に入力されることによってモータ電流制
御手段４０又は４１に状態変数を設定する。

【００４９】このような構成において、その動作は図２
に示すようになっており、切替点検出手段６０は常時デ
ューティ比の切替点γを検出しており（ステップＳ
１）、切替点γが検出されると切替信号ＳＷを出力して
切替スイッチ５０及び５１の接点を例えばａからｂに切
替え、モータ電流制御手段４０から４１に切替えること
によってパラメータを切替える（ステップＳ２）、ま
た、切替信号ＳＷに基づいて状態変数設定手段６１は、
モータ電流制御手段４１の状態変数を設定する（ステッ
プＳ３）。

【００５０】ここで、パラメータの切替を説明する。先
ず操舵トルクを制御するため、適切なモータのアシスト
トルク指令値が計算され、そのアシストトルクに比例す
るモータ電流指令値を電流フィードバック制御を持つ電
流ループに与える。モータ駆動回路３７は異なるデュー
ティ比のＰＷＭ信号で駆動されるＨブリッジ回路であ
り、モータ特性の伝達関数をＧｍ（ｓ）＝１／（Ｔｍ・
ｓ＋１）とする。電流対デューティ比の特性は２つゲイ
ンＫＬ、ＫＨを持つ図９のような特性で表わされ、各ゲ
インＫＬ、ＫＨに応じたモータ電流制御手段４０及び４
１の伝達関数をＧｃＬ（ｓ）、ＧｃＨ（ｓ）とする。電
流ループのローパスフィルタ効果を果すため、電流ルー
プのカットオフ周波数ｆｃ（Ｈｚ）の近辺に設置するよ
うな一次遅れを設定し、その所望電流ループの周波数特
性は図３に示すものである。その伝達関数Ｇｌｐ（ｓ）
は数１４のようになる。

【００５１】

【数１４】Ｇｌｐ（ｓ）＝１／（Ｔｌｐ・ｓ＋１）Ｔｌｐ＝１／（２π・ｆｃ）電流対デューティ比の２つのゲインＫＨ，ＫＬの中の１
つゲイン（例えばＫＨとする）に基づき、モータ電流制
御手段ＧｃＨ（ｓ）は電流ループの伝達関数をＧｌｐ
（ｓ）になるように数１５で決める。

【００５２】

【数１５】Ｇ１ｐ（ｓ）＝ＫＨ・ＧｃＨ（ｓ）・Ｇｍ
（ｓ）／（１＋ＫＨ・ＧｃＨ（ｓ）・Ｇｍ（ｓ））そして、モータ電流制御手段ＧｃＨ（ｓ）は数１６のよ
うになる。

【００５３】

【数１６】ＧｃＨ（ｓ）＝Ｇ１ｐ（ｓ）／［ＫＨ・Ｇｍ
（ｓ）・（１−Ｇ１ｐ（ｓ））］ＰＩ（比例積分）のモータ電流制御手段のパラメータＫ
ｐＨ、ＫｉＨは数１６に基づいて求められる。同様に、
電流対デューティ比のゲインＫＬに基づき、モータ電流
制御手段ＧｃＬ（ｓ）は電流ループの伝達関数をＧｌｐ
（ｓ）になるように設計し、その結果は数１７に示さ
れ、ＰＩ（比例積分）のモータ電流制御手段のパラメー
タＫｐＨ、ＫｉＨは数１６に基づいて求められる。

【００５４】

【数１７】ＧｃＬ（ｓ）＝Ｇ１ｐ（ｓ）／［ＫＬ・Ｇｍ
（ｓ）・（１−Ｇ１ｐ（ｓ））］電流対デューティ比のゲインの切替点γの通過は切替点
検出手段６０によって検出され、モータ電流制御手段
（ＧｃＬ（ｓ）、ＧｃＨ（ｓ））を切替スイッチ５０及
び５１を介して切替える。従って、電流対デューティ比
のゲインの変化に関わらず電流ループのローパスフィル
タ特性は変化しない。

【００５５】次に、切替前後の制御手段の出力を連続す
るように、状態変数設定手段６１による状態変数の設定
について説明する。数１６及び数１７で得られたＰＩ
（比例積分）のモータ電流制御手段（ＧｃＨ（ｓ）＝Ｋ
ｐＨ^＊（１＋ＫｉＨ／ｓ）・ＧｃＬ（ｓ）＝ＫｐＬ
^＊（１＋ＫｉＬ／ｓ））はディジタル制御器で実施した
場合、例として、連続系の伝達関数（ＧｃＨ（ｓ）・Ｇ
ｃＬ（ｓ））を双１次変化より離散系の伝達関数（Ｄ１
Ｈ（ｚ）／ｅ（ｚ）＝ＧｃＨ（ｚ）＝（ｂＨ１＋ｂＨ２
^＊ｚ^-1）／（１−ｚ^-1）、Ｄ１Ｌ（ｚ）／ｅ（ｚ）＝Ｇ
ｃＬ（ｚ）＝（ｂＬ１＋ｂＬ２^＊ｚ^-1）／（１−
ｚ^-1））になる。この離散系の伝達関数（ＧｃＨ
（ｚ）、ＧｃＬ（ｚ））は、例えば図１７の（Ａ）、
（Ｂ）で示す公知の継続ＩＤ形で実現できる。図１７中
のｚ^-1ブロックは、時間遅れ要素である。図１７より、
各制御器のデューティ比出力（Ｄ１Ｌ（ｋ）、Ｄ１Ｈ
（ｋ））は数１８及び数１９のように表わすことができ
る。

【００５６】

【数１８】Ｄ１Ｌ（ｋ）＝ｂＬ１・ＷＬ（ｋ）＋ｂＬ２
・ＷＬ（ｋ−１）

【数１９】Ｄ１Ｈ（ｋ）＝ｂＨ１・ＷＨ（ｋ）＋ｂＨ２
・ＷＨ（ｋ−１）上記数１８及び１９において、Ｗ（ｋ−１）は制御器の
過去情報を含む状態変数であり、Ｗ（ｋ）は制御器の過
去情報と現時点のモータ電流制御手段の入力ｅ（ｋ）情
報を含む状態変数であり、Ｗ（ｋ）＝ｅ（ｋ）＋Ｗ（ｋ
−１）である。

【００５７】モータ電流制御手段のパラメータ（ｂ１
Ｌ、ｂ２Ｌ）と（ｂ１Ｈ、ｂ２Ｈ）とを切替える際に、
パワーステアリング装置の操舵フィーリングを滑らかに
するため、切替後の制御手段のデューティ比出力（Ｄ１
Ｌ（ｋ）又はＤ１Ｈ（ｋ））と切替前の制御手段のデュ
ーティ比出力（Ｄ１Ｈ（ｋ）又はＤ１Ｌ（ｋ））を連続
するように、切替後の制御手段の状態変数（ＷＬ（ｋ）
又はＷＨ（ｋ））を再定義する。切替前後の制御手段の
デューティ比出力を連続とするには、数１８と数１９を
等しくすれば良い。

【００５８】モータ電流制御手段の切替前のデューティ
比出力をＤ１Ｌ（ｋ）とし、制御手段切替後のデューテ
ィ比出力をＤ１Ｈ（ｋ）とする場合、制御手段切替前後
のデューティ比出力を連続するようにする制御手段切替
後の状態変数ＷＨ（ｋ）は、数１８と数１９を等しくす
ることにより定義することができる。

【００５９】

【数２０】Ｄ１Ｈ（ｋ）＝ｂＨ１・ＷＨ（ｋ）＋ｂＨ２・ＷＨ（ｋ−１）＝ｂＨ１・ＷＨ（ｋ）＋ｂＨ２・（ＷＨ（ｋ）−ｅ（ｋ））＝ＷＨ（ｋ）・（ｂＨ１＋ｂＨ２）−ｂＨ２・ｅ（ｋ）＝Ｄ１Ｌ（ｋ）＝ｂＨ１・ＷＬ（ｋ）＋ｂＬ２・ＷＬ（ｋ−１）＝ｂＬ１・ＷＬ（ｋ）＋ｂＬ２・（ＷＬ（ｋ）−ｅ（ｋ））上記数２０より、制御手段切替後の状態変数はＷＨ
（ｋ）はデューティ比出力Ｄ１Ｌ（ｋ）とモータ電流制
御手段の入力ｅ（ｋ）、又は、制御手段切替前の状態変
数ＷＬ（ｋ）とモータ電流制御手段の入力ｅ（ｋ）によ
り定義することができる。

【００６０】

【数２１】ＷＨ（ｋ）＝［Ｄ１Ｌ（ｋ）＋ｂＨ２・ｅ（ｋ）］／（ｂＨ１＋ｂＨ２）＝［（ｂＬ１＋ｂＬ２）・ＷＬ（ｋ）＋（ｂＨ２−ｂＬ２）・ｅ（ｋ）］／（ｂＨ１＋ｂＨ２）または、数２０より、

【数２２】ｅ（ｋ）＝［（ｂＬ１＋ｂＬ２）・ＷＬ
（ｋ）−Ｄ１Ｌ（ｋ）］／ｂＬ２となり、このｅ（ｋ）を数２１に代入することにより、
制御手段切替後の状態変数ＷＨ（ｋ）は制御手段切替前
の状態変数ＷＬ（ｋ）とデューティ比出力Ｄ１Ｌ（ｋ）
より定義することもできる。

【００６１】

【数２３】ＷＨ（ｋ）＝［ｂＨ２・（ｂＬ１＋ｂＬ２）
・ＷＬ（ｋ）−（ｂＨ２−ｂＬ２）・Ｄ１Ｌ（ｋ）］／
［ｂＬ２・（ｂＨ１＋ｂＨ２）］モータ電流制御手段切替前のデューティ比出力をＤ１Ｈ
（ｋ）とし、制御手段切替後のデューティ比出力をＤ１
Ｌ（ｋ）とする場合、制御手段切替前後のデューティ比
出力を連続するようにする制御手段切替後の状態変数Ｗ
Ｌ（ｋ）は、前記ＷＨ（ｋ）の求め方と同じように再定
義することができる。ＷＬ（ｋ）の定義式は以下のよう
になる。

【００６２】

【数２４】ＷＬ（ｋ）＝［Ｄ１Ｈ（ｋ）＋ｂＬ２・ｅ（ｋ）］／（ｂＬ１＋ｂＬ２）＝［（ｂＨ１＋ｂＨ２）・ＷＨ（ｋ）＋（ｂＬ２−ｂＨ２）・ｅ（ｋ）］／（ｂＬ１＋ｂＬ２）または、

【数２５】ＷＬ（ｋ）＝［ｂＬ２・（ｂＨ１＋ｂＨ２）
・ＷＨ（ｋ）−（ｂＬ２−ｂＨ２）・Ｄ１Ｈ（ｋ）］／
［ｂＨ２・（ｂＬ１＋ｂＬ２）］である。前記したＰＩ（比例積分）電流制御手段の連続
系伝達関数（ＧｃＨ（ｓ），ＧｃＬ（ｓ））の比例と積
分を別々に双１次変換することにより、離散系の伝達関
数（Ｄ１Ｈ（ｚ）／ｅ（ｚ）＝ＧｃＨ（ｚ）＝ＫｐＨ＋
ｂＨ（１＋ｚ^-1）／（１−ｚ^-1），Ｄ１Ｌ（ｚ）／ｅ
（ｚ）＝ＧｃＬ（ｚ）＝ＫｐＬ＋ｂＬ（１＋ｚ^-1）／
（１−ｚ^-1）が得られる。この離散系の伝達関数（Ｇｃ
Ｈ（ｚ），ＧｃＬ（ｚ））は図１８のように実現でき
る。図１８の制御手段の状態変数の設定方法は、図１７
の制御手段の設定と同じ方法で（切替前後の制御手段の
出力を連続するように）設定することができる。

【００６３】

【発明の効果】以上説明した通り、本発明の電動パワー
ステアリング装置の制御装置の電流制御部分は、電流対
ＰＷＭデューティ比のゲインの変化により、ＰＷＭ信号
で駆動するモータ電流制御手段のパラメータの適応的な
切替方法とパラメータの切替により、全電流領域におい
て、電流フィードバック制御を持つ電流ループのローパ
スフィルタ特性を、異なるデューティ比の駆動方法によ
る電流対デューティ比のゲインの変化に関わらず一定に
保つことができる。従って、電流ループのローパスフィ
ルタ効果と、ハンドル戻り時の逆起電圧で生じる音の対
策とが両立することができる。これにより、ハンドルの
操舵フィーリングを著しく改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の構成例の要部を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明の動作例を示すフローチャートである。

【図３】本発明の周波数特性を示す図である。

【図４】ブリッジ回路の接続例を示す図である。

【図５】モータ電流とＰＷＭ信号のデューティ比との関
係を説明する図である。

【図６】電動パワーステアリング装置の構成例を示す図
である。

【図７】コントロールユニットの回路例を示すブロック
図である。

【図８】モータ駆動回路の一例を示すブロック図であ
る。

【図９】モータ電流とＰＷＭ信号のデューティ比との関
係を説明する図である。

【図１０】ＦＥＴ１とＦＥＴ３を同時に、かつ異なるデ
ューティ比で駆動した場合の動作を説明する図である。

【図１１】ＦＥＴの動作状態、モータ端子間電圧、モー
タ電流等の関係を説明するタイムチャートである。

【図１２】操舵トルクに対応する所望の操舵補助指令値
を高次の関数式で表した場合の特性曲線と近似式を説明
するための図である。

【図１３】伝達関数で示した量子化誤差低減回路のブロ
ック図である。

【図１４】量子化誤差低減回路の伝達特性を説明するた
めの図である。

【図１５】量子化誤差低減回路の出力側にローパスフィ
ルタを挿入した場合の伝達特性を説明するための図であ
る。

【図１６】量子化誤差低減回路の周波数特性を示す図で
ある。

【図１７】デイジタル制御器の継続ＩＤ形の構成例を示
すブロック図である。

【図１８】デイジタル制御器の構成例を示すブロック図
である。

【符号の説明】

１０トルクセンサ１２車速センサ２０モータ３０コントロールユニット３１位相補償器３２操舵補助指令値演算器３４微分補償器３５比例演算器３６積分演算器３７モータ駆動回路３８モータ電流検出回路４０，４１モータ電流制御手段５０，５１切替スイッチ６０切替点検出手段６１状態変数設定手段

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ステアリングシャフトに発生する操舵ト
ルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記操舵トルク
に基づいて操舵補助指令値を演算する操舵補助指令値演
算手段と、前記操舵補助指令値に基づいてモータ電流を
制御するモータ電流制御手段とを備え、前記操舵トルク
に応じた操舵補助力をステアリング機構に与える電動パ
ワーステアリング装置の制御装置において、前記モータ
電流制御手段を、半導体素子４個をＨブリッジに接続し
て構成したＨブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力
端子間に前記モータを接続した構成で、電流制御値によ
って駆動されるモータ駆動回路と、前記Ｈブリッジ回路
の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半
導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流
制御値に基づいて決定される第１のデューティ比のＰＷ
Ｍ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１
のデューティ比の関数で定義される第２のデューティ比
のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段とで構成し、前記
モータ電流対前記第１及び第２のデューティ比のＰＷＭ
信号のゲインの変化に応じて、予め定義した電流ループ
の周波数特性を得られるように、前記モータ電流制御手
段のパラメータを得るようにしたことを特徴とする電動
パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項２】前記ゲインの変化時に、前記モータ電流
制御手段の切替前後の出力を連続するように、制御手段
の過去情報を含む状態変数を再設定するようになってい
る請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御
装置。