JPH11187076A - 無線受信方法および装置 - Google Patents
無線受信方法および装置Info
- Publication number
- JPH11187076A JPH11187076A JP9349318A JP34931897A JPH11187076A JP H11187076 A JPH11187076 A JP H11187076A JP 9349318 A JP9349318 A JP 9349318A JP 34931897 A JP34931897 A JP 34931897A JP H11187076 A JPH11187076 A JP H11187076A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- clock
- signal
- modulated signal
- phase
- data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 117
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 271
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 95
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 claims abstract description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 65
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 55
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 51
- 230000005684 electric field Effects 0.000 claims description 29
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 24
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 23
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 19
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 claims description 18
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 7
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 30
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 22
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 21
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 9
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 7
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 5
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000003708 edge detection Methods 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 4
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2335—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using temporal properties of the received signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信するときの
受信周波数の調整を簡単な処理で実現する。 【解決手段】 ランダム受信される変調信号から位相デ
ータを所定周期でサンプリングして所定期間まで累積加
算し、この累積加算の算出結果が所定の許容範囲を満足
するように受信周波数を調整し、変調信号から位相誤差
を検出することなく簡単な処理で受信周波数を調整す
る。
受信周波数の調整を簡単な処理で実現する。 【解決手段】 ランダム受信される変調信号から位相デ
ータを所定周期でサンプリングして所定期間まで累積加
算し、この累積加算の算出結果が所定の許容範囲を満足
するように受信周波数を調整し、変調信号から位相誤差
を検出することなく簡単な処理で受信周波数を調整す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＳＫ方式の変調
信号を無線受信する無線受信方法および装置に関する。
信号を無線受信する無線受信方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、デジタル信号を無線通信する場合
の変調手法の一つとしてＰＳＫ方式がある。これは変調
信号の位相データでデジタル信号の二値を表現するもの
で、例えば、変調相数が２ＭならばＭビットのデジタル
信号を一度に無線通信できる。
の変調手法の一つとしてＰＳＫ方式がある。これは変調
信号の位相データでデジタル信号の二値を表現するもの
で、例えば、変調相数が２ＭならばＭビットのデジタル
信号を一度に無線通信できる。
【０００３】このようなＰＳＫ方式で無線通信する無線
通信装置としては、例えば、デジタルセルラがある。つ
まり、デジタルセルラはＰＳＫ方式の無線送信装置と無
線受信装置とを一体化したものに相当し、基地局から無
線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無線受信して音声
信号に復調して出力するとともに、入力される音声信号
をＰＳＫ方式の変調信号に変調して基地局に無線送信す
る。
通信装置としては、例えば、デジタルセルラがある。つ
まり、デジタルセルラはＰＳＫ方式の無線送信装置と無
線受信装置とを一体化したものに相当し、基地局から無
線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無線受信して音声
信号に復調して出力するとともに、入力される音声信号
をＰＳＫ方式の変調信号に変調して基地局に無線送信す
る。
【０００４】現在のデジタルセルラでは、変調信号の変
調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫが採用されている。
これは、位相変調を９０度間隔として複素平面の四点で
２ビットのデジタルデータを表現するＱＰＳＫに対して
位相変化をπ／４だけシフトさせたもので、図１７およ
び図１８に示すように、変調信号が複素平面の原点を通
過しないので包絡値の変動が軽減されている。
調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫが採用されている。
これは、位相変調を９０度間隔として複素平面の四点で
２ビットのデジタルデータを表現するＱＰＳＫに対して
位相変化をπ／４だけシフトさせたもので、図１７およ
び図１８に示すように、変調信号が複素平面の原点を通
過しないので包絡値の変動が軽減されている。
【０００５】しかし、ユーザが携帯して移動するデジタ
ルセルラでは、無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信して復調する場合、周囲の建物の反射によるマ
ルチパスや自身の移動によるドップラ効果のため、本来
は一定である変調信号の周波数が変動することになる。
ルセルラでは、無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信して復調する場合、周囲の建物の反射によるマ
ルチパスや自身の移動によるドップラ効果のため、本来
は一定である変調信号の周波数が変動することになる。
【０００６】このため、デジタルセルラなどでは、変調
信号の受信周波数を調整する必要がある。このように受
信周波数を調整するときは、一般的なデジタルセルラで
は、通信アンテナで無線受信した変調信号をＩＦアンプ
により所定周波数のＩ／Ｆ信号に変化し、このＩ／Ｆ信
号の立上エッジをエッジ検出回路で検出する。
信号の受信周波数を調整する必要がある。このように受
信周波数を調整するときは、一般的なデジタルセルラで
は、通信アンテナで無線受信した変調信号をＩＦアンプ
により所定周波数のＩ／Ｆ信号に変化し、このＩ／Ｆ信
号の立上エッジをエッジ検出回路で検出する。
【０００７】この立上エッジを基準発振器の基準クロッ
クに対応してカウンタ回路でカウントし、このカウント
結果からレジスタ回路によりシンボルクロックの周期で
変調信号から位相データを検出する。この位相データの
誤差をシンボルクロックの周期でサンプリングしてタイ
ムスロットの周期の期間まで累積加算し、この累積加算
される位相誤差が所定の許容範囲に収束するようにＰＬ
Ｌ(Ｐhase ＬockedＬoop)回路で基準発振器の基準クロ
ックを変化させて受信周波数を調整する。
クに対応してカウンタ回路でカウントし、このカウント
結果からレジスタ回路によりシンボルクロックの周期で
変調信号から位相データを検出する。この位相データの
誤差をシンボルクロックの周期でサンプリングしてタイ
ムスロットの周期の期間まで累積加算し、この累積加算
される位相誤差が所定の許容範囲に収束するようにＰＬ
Ｌ(Ｐhase ＬockedＬoop)回路で基準発振器の基準クロ
ックを変化させて受信周波数を調整する。
【０００８】上述のように変調信号の受信周波数の調整
が完了すると、つぎには変調信号のフレーム同期を確立
することになる。この場合、変調信号には所定のビット
データがフレームの所定位置に内包されているので、無
線受信された変調信号から所定のビットデータを検出し
てフレーム同期を確立する。
が完了すると、つぎには変調信号のフレーム同期を確立
することになる。この場合、変調信号には所定のビット
データがフレームの所定位置に内包されているので、無
線受信された変調信号から所定のビットデータを検出し
てフレーム同期を確立する。
【０００９】より詳細には、最初に変調信号からシンボ
ルクロックの周期でフレームごとに第一のビットデータ
と第二のビットデータとをサンプリングし、第一のビッ
トデータでフレーム相関値を算出するとともに第二のビ
ットデータでＣＲＣ計算を実行し、これらの算出結果に
対応してフレーム同期を確立する。
ルクロックの周期でフレームごとに第一のビットデータ
と第二のビットデータとをサンプリングし、第一のビッ
トデータでフレーム相関値を算出するとともに第二のビ
ットデータでＣＲＣ計算を実行し、これらの算出結果に
対応してフレーム同期を確立する。
【００１０】上述のように受信周波数の調整が完了する
とともに変調信号のフレーム同期が確立されると、無線
受信する変調信号から位相データを良好に検出できる状
態となるので、無線受信する変調信号の位相をデジタル
信号に復調して音声信号などを再生することが可能とな
る。
とともに変調信号のフレーム同期が確立されると、無線
受信する変調信号から位相データを良好に検出できる状
態となるので、無線受信する変調信号の位相をデジタル
信号に復調して音声信号などを再生することが可能とな
る。
【００１１】なお、現在のデジタルセルラには、上述の
ような変調信号の無線受信にダイバシチ方式を適用して
いる製品もある。このダイバシチ方式を採用したデジタ
ルセルラでは、一対の通信アンテナが所定間隔に配置さ
れており、これら一対の通信アンテナの各々で変調信号
を無線受信する。これら一対の通信アンテナの各々の無
線受信の電界強度を個々に検出し、この電界強度が強い
一方の通信アンテナを無線受信に使用する。
ような変調信号の無線受信にダイバシチ方式を適用して
いる製品もある。このダイバシチ方式を採用したデジタ
ルセルラでは、一対の通信アンテナが所定間隔に配置さ
れており、これら一対の通信アンテナの各々で変調信号
を無線受信する。これら一対の通信アンテナの各々の無
線受信の電界強度を個々に検出し、この電界強度が強い
一方の通信アンテナを無線受信に使用する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述したデジタルセル
ラなどでは、無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無
線受信して復調することができるが、現在の無線受信装
置は各種の課題を有している。
ラなどでは、無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無
線受信して復調することができるが、現在の無線受信装
置は各種の課題を有している。
【００１３】例えば、上述のように無線通信の開始時に
変調信号の受信周波数を調整するため、変調信号の位相
誤差をシンボルクロックの周期でサンプリングして累積
加算しているが、これでは位相誤差の算出の処理が煩雑
である。さらに、サンプリングタイミングの近傍で受信
状態が劣化すると、そのサンプリング結果はノイズとな
るため、受信周波数の調整を完了する速度が低下するこ
とになる。
変調信号の受信周波数を調整するため、変調信号の位相
誤差をシンボルクロックの周期でサンプリングして累積
加算しているが、これでは位相誤差の算出の処理が煩雑
である。さらに、サンプリングタイミングの近傍で受信
状態が劣化すると、そのサンプリング結果はノイズとな
るため、受信周波数の調整を完了する速度が低下するこ
とになる。
【００１４】また、フレーム同期を確立するため、変調
信号からシンボルクロックの周期でフレームごとにビッ
トデータをサンプリングしてフレーム相関値の算出やＣ
ＲＣ計算を実行しているが、これもサンプリングタイミ
ングの近傍で受信状態が劣化すると、フレーム同期を確
立する速度が低下することになる。
信号からシンボルクロックの周期でフレームごとにビッ
トデータをサンプリングしてフレーム相関値の算出やＣ
ＲＣ計算を実行しているが、これもサンプリングタイミ
ングの近傍で受信状態が劣化すると、フレーム同期を確
立する速度が低下することになる。
【００１５】特に、受信周波数の調整は所定周期で繰り
返されるが、フレーム同期が確立された時点では、変調
信号から同期フレームに対応した特定のタイミングで位
相誤差をサンプリングする。従って、このサンプリング
タイミングが変調信号の位相変化の近傍であると、位相
誤差を良好に検出することが困難で受信性能が低下する
ことになる。
返されるが、フレーム同期が確立された時点では、変調
信号から同期フレームに対応した特定のタイミングで位
相誤差をサンプリングする。従って、このサンプリング
タイミングが変調信号の位相変化の近傍であると、位相
誤差を良好に検出することが困難で受信性能が低下する
ことになる。
【００１６】現在のデジタルセルラでは、周波数偏差が
0.3ppm(part per million)以下となるまで受信周波数を
調整することが規定されているが、これを実現するため
には出力周波数が高度に安定した基準発振器が必要であ
り、デジタルセルラの生産性が低下することになる。
0.3ppm(part per million)以下となるまで受信周波数を
調整することが規定されているが、これを実現するため
には出力周波数が高度に安定した基準発振器が必要であ
り、デジタルセルラの生産性が低下することになる。
【００１７】この課題を解決するため、位相誤差の検出
データをＡＦＣ(Ａutomatic Ｆrequency Ｃontrol)処
理して複数ビットのデジタルデータとし、これをＤ／Ａ
(Ｄigital／Ａnalog)変換してＶＣ(Ｖoltage Ｃontrol
led)型のＴＣＸＯ(Ｔemperature Ｃompensated Ｃrys
tal Ｏscillator)に入力することで、これが出力する
基準クロックの周波数を高精度に調整することが実施さ
れている。
データをＡＦＣ(Ａutomatic Ｆrequency Ｃontrol)処
理して複数ビットのデジタルデータとし、これをＤ／Ａ
(Ｄigital／Ａnalog)変換してＶＣ(Ｖoltage Ｃontrol
led)型のＴＣＸＯ(Ｔemperature Ｃompensated Ｃrys
tal Ｏscillator)に入力することで、これが出力する
基準クロックの周波数を高精度に調整することが実施さ
れている。
【００１８】しかし、従来のデジタルセルラでは、この
ように調整した基準クロックによる受信周波数の調整
を、起動直後でフレーム同期が確立される以前の時点で
も完全に実行するため、高度なデータ処理を必要でない
時点から実行していることになり、受信周波数の調整の
負担が無為に増加するとともに速度が低下している。
ように調整した基準クロックによる受信周波数の調整
を、起動直後でフレーム同期が確立される以前の時点で
も完全に実行するため、高度なデータ処理を必要でない
時点から実行していることになり、受信周波数の調整の
負担が無為に増加するとともに速度が低下している。
【００１９】また、一般的なデジタルセルラでは、前述
のように無線受信した変調信号を所定周波数のＩ／Ｆ信
号に変換してから立上エッジを基準クロックに対応して
カウントし、変調信号から位相データを検出して受信周
波数の調整やフレーム同期の確立などを実行している。
のように無線受信した変調信号を所定周波数のＩ／Ｆ信
号に変換してから立上エッジを基準クロックに対応して
カウントし、変調信号から位相データを検出して受信周
波数の調整やフレーム同期の確立などを実行している。
【００２０】また、従来のデジタルセルラでは、製品の
仕様などより基準発振器の基準クロックやＩ／Ｆアンプ
の中間周波数の周波数が相違しているが、基準クロック
に対するＩ／Ｆアンプの中間周波数や変調信号のシンボ
ルクロックの比率が整数倍でないと、位相誤差の検出信
号などに誤差が発生することになる。
仕様などより基準発振器の基準クロックやＩ／Ｆアンプ
の中間周波数の周波数が相違しているが、基準クロック
に対するＩ／Ｆアンプの中間周波数や変調信号のシンボ
ルクロックの比率が整数倍でないと、位相誤差の検出信
号などに誤差が発生することになる。
【００２１】このため、従来は変調信号のシンボルクロ
ックに対応して基準クロックや中間周波数を設定してい
るが、これでは基準発振器やＩ／Ｆアンプとして使用で
きるデバイスの自由度が低く、多種のデジタルセルラを
生産する場合の総合的な生産性が低下することになる。
ックに対応して基準クロックや中間周波数を設定してい
るが、これでは基準発振器やＩ／Ｆアンプとして使用で
きるデバイスの自由度が低く、多種のデジタルセルラを
生産する場合の総合的な生産性が低下することになる。
【００２２】また、前述のようにデジタルセルラにはダ
イバシチ方式を採用した製品があるが、このようなデジ
タルセルラでは、一対の通信アンテナの一方を電界強度
に対応して選択的に使用するので、例えば、電界強度が
ノイズのために高いような場合に適正でない通信アンテ
ナが選択されることになる。
イバシチ方式を採用した製品があるが、このようなデジ
タルセルラでは、一対の通信アンテナの一方を電界強度
に対応して選択的に使用するので、例えば、電界強度が
ノイズのために高いような場合に適正でない通信アンテ
ナが選択されることになる。
【００２３】この課題を解決するため、一対の通信アン
テナの各々の無線受信の電界強度の比率などに対応し
て、一対の受信信号をダイバシチ合成する方式も提案さ
れているが、これを実用的な構造で適切に実現する具体
的な手法は現在のところ提案されていない。
テナの各々の無線受信の電界強度の比率などに対応し
て、一対の受信信号をダイバシチ合成する方式も提案さ
れているが、これを実用的な構造で適切に実現する具体
的な手法は現在のところ提案されていない。
【００２４】本発明は上述のような課題に鑑みてなされ
たものであり、発振周波数が極度に高速な基準クロック
を要することなく受信周波数の調整を高速に完了できる
無線受信方法および装置、受信状態が劣悪でもフレーム
同期を高速に確立できる無線受信方法および装置、変調
信号の受信性能が良好な無線受信方法および装置、Ｉ／
Ｆアンプの中間周波数や基準発振器の基準クロックの自
由度が良好な無線受信方法および装置、一対の通信アン
テナの各々の無線受信の電界強度の比率に対応して一対
の受信信号をダイバシチ合成する手法が具体的に開示さ
れた無線受信方法および装置、Ｉ／Ｆアンプの信号出力
の周期を変更しても基準発振器の基準クロックの周期を
変更する必要がない無線受信方法および装置に補正パラ
メータを設定する方法、の少なくとも一つを提供するこ
とを目的とする。
たものであり、発振周波数が極度に高速な基準クロック
を要することなく受信周波数の調整を高速に完了できる
無線受信方法および装置、受信状態が劣悪でもフレーム
同期を高速に確立できる無線受信方法および装置、変調
信号の受信性能が良好な無線受信方法および装置、Ｉ／
Ｆアンプの中間周波数や基準発振器の基準クロックの自
由度が良好な無線受信方法および装置、一対の通信アン
テナの各々の無線受信の電界強度の比率に対応して一対
の受信信号をダイバシチ合成する手法が具体的に開示さ
れた無線受信方法および装置、Ｉ／Ｆアンプの信号出力
の周期を変更しても基準発振器の基準クロックの周期を
変更する必要がない無線受信方法および装置に補正パラ
メータを設定する方法、の少なくとも一つを提供するこ
とを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明の無
線受信方法は、所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の受信周波数
を送信周波数に対応して調整するようにした無線受信方
法において、ＰＳＫ方式の変調信号をランダム受信し、
所定周期のサンプリングクロックを生成し、無線受信さ
れる変調信号から位相データをサンプリングクロックの
周期でサンプリングし、このサンプリングされる位相デ
ータを所定期間まで累積加算し、この累積加算の算出結
果が所定の許容範囲を満足するように受信周波数を調整
するようにした。従って、無線受信する変調信号から位
相誤差を検出することなく受信周波数が調整される。
線受信方法は、所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の受信周波数
を送信周波数に対応して調整するようにした無線受信方
法において、ＰＳＫ方式の変調信号をランダム受信し、
所定周期のサンプリングクロックを生成し、無線受信さ
れる変調信号から位相データをサンプリングクロックの
周期でサンプリングし、このサンプリングされる位相デ
ータを所定期間まで累積加算し、この累積加算の算出結
果が所定の許容範囲を満足するように受信周波数を調整
するようにした。従って、無線受信する変調信号から位
相誤差を検出することなく受信周波数が調整される。
【００２６】なお、本発明で云う変調信号とは、ＰＳＫ
方式で変調された各種相数の無線信号を許容し、例え
ば、デジタルセルラで採用されているπ／４シフトＱＰ
ＳＫ方式の変調信号なども許容する。また、本発明で云
う変調信号の位相データとは、変調信号の位相に関連す
る各種データを総称しており、例えば、位相変化量、位
相差、位相そのもの、等を示すアナログやデジタルのデ
ータを許容する。
方式で変調された各種相数の無線信号を許容し、例え
ば、デジタルセルラで採用されているπ／４シフトＱＰ
ＳＫ方式の変調信号なども許容する。また、本発明で云
う変調信号の位相データとは、変調信号の位相に関連す
る各種データを総称しており、例えば、位相変化量、位
相差、位相そのもの、等を示すアナログやデジタルのデ
ータを許容する。
【００２７】請求項２記載の発明は、請求項１記載の無
線受信方法であって、サンプリングクロックを変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期に生成し、このサ
ンプリングクロックの周期で変調信号から位相データを
サンプリングするようにした。従って、変調信号の位相
データのサンプリングが変調信号の位相変化の周期の数
分の一のタイミングで実行される。
線受信方法であって、サンプリングクロックを変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期に生成し、このサ
ンプリングクロックの周期で変調信号から位相データを
サンプリングするようにした。従って、変調信号の位相
データのサンプリングが変調信号の位相変化の周期の数
分の一のタイミングで実行される。
【００２８】請求項３記載の発明は、請求項２記載の無
線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ／４シフ
トＱＰＳＫ方式であり、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成するよう
にした。従って、変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式
の変調信号に対し、そのシンボルクロックの周期の四分
の一のサンプリングクロックが生成されるので、π／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調信号が最適なタイミングでサ
ンプリングされる。
線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ／４シフ
トＱＰＳＫ方式であり、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成するよう
にした。従って、変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式
の変調信号に対し、そのシンボルクロックの周期の四分
の一のサンプリングクロックが生成されるので、π／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調信号が最適なタイミングでサ
ンプリングされる。
【００２９】請求項４記載の発明の無線受信方法は、所
定のビットデータがフレームの所定位置に内包されて無
線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この
無線受信された変調信号から所定のビットデータを検出
してフレーム同期を確立するようにした無線受信方法に
おいて、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線
受信する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期
のサンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信
号からサンプリングクロックの周期で所定のビットデー
タをサンプリングし、このサンプリングするビットデー
タに対応してフレーム同期を確立するようにした。従っ
て、このフレーム同期の確立は、変調信号から位相変化
の周期の数分の一のタイミングでサンプリングされたビ
ットデータにより実行される。
定のビットデータがフレームの所定位置に内包されて無
線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この
無線受信された変調信号から所定のビットデータを検出
してフレーム同期を確立するようにした無線受信方法に
おいて、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線
受信する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期
のサンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信
号からサンプリングクロックの周期で所定のビットデー
タをサンプリングし、このサンプリングするビットデー
タに対応してフレーム同期を確立するようにした。従っ
て、このフレーム同期の確立は、変調信号から位相変化
の周期の数分の一のタイミングでサンプリングされたビ
ットデータにより実行される。
【００３０】請求項５記載の発明の無線受信方法は、所
定のビットデータがフレームの所定位置に内包されて無
線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この
無線受信された変調信号から所定のビットデータを検出
してフレーム同期を確立するようにした無線受信方法に
おいて、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線
受信する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期
のサンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信
号からサンプリングクロックの周期で第一のビットデー
タをサンプリングし、このサンプリングされた第一のビ
ットデータでフレーム相関値を算出し、変調信号からサ
ンプリングクロックの周期で第二のビットデータをサン
プリングし、このサンプリングされた第二のビットデー
タと事前に設定された第二のビットデータとでＣＲＣ計
算を実行し、フレーム相関値とＣＲＣ計算結果とに対応
してフレーム同期を確立するようにした。従って、フレ
ーム相関値の算出とＣＲＣ計算とに利用される第一第二
のビットデータのサンプリングが、変調信号の位相変化
の周期の数分の一のタイミングで実行される。
定のビットデータがフレームの所定位置に内包されて無
線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この
無線受信された変調信号から所定のビットデータを検出
してフレーム同期を確立するようにした無線受信方法に
おいて、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線
受信する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期
のサンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信
号からサンプリングクロックの周期で第一のビットデー
タをサンプリングし、このサンプリングされた第一のビ
ットデータでフレーム相関値を算出し、変調信号からサ
ンプリングクロックの周期で第二のビットデータをサン
プリングし、このサンプリングされた第二のビットデー
タと事前に設定された第二のビットデータとでＣＲＣ計
算を実行し、フレーム相関値とＣＲＣ計算結果とに対応
してフレーム同期を確立するようにした。従って、フレ
ーム相関値の算出とＣＲＣ計算とに利用される第一第二
のビットデータのサンプリングが、変調信号の位相変化
の周期の数分の一のタイミングで実行される。
【００３１】請求項６記載の発明の無線受信方法は、所
定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミン
グを設定するようにした。従って、累積加算の算出結果
が最少となる位相誤差の検出タイミングが設定されるの
で、この設定以後は累積加算の算出結果が最少となるタ
イミングで変調信号の位相誤差が検出される。
定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミン
グを設定するようにした。従って、累積加算の算出結果
が最少となる位相誤差の検出タイミングが設定されるの
で、この設定以後は累積加算の算出結果が最少となるタ
イミングで変調信号の位相誤差が検出される。
【００３２】請求項７記載の発明の無線受信方法は、所
定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算した位相誤差で変調信号を同期復調するようにし
た。従って、変調信号の位相変化の周期の数分の一のタ
イミングでサンプリングされた位相誤差に基づいて同期
復調が実行される。
定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算した位相誤差で変調信号を同期復調するようにし
た。従って、変調信号の位相変化の周期の数分の一のタ
イミングでサンプリングされた位相誤差に基づいて同期
復調が実行される。
【００３３】請求項８記載の発明の無線受信方法は、所
定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミ
ングを設定し、この設定されたタイミングで検出して累
積加算した位相誤差で変調信号を同期復調するようにし
た。従って、シンボルクロックの数分の一のタイミング
でサンプリングされる位相誤差の累積結果が最少となる
タイミングで位相誤差が検出されるので、位相誤差が位
相変化による影響などで増大するタイミングで検出され
ない。
定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミ
ングを設定し、この設定されたタイミングで検出して累
積加算した位相誤差で変調信号を同期復調するようにし
た。従って、シンボルクロックの数分の一のタイミング
でサンプリングされる位相誤差の累積結果が最少となる
タイミングで位相誤差が検出されるので、位相誤差が位
相変化による影響などで増大するタイミングで検出され
ない。
【００３４】請求項９記載の発明は、請求項４ないし８
の何れか一記載の無線受信方法であって、変調信号の変
調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式であり、サンプリン
グクロックを変調信号のシンボルクロックの八分の一の
周期に生成するようにした。従って、変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調信号に対し、そのシンボルク
ロックの周期の八分の一のサンプリングクロックが生成
されるので、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号が最
適なタイミングでサンプリングされる。
の何れか一記載の無線受信方法であって、変調信号の変
調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式であり、サンプリン
グクロックを変調信号のシンボルクロックの八分の一の
周期に生成するようにした。従って、変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調信号に対し、そのシンボルク
ロックの周期の八分の一のサンプリングクロックが生成
されるので、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号が最
適なタイミングでサンプリングされる。
【００３５】請求項１０記載の発明の無線受信方法は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号から位相データを遅延検波す
るようにした無線受信方法において、ＰＳＫ方式の変調
信号を無線受信し、この無線受信する変調信号のシンボ
ルクロックの数分の一の周期のサンプリングクロックを
生成し、無線受信される変調信号からサンプリングクロ
ックの周期で位相データを遅延検波し、この遅延検波さ
れる位相データから事前に設定されたビットデータを除
去するようにした。従って、遅延検波された位相データ
から有効な部分が抽出される。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号から位相データを遅延検波す
るようにした無線受信方法において、ＰＳＫ方式の変調
信号を無線受信し、この無線受信する変調信号のシンボ
ルクロックの数分の一の周期のサンプリングクロックを
生成し、無線受信される変調信号からサンプリングクロ
ックの周期で位相データを遅延検波し、この遅延検波さ
れる位相データから事前に設定されたビットデータを除
去するようにした。従って、遅延検波された位相データ
から有効な部分が抽出される。
【００３６】請求項１１記載の発明の無線受信方法は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号から位相データを検出するよ
うにした無線受信方法において、ＰＳＫ方式の変調信号
を無線受信し、この無線受信された変調信号を所定周期
のＩ／Ｆ信号に変換し、所定周期の基準クロックを発生
し、この基準クロックから数分の一の周期のサンプリン
グクロックを生成し、Ｉ／Ｆ信号からサンプリングクロ
ックの周期で位相データを検出し、変調信号のシンボル
クロックとＩ／Ｆ信号と基準クロックとサンプリングク
ロックとの周期格差に対応した補正パラメータで位相デ
ータを補正するようにした。従って、変調信号のシンボ
ルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロックとサンプリング
クロックとの周期格差に起因して位相誤差の検出結果に
発生するオフセットが補正される。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号から位相データを検出するよ
うにした無線受信方法において、ＰＳＫ方式の変調信号
を無線受信し、この無線受信された変調信号を所定周期
のＩ／Ｆ信号に変換し、所定周期の基準クロックを発生
し、この基準クロックから数分の一の周期のサンプリン
グクロックを生成し、Ｉ／Ｆ信号からサンプリングクロ
ックの周期で位相データを検出し、変調信号のシンボル
クロックとＩ／Ｆ信号と基準クロックとサンプリングク
ロックとの周期格差に対応した補正パラメータで位相デ
ータを補正するようにした。従って、変調信号のシンボ
ルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロックとサンプリング
クロックとの周期格差に起因して位相誤差の検出結果に
発生するオフセットが補正される。
【００３７】請求項１２記載の発明は、請求項１１記載
の無線受信方法であって、変調信号の変調方式に対応し
た比率でシンボルクロックの数分の一の周期の複数種類
のサンプリングクロックを切換自在に生成し、このサン
プリングクロックの切り換えに対応して事前に設定され
た複数種類の補正パラメータを切り換えるようにした。
従って、変調信号が変調方式により最適なタイミングで
サンプリングされ、サンプリングクロックが切り換えら
れても、これに対応した補正パラメータの切り換えによ
り、位相誤差の検出結果のオフセットが適正に補正され
る。
の無線受信方法であって、変調信号の変調方式に対応し
た比率でシンボルクロックの数分の一の周期の複数種類
のサンプリングクロックを切換自在に生成し、このサン
プリングクロックの切り換えに対応して事前に設定され
た複数種類の補正パラメータを切り換えるようにした。
従って、変調信号が変調方式により最適なタイミングで
サンプリングされ、サンプリングクロックが切り換えら
れても、これに対応した補正パラメータの切り換えによ
り、位相誤差の検出結果のオフセットが適正に補正され
る。
【００３８】請求項１３記載の発明は、請求項１２記載
の無線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、変調信号のシンボルクロッ
クの周期の四分の一と八分の一とのサンプリングクロッ
クを切換自在に生成するようにした。従って、変調方式
がπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号に対し、そのシ
ンボルクロックの周期の八分の一のサンプリングクロッ
クが生成されるので、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調
信号が最適なタイミングでサンプリングされる。
の無線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、変調信号のシンボルクロッ
クの周期の四分の一と八分の一とのサンプリングクロッ
クを切換自在に生成するようにした。従って、変調方式
がπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号に対し、そのシ
ンボルクロックの周期の八分の一のサンプリングクロッ
クが生成されるので、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調
信号が最適なタイミングでサンプリングされる。
【００３９】請求項１４記載の発明の無線受信方法は、
複数のダイバシチレシオを事前に登録しておき、無線信
号を一対の通信アンテナで無線受信し、これら一対の通
信アンテナの各々の無線受信の電界強度を個々にＡ／Ｄ
変換し、このＡ／Ｄ変換された一対のデジタルデータか
ら差分データを算出し、この算出される差分データをア
ドレスデータとして事前に登録されているダイバシチレ
シオを読み出し、無線受信される一対の無線信号を読み
出されるダイバシチレシオに対応してダイバシチ合成す
るようにした。従って、一対の通信アンテナが無線受信
する無線信号が電界強度の差分に対応して適正なダイバ
シチレシオでダイバシチ合成される。
複数のダイバシチレシオを事前に登録しておき、無線信
号を一対の通信アンテナで無線受信し、これら一対の通
信アンテナの各々の無線受信の電界強度を個々にＡ／Ｄ
変換し、このＡ／Ｄ変換された一対のデジタルデータか
ら差分データを算出し、この算出される差分データをア
ドレスデータとして事前に登録されているダイバシチレ
シオを読み出し、無線受信される一対の無線信号を読み
出されるダイバシチレシオに対応してダイバシチ合成す
るようにした。従って、一対の通信アンテナが無線受信
する無線信号が電界強度の差分に対応して適正なダイバ
シチレシオでダイバシチ合成される。
【００４０】請求項１５記載の発明の無線受信装置は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の受信周波数を送信周波数に
対応して調整する無線受信装置において、ＰＳＫ方式の
変調信号をランダム受信する無線受信手段と、所定周期
のサンプリングクロックを生成するクロック生成手段
と、前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記
クロック生成手段が生成するサンプリングクロックの周
期で位相データをサンプリングする位相サンプリング手
段と、該位相サンプリング手段でサンプリングされる位
相データを所定期間まで累積加算する位相累積手段と、
該位相累積手段の累積加算の算出結果が所定の許容範囲
を満足するように受信周波数を調整する受信調整手段
と、を具備している。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の受信周波数を送信周波数に
対応して調整する無線受信装置において、ＰＳＫ方式の
変調信号をランダム受信する無線受信手段と、所定周期
のサンプリングクロックを生成するクロック生成手段
と、前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記
クロック生成手段が生成するサンプリングクロックの周
期で位相データをサンプリングする位相サンプリング手
段と、該位相サンプリング手段でサンプリングされる位
相データを所定期間まで累積加算する位相累積手段と、
該位相累積手段の累積加算の算出結果が所定の許容範囲
を満足するように受信周波数を調整する受信調整手段
と、を具備している。
【００４１】従って、ＰＳＫ方式の変調信号が無線受信
手段によりランダム受信され、クロック生成手段により
所定周期のサンプリングクロックが生成され、無線受信
される変調信号からサンプリングクロックの周期で位相
サンプリング手段により位相データがサンプリングされ
る。このサンプリングされる位相データが位相累積手段
により所定期間まで累積加算され、この累積加算の算出
結果が所定の許容範囲を満足するように受信調整手段に
より受信周波数が調整されるので、無線受信する変調信
号から位相誤差を検出することなく受信周波数が調整さ
れる。
手段によりランダム受信され、クロック生成手段により
所定周期のサンプリングクロックが生成され、無線受信
される変調信号からサンプリングクロックの周期で位相
サンプリング手段により位相データがサンプリングされ
る。このサンプリングされる位相データが位相累積手段
により所定期間まで累積加算され、この累積加算の算出
結果が所定の許容範囲を満足するように受信調整手段に
より受信周波数が調整されるので、無線受信する変調信
号から位相誤差を検出することなく受信周波数が調整さ
れる。
【００４２】なお、本発明で云う各種手段は、その機能
を実現するように形成されていれば良く、例えば、専用
のハードウェア、適正な機能がプログラムにより付与さ
れたコンピュータ、適正なプログラムによりコンピュー
タの内部に実現された機能、これらの組み合わせ、等を
許容する。
を実現するように形成されていれば良く、例えば、専用
のハードウェア、適正な機能がプログラムにより付与さ
れたコンピュータ、適正なプログラムによりコンピュー
タの内部に実現された機能、これらの組み合わせ、等を
許容する。
【００４３】請求項１６記載の発明は、請求項１５記載
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、前記位相サンプリング手段は、
前記クロック生成手段が生成したサンプリングクロック
の周期で変調信号から位相データをサンプリングする。
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、前記位相サンプリング手段は、
前記クロック生成手段が生成したサンプリングクロック
の周期で変調信号から位相データをサンプリングする。
【００４４】従って、サンプリングクロックがクロック
生成手段により変調信号のシンボルクロックの数分の一
の周期に生成され、このサンプリングクロックの周期で
位相サンプリング手段により変調信号から位相データが
サンプリングされるので、このサンプリングは変調信号
の位相変化の周期の数分の一のタイミングで実行される
ことになる。
生成手段により変調信号のシンボルクロックの数分の一
の周期に生成され、このサンプリングクロックの周期で
位相サンプリング手段により変調信号から位相データが
サンプリングされるので、このサンプリングは変調信号
の位相変化の周期の数分の一のタイミングで実行される
ことになる。
【００４５】請求項１７記載の発明は、請求項１６記載
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期のサンプリングクロックを生成する。従
って、サンプリングクロックがクロック生成手段により
変調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロック
の数分の一の周期に生成されるので、変調信号の変調方
式によりサンプリングクロックが最適な周期に生成され
る。
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期のサンプリングクロックを生成する。従
って、サンプリングクロックがクロック生成手段により
変調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロック
の数分の一の周期に生成されるので、変調信号の変調方
式によりサンプリングクロックが最適な周期に生成され
る。
【００４６】請求項１８記載の発明は、請求項１７記載
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプ
リングクロックを生成する。従って、変調信号の変調方
式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式の場合、サンプリングク
ロックがクロック生成手段により変調信号のシンボルク
ロックの四分の一の周期に生成されるので、π／４シフ
トＱＰＳＫ方式の変調信号からシンボルクロックの四分
の一の周期で位相データがサンプリングされる。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプ
リングクロックを生成する。従って、変調信号の変調方
式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式の場合、サンプリングク
ロックがクロック生成手段により変調信号のシンボルク
ロックの四分の一の周期に生成されるので、π／４シフ
トＱＰＳＫ方式の変調信号からシンボルクロックの四分
の一の周期で位相データがサンプリングされる。
【００４７】請求項１９記載の発明の無線受信装置は、
所定のビットデータがフレームの所定位置に内包されて
無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、こ
の無線受信された変調信号から所定のビットデータを検
出してフレーム同期を確立する無線受信装置において、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で所定のビットデータをサンプリ
ングするビットサンプリング手段と、該ビットサンプリ
ング手段がサンプリングするビットデータに対応してフ
レーム同期を確立するフレーム同期手段と、を具備して
いる。
所定のビットデータがフレームの所定位置に内包されて
無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、こ
の無線受信された変調信号から所定のビットデータを検
出してフレーム同期を確立する無線受信装置において、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で所定のビットデータをサンプリ
ングするビットサンプリング手段と、該ビットサンプリ
ング手段がサンプリングするビットデータに対応してフ
レーム同期を確立するフレーム同期手段と、を具備して
いる。
【００４８】従って、ＰＳＫ方式の変調信号が無線受信
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
ビットサンプリング手段により所定のビットデータがサ
ンプリングされる。このサンプリングされるビットデー
タに対応してフレーム同期手段によりフレーム同期が確
立されるので、この同期確立は変調信号から位相変化の
周期の数分の一のタイミングでサンプリングされたビッ
トデータにより実行される。
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
ビットサンプリング手段により所定のビットデータがサ
ンプリングされる。このサンプリングされるビットデー
タに対応してフレーム同期手段によりフレーム同期が確
立されるので、この同期確立は変調信号から位相変化の
周期の数分の一のタイミングでサンプリングされたビッ
トデータにより実行される。
【００４９】請求項２０記載の発明は、請求項１９記載
の無線受信装置であって、前記ビットサンプリング手段
は、サンプリングクロックの周期で変調信号から第一の
ビットデータと第二のビットデータとをサンプリング
し、前記フレーム同期手段は、サンプリングされた第一
のビットデータでフレーム相関値を算出するとともに第
二のビットデータでＣＲＣ計算を実行し、フレーム相関
値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレーム同期を確立す
る。
の無線受信装置であって、前記ビットサンプリング手段
は、サンプリングクロックの周期で変調信号から第一の
ビットデータと第二のビットデータとをサンプリング
し、前記フレーム同期手段は、サンプリングされた第一
のビットデータでフレーム相関値を算出するとともに第
二のビットデータでＣＲＣ計算を実行し、フレーム相関
値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレーム同期を確立す
る。
【００５０】従って、変調信号からビットサンプリング
手段によりサンプリングクロックの周期で第一のビット
データがサンプリングされると、このサンプリングされ
た第一のビットデータでフレーム同期手段によりフレー
ム相関値が算出される。つぎに、変調信号からサンプリ
ングクロックの周期でビットサンプリング手段により第
二のビットデータがサンプリングされるので、このサン
プリングされた第二のビットデータでフレーム同期手段
によりＣＲＣ計算が実行され、このように算出されるフ
レーム相関値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレーム同
期が確立される。フレーム相関値の算出とＣＲＣ計算と
に利用される第一第二のビットデータのサンプリングが
変調信号の位相変化の周期の数分の一のタイミングで実
行される。
手段によりサンプリングクロックの周期で第一のビット
データがサンプリングされると、このサンプリングされ
た第一のビットデータでフレーム同期手段によりフレー
ム相関値が算出される。つぎに、変調信号からサンプリ
ングクロックの周期でビットサンプリング手段により第
二のビットデータがサンプリングされるので、このサン
プリングされた第二のビットデータでフレーム同期手段
によりＣＲＣ計算が実行され、このように算出されるフ
レーム相関値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレーム同
期が確立される。フレーム相関値の算出とＣＲＣ計算と
に利用される第一第二のビットデータのサンプリングが
変調信号の位相変化の周期の数分の一のタイミングで実
行される。
【００５１】請求項２１記載の発明の無線受信装置は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、ＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミングを
前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、を
具備している。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、ＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミングを
前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、を
具備している。
【００５２】従って、ＰＳＫ方式の変調信号が無線受信
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイ
ミングがタイミング制御手段により誤差検出手段に設定
されるので、この設定以後は変調信号の位相誤差が誤差
検出手段により位相誤差の累積加算の算出結果が最少と
なるタイミングで検出される。
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイ
ミングがタイミング制御手段により誤差検出手段に設定
されるので、この設定以後は変調信号の位相誤差が誤差
検出手段により位相誤差の累積加算の算出結果が最少と
なるタイミングで検出される。
【００５３】請求項２２記載の発明の無線受信装置は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、ＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段
と、を具備している。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、ＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段
と、を具備している。
【００５４】従って、ＰＳＫ方式の変調信号が無線受信
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算された位相誤差で同期復調手段により変調信
号が同期復調されるので、変調信号の位相変化の周期の
数分の一のタイミングでサンプリングされた位相誤差に
基づいて同期復調が実行される。
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算された位相誤差で同期復調手段により変調信
号が同期復調されるので、変調信号の位相変化の周期の
数分の一のタイミングでサンプリングされた位相誤差に
基づいて同期復調が実行される。
【００５５】請求項２３記載の発明の無線受信装置は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、ＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
該タイミング制御手段で設定されたタイミングで前記誤
差検出手段が検出して前記誤差累積手段が累積加算した
位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段と、を
具備している。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、ＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
該タイミング制御手段で設定されたタイミングで前記誤
差検出手段が検出して前記誤差累積手段が累積加算した
位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段と、を
具備している。
【００５６】従って、ＰＳＫ方式の変調信号が無線受信
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイ
ミングがタイミング制御手段により誤差検出手段に設定
されるので、この設定以後は誤差検出手段により位相誤
差が設定されたタイミングで検出される。このタイミン
グで検出される位相誤差が誤差累積手段により所定期間
まで累積加算され、この累積加算された位相誤差で同期
復調手段により変調信号が同期復調されるので、変調信
号の位相変化の周期の数分の一のタイミングでサンプリ
ングされた位相誤差に基づいて同期復調が実行される。
シンボルクロックの数分の一のタイミングでサンプリン
グされる位相誤差の累積結果が最少となるタイミングで
位相誤差が検出されるので、位相誤差が位相変化による
影響などで増大するタイミングで検出されない。
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイ
ミングがタイミング制御手段により誤差検出手段に設定
されるので、この設定以後は誤差検出手段により位相誤
差が設定されたタイミングで検出される。このタイミン
グで検出される位相誤差が誤差累積手段により所定期間
まで累積加算され、この累積加算された位相誤差で同期
復調手段により変調信号が同期復調されるので、変調信
号の位相変化の周期の数分の一のタイミングでサンプリ
ングされた位相誤差に基づいて同期復調が実行される。
シンボルクロックの数分の一のタイミングでサンプリン
グされる位相誤差の累積結果が最少となるタイミングで
位相誤差が検出されるので、位相誤差が位相変化による
影響などで増大するタイミングで検出されない。
【００５７】請求項２４記載の発明は、請求項１９ない
し２３の何れか一記載の無線受信装置であって、前記ク
ロック生成手段は、変調信号の変調方式に対応した比率
でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成する。従って、シンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックがクロック生成手段に
より変調信号の変調方式に対応した比率で生成されるの
で、変調信号が変調方式により最適なタイミングでサン
プリングされる。
し２３の何れか一記載の無線受信装置であって、前記ク
ロック生成手段は、変調信号の変調方式に対応した比率
でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成する。従って、シンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックがクロック生成手段に
より変調信号の変調方式に対応した比率で生成されるの
で、変調信号が変調方式により最適なタイミングでサン
プリングされる。
【００５８】請求項２５記載の発明は、請求項２４記載
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の八分の一のサンプ
リングクロックを生成する。従って、変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調信号に対し、そのシンボルク
ロックの周期の八分の一のサンプリングクロックがクロ
ック生成手段により生成されるので、π／４シフトＱＰ
ＳＫ方式の変調信号が最適なタイミングでサンプリング
される。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の八分の一のサンプ
リングクロックを生成する。従って、変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調信号に対し、そのシンボルク
ロックの周期の八分の一のサンプリングクロックがクロ
ック生成手段により生成されるので、π／４シフトＱＰ
ＳＫ方式の変調信号が最適なタイミングでサンプリング
される。
【００５９】請求項２６記載の発明の無線受信装置は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号から位相データを遅延検波す
る無線受信装置において、ＰＳＫ方式の変調信号を無線
受信する無線受信手段と、所定周期のサンプリングクロ
ックを生成するクロック生成手段と、前記無線受信手段
が無線受信する変調信号から前記クロック生成手段が生
成するサンプリングクロックの周期で位相データを遅延
検波する位相検出手段と、該位相検出手段により遅延検
波される位相データから事前に設定されたビットデータ
を除去する信号調整手段と、を具備している。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号から位相データを遅延検波す
る無線受信装置において、ＰＳＫ方式の変調信号を無線
受信する無線受信手段と、所定周期のサンプリングクロ
ックを生成するクロック生成手段と、前記無線受信手段
が無線受信する変調信号から前記クロック生成手段が生
成するサンプリングクロックの周期で位相データを遅延
検波する位相検出手段と、該位相検出手段により遅延検
波される位相データから事前に設定されたビットデータ
を除去する信号調整手段と、を具備している。
【００６０】従って、ＰＳＫ方式の変調信号が無線受信
手段により無線受信され、所定周期のサンプリングクロ
ックがクロック生成手段により生成され、無線受信され
る変調信号からサンプリングクロックの周期で位相検出
手段により位相データが遅延検波される。この遅延検波
される位相データから事前に設定されたビットデータが
信号調整手段により除去されるので、遅延検波された位
相データから有効な部分が抽出される。
手段により無線受信され、所定周期のサンプリングクロ
ックがクロック生成手段により生成され、無線受信され
る変調信号からサンプリングクロックの周期で位相検出
手段により位相データが遅延検波される。この遅延検波
される位相データから事前に設定されたビットデータが
信号調整手段により除去されるので、遅延検波された位
相データから有効な部分が抽出される。
【００６１】請求項２７記載の発明の無線受信装置は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号から位相データを検出する無
線受信装置において、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信
する無線受信手段と、該無線受信手段で無線受信された
変調信号を所定周期のＩ／Ｆ信号に変換するＩ／Ｆ変換
手段と、所定周期の基準クロックを発生するクロック発
生手段と、該クロック発生手段が発生する基準クロック
から数分の一の周期のサンプリングクロックを生成する
クロック生成手段と、前記Ｉ／Ｆ変換手段が出力するＩ
／Ｆ信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリ
ングクロックの周期で位相データを検出する位相検出手
段と、変調信号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準
クロックとサンプリングクロックとの周期格差に対応し
た補正パラメータで前記位相検出手段が検出した位相デ
ータを補正する信号補正手段と、を具備している。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号から位相データを検出する無
線受信装置において、ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信
する無線受信手段と、該無線受信手段で無線受信された
変調信号を所定周期のＩ／Ｆ信号に変換するＩ／Ｆ変換
手段と、所定周期の基準クロックを発生するクロック発
生手段と、該クロック発生手段が発生する基準クロック
から数分の一の周期のサンプリングクロックを生成する
クロック生成手段と、前記Ｉ／Ｆ変換手段が出力するＩ
／Ｆ信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリ
ングクロックの周期で位相データを検出する位相検出手
段と、変調信号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準
クロックとサンプリングクロックとの周期格差に対応し
た補正パラメータで前記位相検出手段が検出した位相デ
ータを補正する信号補正手段と、を具備している。
【００６２】従って、ＰＳＫ方式の変調信号が無線受信
手段により無線受信され、この無線受信された変調信号
がＩ／Ｆ変換手段により所定周期のＩ／Ｆ信号に変換さ
れる。所定周期の基準クロックがクロック発生手段によ
り発生され、この基準クロックから数分の一の周期のサ
ンプリングクロックがクロック生成手段により生成され
る。位相検出手段によりＩ／Ｆ信号からサンプリングク
ロックの周期で位相データが検出され、この位相データ
が信号補正手段により変調信号のシンボルクロックとＩ
／Ｆ信号と基準クロックとサンプリングクロックとの周
期格差に対応した補正パラメータで補正されるので、こ
れらのクロック信号の周期格差に起因して変調信号の位
相データに発生するオフセットが補正される。
手段により無線受信され、この無線受信された変調信号
がＩ／Ｆ変換手段により所定周期のＩ／Ｆ信号に変換さ
れる。所定周期の基準クロックがクロック発生手段によ
り発生され、この基準クロックから数分の一の周期のサ
ンプリングクロックがクロック生成手段により生成され
る。位相検出手段によりＩ／Ｆ信号からサンプリングク
ロックの周期で位相データが検出され、この位相データ
が信号補正手段により変調信号のシンボルクロックとＩ
／Ｆ信号と基準クロックとサンプリングクロックとの周
期格差に対応した補正パラメータで補正されるので、こ
れらのクロック信号の周期格差に起因して変調信号の位
相データに発生するオフセットが補正される。
【００６３】請求項２８記載の発明は、請求項２７記載
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期の複数種類のサンプリングクロックを切
換自在に生成し、前記信号補正手段は、前記クロック生
成手段のサンプリングクロックの切り換えに対応して事
前に設定された複数種類の補正パラメータを切り換え
る。
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期の複数種類のサンプリングクロックを切
換自在に生成し、前記信号補正手段は、前記クロック生
成手段のサンプリングクロックの切り換えに対応して事
前に設定された複数種類の補正パラメータを切り換え
る。
【００６４】従って、シンボルクロックの数分の一の周
期のサンプリングクロックがクロック生成手段により変
調信号の変調方式に対応した比率で生成されるので、変
調信号が変調方式により最適なタイミングでサンプリン
グされる。このサンプリングクロックは複数種類が切換
自在であるが、これに対応して信号補正手段の補正パラ
メータも複数種類が切り換えられるので、サンプリング
クロックが切り換えられても変調信号の位相データのオ
フセットが適正に補正される。
期のサンプリングクロックがクロック生成手段により変
調信号の変調方式に対応した比率で生成されるので、変
調信号が変調方式により最適なタイミングでサンプリン
グされる。このサンプリングクロックは複数種類が切換
自在であるが、これに対応して信号補正手段の補正パラ
メータも複数種類が切り換えられるので、サンプリング
クロックが切り換えられても変調信号の位相データのオ
フセットが適正に補正される。
【００６５】請求項２９記載の発明は、請求項２８記載
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の四分の一と八分の
一とのサンプリングクロックを切換自在に生成する。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の四分の一と八分の
一とのサンプリングクロックを切換自在に生成する。
【００６６】従って、変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ
方式の変調信号に対し、そのシンボルクロックの周期の
四分の一か八分の一のサンプリングクロックがクロック
生成手段により生成されるので、π／４シフトＱＰＳＫ
方式の変調信号が最適なタイミングでサンプリングされ
る。
方式の変調信号に対し、そのシンボルクロックの周期の
四分の一か八分の一のサンプリングクロックがクロック
生成手段により生成されるので、π／４シフトＱＰＳＫ
方式の変調信号が最適なタイミングでサンプリングされ
る。
【００６７】請求項３０記載の発明の無線受信装置は、
無線信号を無線受信する一対の通信アンテナと、これら
一対の通信アンテナの各々の無線受信の電界強度を個々
にＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換手段と、これら一対
のＡ／Ｄ変換手段の各々でＡ／Ｄ変換された一対のデジ
タルデータから差分データを算出する差分算出手段と、
複数のダイバシチレシオが所定のアドレスデータごとに
事前に登録されたレート記憶手段と、前記差分算出手段
で算出される差分データをアドレスデータとして前記レ
ート記憶手段からダイバシチレシオを読み出すレート読
出手段と、一対の前記通信アンテナで無線受信される一
対の無線信号を前記レート読出手段が読み出すダイバシ
チレシオに対応してダイバシチ合成する信号合成手段
と、を具備している。
無線信号を無線受信する一対の通信アンテナと、これら
一対の通信アンテナの各々の無線受信の電界強度を個々
にＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換手段と、これら一対
のＡ／Ｄ変換手段の各々でＡ／Ｄ変換された一対のデジ
タルデータから差分データを算出する差分算出手段と、
複数のダイバシチレシオが所定のアドレスデータごとに
事前に登録されたレート記憶手段と、前記差分算出手段
で算出される差分データをアドレスデータとして前記レ
ート記憶手段からダイバシチレシオを読み出すレート読
出手段と、一対の前記通信アンテナで無線受信される一
対の無線信号を前記レート読出手段が読み出すダイバシ
チレシオに対応してダイバシチ合成する信号合成手段
と、を具備している。
【００６８】従って、無線信号が一対の通信アンテナに
より無線受信され、これら一対の通信アンテナの各々の
無線受信の電界強度が一対のＡ／Ｄ変換手段により個々
にＡ／Ｄ変換される。これら一対のＡ／Ｄ変換手段の各
々でＡ／Ｄ変換された一対のデジタルデータから差分算
出手段により差分データが算出され、この差分算出手段
で算出される差分データをアドレスデータとしてレート
記憶手段からダイバシチレシオがレート読出手段により
読み出される。このレート読出手段が読み出すダイバシ
チレシオに対応して一対の通信アンテナで無線受信され
る一対の無線信号が信号合成手段によりダイバシチ合成
されるので、一対の通信アンテナが無線受信する無線信
号が電界強度の差分に対応して適正なダイバシチレシオ
でダイバシチ合成される。
より無線受信され、これら一対の通信アンテナの各々の
無線受信の電界強度が一対のＡ／Ｄ変換手段により個々
にＡ／Ｄ変換される。これら一対のＡ／Ｄ変換手段の各
々でＡ／Ｄ変換された一対のデジタルデータから差分算
出手段により差分データが算出され、この差分算出手段
で算出される差分データをアドレスデータとしてレート
記憶手段からダイバシチレシオがレート読出手段により
読み出される。このレート読出手段が読み出すダイバシ
チレシオに対応して一対の通信アンテナで無線受信され
る一対の無線信号が信号合成手段によりダイバシチ合成
されるので、一対の通信アンテナが無線受信する無線信
号が電界強度の差分に対応して適正なダイバシチレシオ
でダイバシチ合成される。
【００６９】
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態を図面を参
照して以下に説明する。なお、図１は本実施の形態の無
線受信装置を示すブロック図、図２は遅延検波回路の動
作を示す模式的なタイムチャート、図３は位相ノーマラ
イザを示すブロック図、図４はオフセット補正回路を示
すブロック図、図５はダイバシチ合成回路を示すブロッ
ク図、図６はモジュロ２π回路を示すブロック図、図７
はレシオ生成回路を示すブロック図、図８はリミッタ回
路を示すブロック図、図９は信号合成手段に相当する位
相合成回路を示すブロック図、図１０はデータ復調回路
を示すブロック図、図１１は無線受信装置の無線受信方
法の状態遷移を示す模式図、図１２は受信周波数の粗調
整動作を示すフローチャート、図１３はフレーム同期の
確立動作を示すフローチャート、図１４は受信周波数の
微調整動作を示すフローチャート、図１５はサンプリン
グタイミングの設定動作を示すフローチャートである。
照して以下に説明する。なお、図１は本実施の形態の無
線受信装置を示すブロック図、図２は遅延検波回路の動
作を示す模式的なタイムチャート、図３は位相ノーマラ
イザを示すブロック図、図４はオフセット補正回路を示
すブロック図、図５はダイバシチ合成回路を示すブロッ
ク図、図６はモジュロ２π回路を示すブロック図、図７
はレシオ生成回路を示すブロック図、図８はリミッタ回
路を示すブロック図、図９は信号合成手段に相当する位
相合成回路を示すブロック図、図１０はデータ復調回路
を示すブロック図、図１１は無線受信装置の無線受信方
法の状態遷移を示す模式図、図１２は受信周波数の粗調
整動作を示すフローチャート、図１３はフレーム同期の
確立動作を示すフローチャート、図１４は受信周波数の
微調整動作を示すフローチャート、図１５はサンプリン
グタイミングの設定動作を示すフローチャートである。
【００７０】本実施の形態の無線受信装置１は、無線送
信装置とともにデジタルセルラに内蔵されている（図示
せず）。この無線受信装置１は、図１に示すように、ダ
イバシチ方式に対応しているので、一対の信号入力部
２，３を具備しており、これら一対の信号入力部２，３
は、一対の無線受信部４と一対の位相検出部５とを各々
一つずつ具備している。
信装置とともにデジタルセルラに内蔵されている（図示
せず）。この無線受信装置１は、図１に示すように、ダ
イバシチ方式に対応しているので、一対の信号入力部
２，３を具備しており、これら一対の信号入力部２，３
は、一対の無線受信部４と一対の位相検出部５とを各々
一つずつ具備している。
【００７１】一対の無線受信部４は、無線受信手段に相
当する通信アンテナ１１を一つずつ具備しており、これ
ら一対の通信アンテナ１１の各々には、受信回路１２を
個々に介してＩ／Ｆ変換手段に相当するＩ／Ｆアンプ１
３が個々に接続されている。通信アンテナ１１と受信回
路１２とは、例えば、シンボルクロックの周波数が２１
ｋＨｚのπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号をランダ
ム受信し、Ｉ／Ｆアンプ１３は、例えば、ＬＯＧアンプ
からなり４５０ｋＨｚの中間周波数により変調信号を所
定周期のＩ／Ｆ信号として出力する。
当する通信アンテナ１１を一つずつ具備しており、これ
ら一対の通信アンテナ１１の各々には、受信回路１２を
個々に介してＩ／Ｆ変換手段に相当するＩ／Ｆアンプ１
３が個々に接続されている。通信アンテナ１１と受信回
路１２とは、例えば、シンボルクロックの周波数が２１
ｋＨｚのπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号をランダ
ム受信し、Ｉ／Ｆアンプ１３は、例えば、ＬＯＧアンプ
からなり４５０ｋＨｚの中間周波数により変調信号を所
定周期のＩ／Ｆ信号として出力する。
【００７２】上述のような一対の無線受信部４に個々に
接続された一対の位相検出部５は、位相サンプリング手
段に相当する位相デジタイザ１４、位相検出手段である
遅延検波回路１５、信号調整手段に相当する位相ノーマ
ライザ１６、信号補正手段に相当するオフセット補正回
路１７、等を一つずつ具備しており、これらが順番に接
続されている。
接続された一対の位相検出部５は、位相サンプリング手
段に相当する位相デジタイザ１４、位相検出手段である
遅延検波回路１５、信号調整手段に相当する位相ノーマ
ライザ１６、信号補正手段に相当するオフセット補正回
路１７、等を一つずつ具備しており、これらが順番に接
続されている。
【００７３】一対の位相検出部５の位相デジタイザ１４
は、エッジ検出回路１８、カウンタ回路１９、レジスタ
回路２０、等を各々具備しており、無線受信部４のＩ／
Ｆアンプ１３には、位相検出部５の位相デジタイザ１４
のエッジ検出回路１８が接続されている。このエッジ検
出回路１８にカウンタ回路１９が接続されており、この
カウンタ回路１９にレジスタ回路２０が接続されてい
る。
は、エッジ検出回路１８、カウンタ回路１９、レジスタ
回路２０、等を各々具備しており、無線受信部４のＩ／
Ｆアンプ１３には、位相検出部５の位相デジタイザ１４
のエッジ検出回路１８が接続されている。このエッジ検
出回路１８にカウンタ回路１９が接続されており、この
カウンタ回路１９にレジスタ回路２０が接続されてい
る。
【００７４】本実施の形態の無線受信装置１では、ＶＣ
型のＴＣＸＯ２１が一対の信号入力部２，３で共用する
一個のクロック発生手段として設けられており、このＴ
ＣＸＯ２１が、例えば、１２．６ＭＨｚなどの所定周期
の基準クロックを発生する。このＴＣＸＯ２１には、ク
ロック生成手段となるクロック生成回路２２が接続され
ており、このクロック生成回路２２が、基準クロックか
ら数分の一の周期のサンプリングクロックを生成する。
型のＴＣＸＯ２１が一対の信号入力部２，３で共用する
一個のクロック発生手段として設けられており、このＴ
ＣＸＯ２１が、例えば、１２．６ＭＨｚなどの所定周期
の基準クロックを発生する。このＴＣＸＯ２１には、ク
ロック生成手段となるクロック生成回路２２が接続され
ており、このクロック生成回路２２が、基準クロックか
ら数分の一の周期のサンプリングクロックを生成する。
【００７５】本実施の形態の無線受信装置１では、変調
信号の変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式であり、ク
ロック生成回路２２は、変調信号の変調方式に対応した
比率でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリン
グクロックを生成する。より具体的には、クロック生成
回路２２は、変調信号のシンボルクロックの四分の一と
八分の一との二種類の周期のサンプリングクロックを切
換自在に生成し、これら二種類のサンプリングクロック
は、後述する動作モードの切換制御に対応して選択され
る。
信号の変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式であり、ク
ロック生成回路２２は、変調信号の変調方式に対応した
比率でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリン
グクロックを生成する。より具体的には、クロック生成
回路２２は、変調信号のシンボルクロックの四分の一と
八分の一との二種類の周期のサンプリングクロックを切
換自在に生成し、これら二種類のサンプリングクロック
は、後述する動作モードの切換制御に対応して選択され
る。
【００７６】一個のＴＣＸＯ２１は一対の位相デジタイ
ザ１４のカウンタ回路１９の各々のクロック信号の入力
端子に接続されており、一個のクロック生成回路２２も
一対の位相デジタイザ１４のレジスタ回路２０の各々の
クロック信号の入力端子に接続されている。
ザ１４のカウンタ回路１９の各々のクロック信号の入力
端子に接続されており、一個のクロック生成回路２２も
一対の位相デジタイザ１４のレジスタ回路２０の各々の
クロック信号の入力端子に接続されている。
【００７７】位相デジタイザ１４のエッジ検出回路１８
は、Ｉ／Ｆアンプ１３からＩ／Ｆ信号として入力される
変調信号の立上エッジを検出し、カウンタ回路１９は、
立上エッジの検出結果を基準クロックの周期でカウント
する。レジスタ回路２０は、カウント結果をサンプリン
グクロックの周期でサンプリングするので、位相デジタ
イザ１４は、無線受信部４が無線受信する変調信号から
クロック生成回路２２が生成するサンプリングクロック
の周期で位相(の変化量)データをサンプリングする。
は、Ｉ／Ｆアンプ１３からＩ／Ｆ信号として入力される
変調信号の立上エッジを検出し、カウンタ回路１９は、
立上エッジの検出結果を基準クロックの周期でカウント
する。レジスタ回路２０は、カウント結果をサンプリン
グクロックの周期でサンプリングするので、位相デジタ
イザ１４は、無線受信部４が無線受信する変調信号から
クロック生成回路２２が生成するサンプリングクロック
の周期で位相(の変化量)データをサンプリングする。
【００７８】位相デジタイザ１４に接続された遅延検波
回路１５は、複数ビットのシフトレジスタ２３を複数並
設して加算器２４に接続したもので、そのシフトレジス
タ２３にもクロック生成回路２２が接続されている。遅
延検波回路１５は、図２に示すように、サンプリングク
ロックの周期で変調信号の位相データを一周期前と比較
し、その差分データを遅延検波した位相(差)データとし
てデータ出力する。
回路１５は、複数ビットのシフトレジスタ２３を複数並
設して加算器２４に接続したもので、そのシフトレジス
タ２３にもクロック生成回路２２が接続されている。遅
延検波回路１５は、図２に示すように、サンプリングク
ロックの周期で変調信号の位相データを一周期前と比較
し、その差分データを遅延検波した位相(差)データとし
てデータ出力する。
【００７９】遅延検波回路１５に接続された位相ノーマ
ライザ１６は、図３に示すように、二系統に分割された
変調信号の位相データの入力経路の各々に、乗算器２
５，２６とビット除去回路２７，２８とが一つずつ順番
に挿入されており、乗算器２５，２６に一個のパラメー
タ発生回路２９が接続されている。
ライザ１６は、図３に示すように、二系統に分割された
変調信号の位相データの入力経路の各々に、乗算器２
５，２６とビット除去回路２７，２８とが一つずつ順番
に挿入されており、乗算器２５，２６に一個のパラメー
タ発生回路２９が接続されている。
【００８０】このパラメータ発生回路２９は、事前に設
定された補正パラメータを発生し、乗算器２５，２６
は、補正パラメータを変調信号の位相データに乗算し、
ビット除去回路２７，２８は、補正パラメータが乗算さ
れた位相データからサインビットとＭＳＢ(Ｍost Ｓig
nificant Ｂit)とを除去する。
定された補正パラメータを発生し、乗算器２５，２６
は、補正パラメータを変調信号の位相データに乗算し、
ビット除去回路２７，２８は、補正パラメータが乗算さ
れた位相データからサインビットとＭＳＢ(Ｍost Ｓig
nificant Ｂit)とを除去する。
【００８１】つまり、位相ノーマライザ１６は、遅延検
波された変調信号の位相データを補正パラメータの乗算
により所定形態に補正し、この位相データから事前に設
定されたビットデータを除去して有効な部分のみを抽出
し、位相データのダイナミックレンジを調整する。
波された変調信号の位相データを補正パラメータの乗算
により所定形態に補正し、この位相データから事前に設
定されたビットデータを除去して有効な部分のみを抽出
し、位相データのダイナミックレンジを調整する。
【００８２】オフセット補正回路１７は、二系統に分割
された変調信号の位相データの入力経路の各々に、加算
器３１，３２とビット除去回路３３，３４とが一つずつ
順番に挿入されており、加算器３１，３２には一個のマ
ルチプレクサ３５を介して二個のパラメータ発生回路３
６，３７が接続されている。
された変調信号の位相データの入力経路の各々に、加算
器３１，３２とビット除去回路３３，３４とが一つずつ
順番に挿入されており、加算器３１，３２には一個のマ
ルチプレクサ３５を介して二個のパラメータ発生回路３
６，３７が接続されている。
【００８３】これらのパラメータ発生回路３６，３７
は、事前に設定された補正パラメータを各々発生し、マ
ルチプレクサ３５は、二つの補正パラメータの一方を後
述する動作モードの切換制御に対応して選択的に出力す
る。加算器３１，３２は、マルチプレクサ３５で選択さ
れた一つの補正パラメータを位相データに加算し、ビッ
ト除去回路３３，３４は、補正された位相データからサ
インビットを除去する。
は、事前に設定された補正パラメータを各々発生し、マ
ルチプレクサ３５は、二つの補正パラメータの一方を後
述する動作モードの切換制御に対応して選択的に出力す
る。加算器３１，３２は、マルチプレクサ３５で選択さ
れた一つの補正パラメータを位相データに加算し、ビッ
ト除去回路３３，３４は、補正された位相データからサ
インビットを除去する。
【００８４】つまり、オフセット補正回路１７は、変調
信号の位相データに二種類の補正パラメータの一方を加
算してからサインビットを除去することにより、変調信
号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロックとサ
ンプリングクロックとの周期格差に起因して位相データ
に発生するオフセットを補正する。
信号の位相データに二種類の補正パラメータの一方を加
算してからサインビットを除去することにより、変調信
号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロックとサ
ンプリングクロックとの周期格差に起因して位相データ
に発生するオフセットを補正する。
【００８５】また、前述のＩ／Ｆアンプ１３には、Ａ／
Ｄ変換手段であるＡ／Ｄコンバータ３８も接続されてお
り、このＡ／Ｄコンバータ３８にはデータ遅延回路３９
が接続されている。Ａ／Ｄコンバータ３８は、変調信号
の無線受信の電界強度をＡ／Ｄ変換し、データ遅延回路
３９は、電界強度のデータ伝送を遅延検波回路１５に対
応した所定時間だけ遅延させる。
Ｄ変換手段であるＡ／Ｄコンバータ３８も接続されてお
り、このＡ／Ｄコンバータ３８にはデータ遅延回路３９
が接続されている。Ａ／Ｄコンバータ３８は、変調信号
の無線受信の電界強度をＡ／Ｄ変換し、データ遅延回路
３９は、電界強度のデータ伝送を遅延検波回路１５に対
応した所定時間だけ遅延させる。
【００８６】上述のような構造の二個の信号入力部２の
オフセット補正回路１７のデータ出力端子は、一個のダ
イバシチ合成回路４１の一対のデータ入力端子に個々に
接続されており、二個の信号入力部２のデータ遅延回路
３９のデータ出力端子は、一個のダイバシチ合成回路４
１の一対の制御入力端子に個々に接続されている。
オフセット補正回路１７のデータ出力端子は、一個のダ
イバシチ合成回路４１の一対のデータ入力端子に個々に
接続されており、二個の信号入力部２のデータ遅延回路
３９のデータ出力端子は、一個のダイバシチ合成回路４
１の一対の制御入力端子に個々に接続されている。
【００８７】このダイバシチ合成回路４１は、図５に示
すように、二個のオフセット補正回路１７が接続された
一個のモジュロ２π回路４２と、二個のデータ遅延回路
３９が接続された一個のレシオ生成回路４３とを具備し
ており、これらの回路４２，４３が信号合成手段である
一個の位相合成回路４４に接続されている。
すように、二個のオフセット補正回路１７が接続された
一個のモジュロ２π回路４２と、二個のデータ遅延回路
３９が接続された一個のレシオ生成回路４３とを具備し
ており、これらの回路４２，４３が信号合成手段である
一個の位相合成回路４４に接続されている。
【００８８】モジュロ２π回路４２は、図６に示すよう
に、二系統のデータ転送経路を具備しており、これらの
データ転送経路から分岐されたデータ経路が一個の加算
器４５に接続されている。この加算器４５にはビット分
離回路４６が接続されており、この信号分離回路４６は
論理演算回路４７を介してデータ転送経路に接続されて
いる。
に、二系統のデータ転送経路を具備しており、これらの
データ転送経路から分岐されたデータ経路が一個の加算
器４５に接続されている。この加算器４５にはビット分
離回路４６が接続されており、この信号分離回路４６は
論理演算回路４７を介してデータ転送経路に接続されて
いる。
【００８９】加算器４５は、相違する一対の通信アンテ
ナ１１で無線受信された変調信号の位相データから差分
データを算出し、ビット分離回路４６は、位相データの
差分データからサインビットとＭＳＢとを分離する。論
理演算回路４７は、サインビットとＭＳＢとで所定の論
理演算を実行し、その演算結果を一対の位相データに付
与する。
ナ１１で無線受信された変調信号の位相データから差分
データを算出し、ビット分離回路４６は、位相データの
差分データからサインビットとＭＳＢとを分離する。論
理演算回路４７は、サインビットとＭＳＢとで所定の論
理演算を実行し、その演算結果を一対の位相データに付
与する。
【００９０】上述のような構造からなるモジュロ２π回
路４２は、相違する一対の通信アンテナ１１で無線受信
されて二系統の位相検出部５で個々に検出された変調信
号の位相データを、２π／３２ラジアンの位相データに
変換する。
路４２は、相違する一対の通信アンテナ１１で無線受信
されて二系統の位相検出部５で個々に検出された変調信
号の位相データを、２π／３２ラジアンの位相データに
変換する。
【００９１】レシオ生成回路４３は、図７に示すよう
に、一対の制御入力端子が差分算出手段である一個の加
算器５１に接続されており、この加算器５１には、ビッ
ト分離回路５２、絶対値変換回路５３、リミッタ回路５
４、レート記憶手段およびレート読出手段に相当するテ
ーブルＲＯＭ５５、が順番に接続されている。
に、一対の制御入力端子が差分算出手段である一個の加
算器５１に接続されており、この加算器５１には、ビッ
ト分離回路５２、絶対値変換回路５３、リミッタ回路５
４、レート記憶手段およびレート読出手段に相当するテ
ーブルＲＯＭ５５、が順番に接続されている。
【００９２】このテーブルＲＯＭ５５のデータ出力端子
は二系統に分離されており、その一方にデータ補正回路
５６が挿入されている。この一方にデータ補正回路５６
が挿入されたテーブルＲＯＭ５５の二系統の出力端子は
一個のマルチプレクサ５７に接続されており、このマル
チプレクサ５７の制御入力端子にはビット分離回路５２
のサインビットの出力端子が接続されている。
は二系統に分離されており、その一方にデータ補正回路
５６が挿入されている。この一方にデータ補正回路５６
が挿入されたテーブルＲＯＭ５５の二系統の出力端子は
一個のマルチプレクサ５７に接続されており、このマル
チプレクサ５７の制御入力端子にはビット分離回路５２
のサインビットの出力端子が接続されている。
【００９３】加算器５１は、相違する一対の通信アンテ
ナ１１で無線受信された変調信号の電界強度信号である
ＲＳＳＩ(Ｒesrved Ｓignal Ｓtrength Ｉndicator)
から差分データを算出し、ビット分離回路５２は、電界
強度信号の差分データからＭＳＢとサインビットとを分
離する。
ナ１１で無線受信された変調信号の電界強度信号である
ＲＳＳＩ(Ｒesrved Ｓignal Ｓtrength Ｉndicator)
から差分データを算出し、ビット分離回路５２は、電界
強度信号の差分データからＭＳＢとサインビットとを分
離する。
【００９４】絶対値変換回路５３は、ビット分離回路５
２からＭＳＢとサインビットとに分離されて入力される
電界強度信号の差分データが２の補数形式なので、これ
を６ビットの正負符号が無い絶対値データに変換する。
リミッタ回路５４は、図８に示すように、四個のオアゲ
ート６１〜６４からなり、Ｉ／Ｆアンプ１３がＬＯＧア
ンプなので、絶対値データに変換された電界強度信号の
差分データをＬＯＧレベルで６ビットから３ビットに圧
縮してアドレスデータを生成する。
２からＭＳＢとサインビットとに分離されて入力される
電界強度信号の差分データが２の補数形式なので、これ
を６ビットの正負符号が無い絶対値データに変換する。
リミッタ回路５４は、図８に示すように、四個のオアゲ
ート６１〜６４からなり、Ｉ／Ｆアンプ１３がＬＯＧア
ンプなので、絶対値データに変換された電界強度信号の
差分データをＬＯＧレベルで６ビットから３ビットに圧
縮してアドレスデータを生成する。
【００９５】テーブルＲＯＭ５５は、下記の表１に示す
ように、３ビットのアドレスデータに対して八つのダイ
バシチレシオがバイナリデータとして事前に設定されて
おり、入力されるアドレスデータに対応してダイバシチ
レシオのバイナリデータをレシオ信号としてデータ出力
する。
ように、３ビットのアドレスデータに対して八つのダイ
バシチレシオがバイナリデータとして事前に設定されて
おり、入力されるアドレスデータに対応してダイバシチ
レシオのバイナリデータをレシオ信号としてデータ出力
する。
【００９６】
【表１】 データ補正回路５６は、レシオ信号に所定のデータ補正
を実行し、マルチプレクサ５７は、データ補正されたレ
シオ信号とデータ補正されないレシオ信号とから、ビッ
ト分離回路５２が出力するサインビットに対応して一方
を選択的に出力する。
を実行し、マルチプレクサ５７は、データ補正されたレ
シオ信号とデータ補正されないレシオ信号とから、ビッ
ト分離回路５２が出力するサインビットに対応して一方
を選択的に出力する。
【００９７】つまり、ＲＳＳＩ信号１≧ＲＳＳＩ信号２
の場合には、テーブルＲＯＭ５５のダイバシチレシオが
直接出力されるが、ＲＳＳＩ信号１＜ＲＳＳＩ信号２の
場合には、テーブルＲＯＭ５５のダイバシチレシオはデ
ータ補正回路５６で２の補数変換されてから出力され
る。
の場合には、テーブルＲＯＭ５５のダイバシチレシオが
直接出力されるが、ＲＳＳＩ信号１＜ＲＳＳＩ信号２の
場合には、テーブルＲＯＭ５５のダイバシチレシオはデ
ータ補正回路５６で２の補数変換されてから出力され
る。
【００９８】上述のような構造からなるレシオ生成回路
４３は、相違する一対の通信アンテナ１１で無線受信さ
れた変調信号の電界強度信号のデジタルデータから差分
データを算出し、この差分データに対応して事前に設定
された八つのダイバシチレシオから一つを選択的に出力
する。
４３は、相違する一対の通信アンテナ１１で無線受信さ
れた変調信号の電界強度信号のデジタルデータから差分
データを算出し、この差分データに対応して事前に設定
された八つのダイバシチレシオから一つを選択的に出力
する。
【００９９】位相合成回路４４は、図９に示すように、
モジュロ２π回路４２の二つのデータ出力端子が一個の
加算器６５に接続されており、この加算器６５の一つの
データ出力端子とレシオ生成回路４３の一つのデータ出
力端子とが一個の乗算器６６に接続されている。この乗
算器６６の一つのデータ出力端子とモジュロ２π回路４
２の二つのデータ出力端子の一方とが一個の加算器６７
に接続されており、この加算器６７の一つのデータ出力
端子がビット除去回路６８に接続されている。
モジュロ２π回路４２の二つのデータ出力端子が一個の
加算器６５に接続されており、この加算器６５の一つの
データ出力端子とレシオ生成回路４３の一つのデータ出
力端子とが一個の乗算器６６に接続されている。この乗
算器６６の一つのデータ出力端子とモジュロ２π回路４
２の二つのデータ出力端子の一方とが一個の加算器６７
に接続されており、この加算器６７の一つのデータ出力
端子がビット除去回路６８に接続されている。
【０１００】加算器６５は、相違する一対の通信アンテ
ナ１１で無線受信された二つの変調信号の位相データの
一方から他方を減算して差分データを算出し、乗算器６
６は、一対の通信アンテナ１１の無線受信の電界強度に
対応したレシオ信号を加算器６５の出力データに乗算す
る。加算器６７は、加算器６５で減算された位相データ
を乗算器６６の出力データに加算し、ビット除去回路６
８は、加算器６７の出力データからサインビットを除去
する。
ナ１１で無線受信された二つの変調信号の位相データの
一方から他方を減算して差分データを算出し、乗算器６
６は、一対の通信アンテナ１１の無線受信の電界強度に
対応したレシオ信号を加算器６５の出力データに乗算す
る。加算器６７は、加算器６５で減算された位相データ
を乗算器６６の出力データに加算し、ビット除去回路６
８は、加算器６７の出力データからサインビットを除去
する。
【０１０１】上述のような構造からなるダイバシチ合成
回路４１の位相合成回路４４は、下記の数式に示すよう
に、相違する一対の通信アンテナ１１で無線受信された
二つの変調信号の位相データを、一対の通信アンテナ１
１の無線受信の電界強度に対応した比率でダイバシチ合
成する。
回路４１の位相合成回路４４は、下記の数式に示すよう
に、相違する一対の通信アンテナ１１で無線受信された
二つの変調信号の位相データを、一対の通信アンテナ１
１の無線受信の電界強度に対応した比率でダイバシチ合
成する。
【０１０２】
【数１】Ｄｐ＝Ｐ１×Ｄｒ＋Ｐ２×(１−Ｄｒ)−(Ｐ１
−Ｐ２)×Ｄｒ＋Ｄ２ なお、 Ｄｐ：ダイバシチ合成された位相データ Ｐ１：第一の通信アンテナ１１に対応したモジュロ２π
回路４２の出力データ Ｐ２：第二の通信アンテナ１１に対応したモジュロ２π
回路４２の出力データ Ｄｒ：レシオ信号 である。
−Ｐ２)×Ｄｒ＋Ｄ２ なお、 Ｄｐ：ダイバシチ合成された位相データ Ｐ１：第一の通信アンテナ１１に対応したモジュロ２π
回路４２の出力データ Ｐ２：第二の通信アンテナ１１に対応したモジュロ２π
回路４２の出力データ Ｄｒ：レシオ信号 である。
【０１０３】上述のような構造のダイバシチ合成回路４
１には、図１に示すように、誤差検出手段に相当するデ
ータ復調回路７１が接続されており、このデータ復調回
路７１は、図１０に示すように、オアゲート７２やイン
バータ７３等の論理演算素子からなる。
１には、図１に示すように、誤差検出手段に相当するデ
ータ復調回路７１が接続されており、このデータ復調回
路７１は、図１０に示すように、オアゲート７２やイン
バータ７３等の論理演算素子からなる。
【０１０４】データ復調回路７１は、オアゲート７２や
インバータ７３等で所定の論理演算を実行し、π／４シ
フトＱＰＳＫの変調信号の位相データから“０／１”の
復調データを２ビットずつ生成するとともに、位相誤差
の検出結果であるエラーデータを生成する。
インバータ７３等で所定の論理演算を実行し、π／４シ
フトＱＰＳＫの変調信号の位相データから“０／１”の
復調データを２ビットずつ生成するとともに、位相誤差
の検出結果であるエラーデータを生成する。
【０１０５】データ復調回路７１のエラーデータの出力
端子と、ダイバシチ合成回路４１の位相データの出力端
子とは、一個のセレクタ回路７４に接続されており、こ
のセレクタ回路７４の一つのデータ出力端子には、位相
累積手段および誤差累積手段に相当するエラー計算回路
７５が接続されている。
端子と、ダイバシチ合成回路４１の位相データの出力端
子とは、一個のセレクタ回路７４に接続されており、こ
のセレクタ回路７４の一つのデータ出力端子には、位相
累積手段および誤差累積手段に相当するエラー計算回路
７５が接続されている。
【０１０６】本実施の形態の無線受信装置１は、モード
制御回路（図示せず）も具備しており、このモード制御
回路が出力する動作モードの制御信号の出力端子は、ク
ロック生成回路２２、データ遅延回路３９、セレクタ回
路７４、等の制御端子に接続されている。
制御回路（図示せず）も具備しており、このモード制御
回路が出力する動作モードの制御信号の出力端子は、ク
ロック生成回路２２、データ遅延回路３９、セレクタ回
路７４、等の制御端子に接続されている。
【０１０７】モード制御回路は、詳細には後述するよう
に、デジタルセルラの無線受信装置１の動作モードを、
図１１に示すように、周波数粗調モード、フレーム同期
モード、周波数微調モード、タイミング制御モード、に
切換制御する。これらの動作モードに対応した制御信号
が入力されるレジスタ回路２０は、動作モードが周波数
粗調モードの場合のみ、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成し、他の
動作モードでは八分の一の周期に生成する。
に、デジタルセルラの無線受信装置１の動作モードを、
図１１に示すように、周波数粗調モード、フレーム同期
モード、周波数微調モード、タイミング制御モード、に
切換制御する。これらの動作モードに対応した制御信号
が入力されるレジスタ回路２０は、動作モードが周波数
粗調モードの場合のみ、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成し、他の
動作モードでは八分の一の周期に生成する。
【０１０８】このようなサンプリングクロックの切換制
御により遅延検波回路１５の遅延時間も変動するので、
データ遅延回路３９は、動作モードの制御信号に対応し
てデータ伝送の遅延時間を切り換える。そして、セレク
タ回路７４は、動作モードが周波数粗調モードの場合の
み、ダイバシチ合成回路４１が出力する位相データを選
択的に出力し、他の動作モードではデータ復調回路７１
が出力するエラーデータを選択的に出力する。
御により遅延検波回路１５の遅延時間も変動するので、
データ遅延回路３９は、動作モードの制御信号に対応し
てデータ伝送の遅延時間を切り換える。そして、セレク
タ回路７４は、動作モードが周波数粗調モードの場合の
み、ダイバシチ合成回路４１が出力する位相データを選
択的に出力し、他の動作モードではデータ復調回路７１
が出力するエラーデータを選択的に出力する。
【０１０９】このセレクタ回路７４に接続されたエラー
計算回路７５は、周波数粗調モードにはダイバシチ合成
回路４１が出力する位相データを、例えば、変調信号の
１スロットである１４４シンボルの時間などの所定期間
まで累積加算し、他の動作モードではデータ復調回路７
１が出力するエラーデータを所定期間まで累積加算す
る。
計算回路７５は、周波数粗調モードにはダイバシチ合成
回路４１が出力する位相データを、例えば、変調信号の
１スロットである１４４シンボルの時間などの所定期間
まで累積加算し、他の動作モードではデータ復調回路７
１が出力するエラーデータを所定期間まで累積加算す
る。
【０１１０】このエラー計算回路７５には、受信調整手
段および同期復調手段に相当するＡＦＣ計算回路７６が
接続されており、このＡＦＣ計算回路７６は、Ｄ／Ａコ
ンバータ７７を介して前述のＴＣＸＯ２１にフィードバ
ック接続されている。ＡＦＣ計算回路７６は、エラー計
算回路７５の出力データをＡＦＣ処理して複数ビットの
デジタルデータを出力し、Ｄ／Ａコンバータ７７は、デ
ジタルデータをアナログデータに変換する。
段および同期復調手段に相当するＡＦＣ計算回路７６が
接続されており、このＡＦＣ計算回路７６は、Ｄ／Ａコ
ンバータ７７を介して前述のＴＣＸＯ２１にフィードバ
ック接続されている。ＡＦＣ計算回路７６は、エラー計
算回路７５の出力データをＡＦＣ処理して複数ビットの
デジタルデータを出力し、Ｄ／Ａコンバータ７７は、デ
ジタルデータをアナログデータに変換する。
【０１１１】このアナログデータに対応してＶＣ型のＴ
ＣＸＯ２１の出力周波数は変化するので、ＡＦＣ計算回
路７６は、周波数粗調モードにはエラー計算回路７５の
位相データの累積結果が所定の許容範囲を満足するよう
に受信周波数を調整することになり、周波数微調モード
にはエラー計算回路７５が累積加算した位相誤差で変調
信号を同期復調する。
ＣＸＯ２１の出力周波数は変化するので、ＡＦＣ計算回
路７６は、周波数粗調モードにはエラー計算回路７５の
位相データの累積結果が所定の許容範囲を満足するよう
に受信周波数を調整することになり、周波数微調モード
にはエラー計算回路７５が累積加算した位相誤差で変調
信号を同期復調する。
【０１１２】さらに、データ復調回路７１のエラーデー
タの出力端子には、誤差累積手段に相当するタイミング
計算回路７８が接続されており、このタイミング計算回
路７８は、エラーデータの絶対値を、例えば、変調信号
の１スロットである１４４シンボルの時間などの所定期
間まで累積加算する。
タの出力端子には、誤差累積手段に相当するタイミング
計算回路７８が接続されており、このタイミング計算回
路７８は、エラーデータの絶対値を、例えば、変調信号
の１スロットである１４４シンボルの時間などの所定期
間まで累積加算する。
【０１１３】このタイミング計算回路７８とデータ復調
回路７１の復調データの出力端子とは、一個のタイミン
グ制御回路７９に接続されており、このタイミング制御
回路７９は、ビットサンプリング手段およびフレーム同
期手段に相当する相関値計算回路８０とＣＲＣ計算回路
８１とを具備している。このタイミング制御回路７９に
は、タイミング制御手段に相当するシンボル／フレーム
カウンタ８２に接続されており、このシンボル／フレー
ムカウンタ８２が前述のクロック生成回路２２にフィー
ドバック接続されている。
回路７１の復調データの出力端子とは、一個のタイミン
グ制御回路７９に接続されており、このタイミング制御
回路７９は、ビットサンプリング手段およびフレーム同
期手段に相当する相関値計算回路８０とＣＲＣ計算回路
８１とを具備している。このタイミング制御回路７９に
は、タイミング制御手段に相当するシンボル／フレーム
カウンタ８２に接続されており、このシンボル／フレー
ムカウンタ８２が前述のクロック生成回路２２にフィー
ドバック接続されている。
【０１１４】タイミング制御回路７９は、データ復調回
路７１から入力される復調データで相関値計算回路８０
により相関値計算を実行するとともにＣＲＣ計算回路８
１でＣＲＣ計算を実行する。より具体的には、相関値計
算回路８０は、サンプリングクロックの周期で生成され
た変調信号の復調データから第一のビットデータとして
２０ビットの同期ワードをサンプリングし、このサンプ
リングされた第一のビットデータと事前に設定された第
一のビットデータとでフレーム相関値を算出する。
路７１から入力される復調データで相関値計算回路８０
により相関値計算を実行するとともにＣＲＣ計算回路８
１でＣＲＣ計算を実行する。より具体的には、相関値計
算回路８０は、サンプリングクロックの周期で生成され
た変調信号の復調データから第一のビットデータとして
２０ビットの同期ワードをサンプリングし、このサンプ
リングされた第一のビットデータと事前に設定された第
一のビットデータとでフレーム相関値を算出する。
【０１１５】また、ＣＲＣ計算回路８１は、サンプリン
グクロックの周期で生成された変調信号の復調データか
ら第二のビットデータとして２２４ビットの制御情報を
サンプリングし、このサンプリングされた第二のビット
データと事前に設定された第二のビットデータとでＣＲ
Ｃ計算を実行する。
グクロックの周期で生成された変調信号の復調データか
ら第二のビットデータとして２２４ビットの制御情報を
サンプリングし、このサンプリングされた第二のビット
データと事前に設定された第二のビットデータとでＣＲ
Ｃ計算を実行する。
【０１１６】シンボル／フレームカウンタ８２は、上述
のように算出されるフレーム相関値とＣＲＣ計算結果と
に対応してクロック生成回路２２のサンプリングクロッ
クの生成タイミングを制御するので、これで変調信号の
無線受信のフレーム同期が確立されることになる。
のように算出されるフレーム相関値とＣＲＣ計算結果と
に対応してクロック生成回路２２のサンプリングクロッ
クの生成タイミングを制御するので、これで変調信号の
無線受信のフレーム同期が確立されることになる。
【０１１７】また、タイミング制御回路７９は、エラー
計算回路７８で累積加算されたエラーデータに対応して
シンボル／フレームカウンタ８２によりクロック生成回
路２２のサンプリングクロックの生成タイミングを制御
し、データ復調回路７１のエラーデータの検出タイミン
グを、その絶対値の累積結果が最少となるタイミングに
設定する。
計算回路７８で累積加算されたエラーデータに対応して
シンボル／フレームカウンタ８２によりクロック生成回
路２２のサンプリングクロックの生成タイミングを制御
し、データ復調回路７１のエラーデータの検出タイミン
グを、その絶対値の累積結果が最少となるタイミングに
設定する。
【０１１８】上述のような構成において、本実施の形態
の無線受信装置１は、デジタルセルラの一部として基地
局（図示せず）から無線送信されるπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信し、この変調信号をデジタ
ル信号に復調してから音声信号に再生する。
の無線受信装置１は、デジタルセルラの一部として基地
局（図示せず）から無線送信されるπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信し、この変調信号をデジタ
ル信号に復調してから音声信号に再生する。
【０１１９】本実施の形態の無線受信装置１は、図１１
に示すように、起動直後は動作モードが周波数粗調モー
ドに切換制御され、変調信号の受信周波数が粗調整され
る。この受信周波数の粗調整が完了すると、動作モード
はフレーム同期モードに切換制御され、変調信号のフレ
ーム同期が確立される。
に示すように、起動直後は動作モードが周波数粗調モー
ドに切換制御され、変調信号の受信周波数が粗調整され
る。この受信周波数の粗調整が完了すると、動作モード
はフレーム同期モードに切換制御され、変調信号のフレ
ーム同期が確立される。
【０１２０】このフレーム同期の確立が完了すると、動
作モードは周波数微調モードに切換制御され、変調信号
の受信周波数が微調整される。この受信周波数の微調整
が完了すると、動作モードはタイミング制御モードに切
換制御され、所定時間ごとに動作モードが周波数微調モ
ードにフィードバックされる。
作モードは周波数微調モードに切換制御され、変調信号
の受信周波数が微調整される。この受信周波数の微調整
が完了すると、動作モードはタイミング制御モードに切
換制御され、所定時間ごとに動作モードが周波数微調モ
ードにフィードバックされる。
【０１２１】上述のような各種の動作モードでの無線受
信装置１の処理動作を以下に順次説明する。まず、本実
施の形態の無線受信装置１では、ＴＣＸＯ２１が所定周
期で発生する基準クロックをクロック生成回路２２が数
分の一の周期に変換することにより、変調信号のシンボ
ルクロックの数分の一の周期のサンプリングクロックが
生成される。
信装置１の処理動作を以下に順次説明する。まず、本実
施の形態の無線受信装置１では、ＴＣＸＯ２１が所定周
期で発生する基準クロックをクロック生成回路２２が数
分の一の周期に変換することにより、変調信号のシンボ
ルクロックの数分の一の周期のサンプリングクロックが
生成される。
【０１２２】そして、起動直後の周波数粗調モードの設
定下では、図１２に示すように、モード制御回路がクロ
ック生成回路２２を切換制御することにより、変調信号
のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプリングク
ロックが生成される(ステップＳ１)。
定下では、図１２に示すように、モード制御回路がクロ
ック生成回路２２を切換制御することにより、変調信号
のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプリングク
ロックが生成される(ステップＳ１)。
【０１２３】このような状態でＰＳＫ方式の変調信号が
無線受信部４によりランダム受信されるので、この無線
受信される変調信号の位相(変化量)データがサンプリン
グクロックの周期で位相デジタイザ１４によりサンプリ
ングされ、このようにサンプリングされた変調信号の位
相(変化量)データから、遅延検波回路１５によりサンプ
リングクロックの周期で位相(差)データが遅延検波され
る。
無線受信部４によりランダム受信されるので、この無線
受信される変調信号の位相(変化量)データがサンプリン
グクロックの周期で位相デジタイザ１４によりサンプリ
ングされ、このようにサンプリングされた変調信号の位
相(変化量)データから、遅延検波回路１５によりサンプ
リングクロックの周期で位相(差)データが遅延検波され
る。
【０１２４】この遅延検波された変調信号の位相(差)デ
ータは、位相ノーマライザ１６によりサインビットやＭ
ＳＢが除去されて有効な部分のみ抽出され、オフセット
補正回路１７により補正パラメータでオフセットが補正
される。このように補正された位相データはダイバシチ
合成回路４１でダイバシチ合成され、モード制御回路で
切換制御されたセレクタ回路７４によりエラー計算回路
７５に伝送される(ステップＳ２)。
ータは、位相ノーマライザ１６によりサインビットやＭ
ＳＢが除去されて有効な部分のみ抽出され、オフセット
補正回路１７により補正パラメータでオフセットが補正
される。このように補正された位相データはダイバシチ
合成回路４１でダイバシチ合成され、モード制御回路で
切換制御されたセレクタ回路７４によりエラー計算回路
７５に伝送される(ステップＳ２)。
【０１２５】このエラー計算回路７５は位相データを所
定期間まで累積加算し(ステップＳ３)、この累積加算さ
れた位相データでＡＦＣ計算回路７６がＡＦＣ計算を実
行する。このＡＦＣ計算の算出結果はＤ／Ａコンバータ
７７でデジタルデータからアナログ電圧に変換され(ス
テップＳ４)、このアナログ電圧に対応してＴＣＸＯ２
１の発振周波数が変化する。
定期間まで累積加算し(ステップＳ３)、この累積加算さ
れた位相データでＡＦＣ計算回路７６がＡＦＣ計算を実
行する。このＡＦＣ計算の算出結果はＤ／Ａコンバータ
７７でデジタルデータからアナログ電圧に変換され(ス
テップＳ４)、このアナログ電圧に対応してＴＣＸＯ２
１の発振周波数が変化する。
【０１２６】これでサンプリングクロックがフィードバ
ック制御されることになるので、変調信号の受信周波数
が所定の許容範囲を満足するように粗調整されることに
なる。本実施の形態の無線受信装置１では、上述のよう
に変調信号の受信周波数を粗調整するとき、変調信号が
ランダム受信されることを利用して位相データの累積結
果で受信周波数を調整している。このため、受信周波数
を調整するために変調信号から位相誤差を検出する必要
がないので、受信周波数の粗調整を簡単な処理で実行す
ることができる。
ック制御されることになるので、変調信号の受信周波数
が所定の許容範囲を満足するように粗調整されることに
なる。本実施の形態の無線受信装置１では、上述のよう
に変調信号の受信周波数を粗調整するとき、変調信号が
ランダム受信されることを利用して位相データの累積結
果で受信周波数を調整している。このため、受信周波数
を調整するために変調信号から位相誤差を検出する必要
がないので、受信周波数の粗調整を簡単な処理で実行す
ることができる。
【０１２７】しかも、上述のように変調信号の受信周波
数を粗調整するとき、この粗調整に利用する位相データ
を変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期でサン
プリングしているので、受信周波数の粗調整を高速に完
了することができる。このように受信周波数の調整を高
速に完了することができるので、これを実現するために
ＴＣＸＯ２１として周波数が高度に安定したデバイスを
使用する必要がなく、無線受信装置１の生産性を向上さ
せることができる。
数を粗調整するとき、この粗調整に利用する位相データ
を変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期でサン
プリングしているので、受信周波数の粗調整を高速に完
了することができる。このように受信周波数の調整を高
速に完了することができるので、これを実現するために
ＴＣＸＯ２１として周波数が高度に安定したデバイスを
使用する必要がなく、無線受信装置１の生産性を向上さ
せることができる。
【０１２８】上述のような受信周波数の粗調整が完了す
ると、無線受信装置１の動作モードは周波数粗調モード
からフレーム同期モードに切換制御される。このフレー
ム同期モードの設定下では、図１３に示すように、クロ
ック生成回路２２が生成するサンプリングクロックの周
期が変調信号のシンボルクロックの八分の一に切換制御
される(ステップＴ１)。
ると、無線受信装置１の動作モードは周波数粗調モード
からフレーム同期モードに切換制御される。このフレー
ム同期モードの設定下では、図１３に示すように、クロ
ック生成回路２２が生成するサンプリングクロックの周
期が変調信号のシンボルクロックの八分の一に切換制御
される(ステップＴ１)。
【０１２９】このような状態で変調信号が無線受信部４
により無線受信されるので、この無線受信される変調信
号から位相検出部５により位相データがサンプリングク
ロックの周期で検出され、このようにサンプリングクロ
ックの周期で検出される位相データからデータ復調回路
７１により復調データが生成される。
により無線受信されるので、この無線受信される変調信
号から位相検出部５により位相データがサンプリングク
ロックの周期で検出され、このようにサンプリングクロ
ックの周期で検出される位相データからデータ復調回路
７１により復調データが生成される。
【０１３０】この変調信号の復調データからタイミング
制御回路７９の相関値計算回路８０により第一のビット
データがサンプリングされ、このサンプリングされた第
一のビットデータと事前に設定された第一のビットデー
タとでフレーム相関値が算出される(ステップＴ２〜Ｔ
４)。
制御回路７９の相関値計算回路８０により第一のビット
データがサンプリングされ、このサンプリングされた第
一のビットデータと事前に設定された第一のビットデー
タとでフレーム相関値が算出される(ステップＴ２〜Ｔ
４)。
【０１３１】つぎに、変調信号の復調データからタイミ
ング制御回路７９のＣＲＣ計算回路８１により第二のビ
ットデータがサンプリングされ、このサンプリングされ
た第二のビットデータと事前に設定された第二のビット
データとでＣＲＣ計算が実行される(ステップＴ５，Ｔ
６)。
ング制御回路７９のＣＲＣ計算回路８１により第二のビ
ットデータがサンプリングされ、このサンプリングされ
た第二のビットデータと事前に設定された第二のビット
データとでＣＲＣ計算が実行される(ステップＴ５，Ｔ
６)。
【０１３２】そして、上述のように計算されたフレーム
相関値とＣＲＣ計算結果とに対応してシンボル／フレー
ムカウンタ８２によりクロック生成回路２２のサンプリ
ングクロックの生成タイミングが制御されるので、これ
で変調信号の無線受信のフレーム同期が確立される(ス
テップＴ７)。
相関値とＣＲＣ計算結果とに対応してシンボル／フレー
ムカウンタ８２によりクロック生成回路２２のサンプリ
ングクロックの生成タイミングが制御されるので、これ
で変調信号の無線受信のフレーム同期が確立される(ス
テップＴ７)。
【０１３３】本実施の形態の無線受信装置１では、上述
のようにフレーム同期を確立するとき、その計算に利用
する変調信号の位相データをシンボルクロックの八分の
一周期でサンプリングしているので、フレーム同期の確
立を高速に完了することができる。
のようにフレーム同期を確立するとき、その計算に利用
する変調信号の位相データをシンボルクロックの八分の
一周期でサンプリングしているので、フレーム同期の確
立を高速に完了することができる。
【０１３４】上述のようなフレーム同期の確立が完了す
ると、無線受信装置１の動作モードはフレーム同期モー
ドから周波数微調モードに切換制御される。この周波数
微調モードでも、図１４に示すように、クロック生成回
路２２が生成するサンプリングクロックの周期が変調信
号のシンボルクロックの八分の一に切換制御される(ス
テップＥ１)。
ると、無線受信装置１の動作モードはフレーム同期モー
ドから周波数微調モードに切換制御される。この周波数
微調モードでも、図１４に示すように、クロック生成回
路２２が生成するサンプリングクロックの周期が変調信
号のシンボルクロックの八分の一に切換制御される(ス
テップＥ１)。
【０１３５】このような状態で変調信号が無線受信部４
により無線受信されるので、この無線受信される変調信
号から位相検出部５により位相データがサンプリングク
ロックの周期で検出され、このようにサンプリングクロ
ックの周期で検出される位相データの位相誤差がデータ
復調回路７１によりエラーデータとして生成される。
により無線受信されるので、この無線受信される変調信
号から位相検出部５により位相データがサンプリングク
ロックの周期で検出され、このようにサンプリングクロ
ックの周期で検出される位相データの位相誤差がデータ
復調回路７１によりエラーデータとして生成される。
【０１３６】このエラーデータはモード制御回路で切換
制御されたセレクタ回路７４によりエラー計算回路７５
に伝送され(ステップＥ２)、このエラー計算回路７５で
所定期間まで累積加算される(ステップＥ３)。この累積
加算された位相データでＡＦＣ計算回路７６がＡＦＣ計
算を実行し、このＡＦＣ計算の算出結果がＤ／Ａコンバ
ータ７７でアナログ電圧に変換される。
制御されたセレクタ回路７４によりエラー計算回路７５
に伝送され(ステップＥ２)、このエラー計算回路７５で
所定期間まで累積加算される(ステップＥ３)。この累積
加算された位相データでＡＦＣ計算回路７６がＡＦＣ計
算を実行し、このＡＦＣ計算の算出結果がＤ／Ａコンバ
ータ７７でアナログ電圧に変換される。
【０１３７】このアナログ電圧に対応してＴＣＸＯ２１
の発振周波数が変化するので(ステップＥ５)、これでサ
ンプリングクロックがフィードバック制御されることに
なり、変調信号の受信周波数が所定の許容範囲を満足す
るように微調整されて変調信号が同期復調されることに
なる。
の発振周波数が変化するので(ステップＥ５)、これでサ
ンプリングクロックがフィードバック制御されることに
なり、変調信号の受信周波数が所定の許容範囲を満足す
るように微調整されて変調信号が同期復調されることに
なる。
【０１３８】本実施の形態の無線受信装置１では、上述
のように変調信号を同期復調するとき、その位相誤差の
算出に利用する位相データをシンボルクロックの八分の
一の周期でサンプリングしているので、変調信号の同期
復調を高速に完了することができる。
のように変調信号を同期復調するとき、その位相誤差の
算出に利用する位相データをシンボルクロックの八分の
一の周期でサンプリングしているので、変調信号の同期
復調を高速に完了することができる。
【０１３９】上述のような変調信号の同期復調が完了す
ると、無線受信装置１の動作モードは、所定時間ごとに
周波数微調モードからタイミング制御モードに切換制御
され、このタイミング制御モードと周波数微調モードと
が所定時間ごとに繰り返される。
ると、無線受信装置１の動作モードは、所定時間ごとに
周波数微調モードからタイミング制御モードに切換制御
され、このタイミング制御モードと周波数微調モードと
が所定時間ごとに繰り返される。
【０１４０】このタイミング制御モードでも、図１５に
示すように、データ復調回路７１によりサンプリングク
ロックの周期で生成されるエラーデータがエラー計算回
路７８で所定期間まで累積加算され(ステップＰ１)、こ
の累積加算されたエラーデータが最少となるエラーデー
タの検出タイミングがタイミング制御回路７９によりシ
ンボル／フレームカウンタ８２でクロック生成回路２２
に設定される。
示すように、データ復調回路７１によりサンプリングク
ロックの周期で生成されるエラーデータがエラー計算回
路７８で所定期間まで累積加算され(ステップＰ１)、こ
の累積加算されたエラーデータが最少となるエラーデー
タの検出タイミングがタイミング制御回路７９によりシ
ンボル／フレームカウンタ８２でクロック生成回路２２
に設定される。
【０１４１】このタイミング制御モードによる設定以後
の周波数微調モードでは、データ復調回路７１はエラー
データの累積結果が最少となるタイミングでエラーデー
タを検出するので、このタイミングで検出されるエラー
データで変調信号の同期復調が実行されることになる。
の周波数微調モードでは、データ復調回路７１はエラー
データの累積結果が最少となるタイミングでエラーデー
タを検出するので、このタイミングで検出されるエラー
データで変調信号の同期復調が実行されることになる。
【０１４２】本実施の形態の無線受信装置１では、上述
のように変調信号の位相誤差であるエラーデータの累積
結果が最少となるタイミングにエラーデータの検出タイ
ミングが調整されるので、エラーデータが位相変化によ
る影響などで増大するタイミングで検出されることが防
止される。つまり、変調信号からエラーデータを最適な
タイミングで検出することができるので、変調信号の受
信性能を向上させることができる。
のように変調信号の位相誤差であるエラーデータの累積
結果が最少となるタイミングにエラーデータの検出タイ
ミングが調整されるので、エラーデータが位相変化によ
る影響などで増大するタイミングで検出されることが防
止される。つまり、変調信号からエラーデータを最適な
タイミングで検出することができるので、変調信号の受
信性能を向上させることができる。
【０１４３】なお、本実施の形態の無線受信装置１で
は、上述のような各種の動作モードとは関係なく、変調
信号の無線受信はダイバシチ方式で実行される。その場
合、変調信号は一対の通信アンテナ１１により無線受信
され、これら一対の通信アンテナ１１の各々の無線受信
の電界強度が一対のＡ／Ｄコンバータ３８により個々に
Ａ／Ｄ変換されてから一個のダイバシチ合成回路４１に
入力される。
は、上述のような各種の動作モードとは関係なく、変調
信号の無線受信はダイバシチ方式で実行される。その場
合、変調信号は一対の通信アンテナ１１により無線受信
され、これら一対の通信アンテナ１１の各々の無線受信
の電界強度が一対のＡ／Ｄコンバータ３８により個々に
Ａ／Ｄ変換されてから一個のダイバシチ合成回路４１に
入力される。
【０１４４】このダイバシチ合成回路４１では、レシオ
生成回路４３の加算器５１により一対のデジタルデータ
の差分データが算出され、この差分データをアドレスデ
ータとしてテーブルＲＯＭ５５からダイバシチレシオが
読み出され、このダイバシチレシオに対応して一対の変
調信号の位相データが位相合成回路４４によりダイバシ
チ合成される。
生成回路４３の加算器５１により一対のデジタルデータ
の差分データが算出され、この差分データをアドレスデ
ータとしてテーブルＲＯＭ５５からダイバシチレシオが
読み出され、このダイバシチレシオに対応して一対の変
調信号の位相データが位相合成回路４４によりダイバシ
チ合成される。
【０１４５】本実施の形態の無線受信装置１では、上述
のように一対の通信アンテナ１１が無線受信する無線信
号の電界強度に対応してテーブルＲＯＭ５５に事前に設
定された複数のダイバシチレシオを選択的に読み出すこ
とにより、一対の通信アンテナ１１が無線受信する無線
信号を電界強度の差分に対応して適正な比率でダイバシ
チ合成することができる。
のように一対の通信アンテナ１１が無線受信する無線信
号の電界強度に対応してテーブルＲＯＭ５５に事前に設
定された複数のダイバシチレシオを選択的に読み出すこ
とにより、一対の通信アンテナ１１が無線受信する無線
信号を電界強度の差分に対応して適正な比率でダイバシ
チ合成することができる。
【０１４６】つまり、無線受信に利用する一対の通信ア
ンテナ１１を単純に電界強度に対応して切換制御しない
ので、変調信号の受信性能を向上させることができる。
本実施の形態の無線受信装置１のダイバシチ合成による
受信性能をシミュレーションにより検証したところ、従
来技術のアンテナ切換方式より３ｄＢほど受信性能が向
上することが確認された。
ンテナ１１を単純に電界強度に対応して切換制御しない
ので、変調信号の受信性能を向上させることができる。
本実施の形態の無線受信装置１のダイバシチ合成による
受信性能をシミュレーションにより検証したところ、従
来技術のアンテナ切換方式より３ｄＢほど受信性能が向
上することが確認された。
【０１４７】また、本実施の形態の無線受信装置１で
は、動作モードが周波数粗調モードの場合のみ、サンプ
リングクロックを変調信号のシンボルクロックの四分の
一の周期に設定して他の動作モードでは八分の一の周期
に設定するので、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号
を各種動作で最適なタイミングでサンプリングすること
ができる。
は、動作モードが周波数粗調モードの場合のみ、サンプ
リングクロックを変調信号のシンボルクロックの四分の
一の周期に設定して他の動作モードでは八分の一の周期
に設定するので、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号
を各種動作で最適なタイミングでサンプリングすること
ができる。
【０１４８】本実施の形態の無線受信装置１のサンプリ
ングクロックの切換制御による受信性能の変化を、三種
類のデータ長のランダムデータでシミュレーションによ
り検証したところ、下記の表２に示すように、サンプリ
ングクロックの周期としてはシンボルクロックの八分の
一が最適であることが確認された。
ングクロックの切換制御による受信性能の変化を、三種
類のデータ長のランダムデータでシミュレーションによ
り検証したところ、下記の表２に示すように、サンプリ
ングクロックの周期としてはシンボルクロックの八分の
一が最適であることが確認された。
【０１４９】
【表２】 なお、周波数粗調モードではサンプリングクロックの周
期を変調信号のシンボルクロックの四分の一としている
が、これはナイキスト理論により二分の一で周波数の導
出が可能であることが判明しているが、これでは無線伝
搬の特性が劣化している環境では導出誤差が大きいので
四分の一を最適としている。
期を変調信号のシンボルクロックの四分の一としている
が、これはナイキスト理論により二分の一で周波数の導
出が可能であることが判明しているが、これでは無線伝
搬の特性が劣化している環境では導出誤差が大きいので
四分の一を最適としている。
【０１５０】また、本実施の形態の無線受信装置１で
は、上述のような各種の動作モードとは関係なく、位相
ノーマライザ１６により変調信号の位相データからサイ
ンビットやＭＳＢが除去されて有効な部分が抽出される
ので、位相データが最適なダイナミックレンジに調整さ
れて受信性能が良好である。
は、上述のような各種の動作モードとは関係なく、位相
ノーマライザ１６により変調信号の位相データからサイ
ンビットやＭＳＢが除去されて有効な部分が抽出される
ので、位相データが最適なダイナミックレンジに調整さ
れて受信性能が良好である。
【０１５１】さらに、オフセット補正回路１７により変
調信号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロック
とサンプリングクロックとの周期格差に対応した補正パ
ラメータで変調信号の位相データが補正されるので、こ
れらのクロック信号の周期格差に起因して変調信号の位
相データに発生するオフセットが補正されて受信性能が
良好である。
調信号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロック
とサンプリングクロックとの周期格差に対応した補正パ
ラメータで変調信号の位相データが補正されるので、こ
れらのクロック信号の周期格差に起因して変調信号の位
相データに発生するオフセットが補正されて受信性能が
良好である。
【０１５２】換言すると、オフセット補正回路１７の補
正パラメータを適正に設定すれば、各種のクロック信号
に周期格差が存在しても問題とならないので、Ｉ／Ｆア
ンプ１３やＴＣＸＯ２１として各種のデバイスを自由に
採用することができ、無線受信装置１の生産性を向上さ
せることができる。
正パラメータを適正に設定すれば、各種のクロック信号
に周期格差が存在しても問題とならないので、Ｉ／Ｆア
ンプ１３やＴＣＸＯ２１として各種のデバイスを自由に
採用することができ、無線受信装置１の生産性を向上さ
せることができる。
【０１５３】しかも、本実施の形態の無線受信装置１で
は、前述のように動作モードによりサンプリングクロッ
クの周期が二段階に切換制御されるが、これに対応して
オフセット補正回路１７の補正パラメータも二つが切り
換えられるので、サンプリングクロックが切り換えられ
ても変調信号の位相データのオフセットを適正に補正す
ることができる。
は、前述のように動作モードによりサンプリングクロッ
クの周期が二段階に切換制御されるが、これに対応して
オフセット補正回路１７の補正パラメータも二つが切り
換えられるので、サンプリングクロックが切り換えられ
ても変調信号の位相データのオフセットを適正に補正す
ることができる。
【０１５４】ここで、本実施の形態の無線受信装置１の
復調性能を具体的に検証する。まず、社団法人電波産業
会発行のデジタル方式自動車電話システムの標準規格Ｒ
ＣＲ−ＳＴＤ２７Ｆでは、ＰＤＣの復調性能を示す希望
波対干渉波電力比を干渉レベルＣＩＲ(Ｃarrier to Ｉn
terference Ｒatio)により下記の表２のように規定し
ている。
復調性能を具体的に検証する。まず、社団法人電波産業
会発行のデジタル方式自動車電話システムの標準規格Ｒ
ＣＲ−ＳＴＤ２７Ｆでは、ＰＤＣの復調性能を示す希望
波対干渉波電力比を干渉レベルＣＩＲ(Ｃarrier to Ｉn
terference Ｒatio)により下記の表２のように規定し
ている。
【０１５５】
【表３】 なお、干渉レベルＣＩＲは、最大ドップラ周波数ｆD＝
４０Ｈｚのレイリーフェージング下で希望波の入力レベ
ルを規格感度の＋３０ｄＢとし、デジタル信号(符号長
３２で７６７ビットの二値疑似雑音系列)で変調された
妨害波を加えた場合の、ＴＣＨ(Ｔraffic Ｃhannel)の
ＢＥＲ(Ｂit Ｅrror Ｒate)が１×１０- 2および１×
１０-3となる希望波レベルと妨害波レベルとの比率であ
る。
４０Ｈｚのレイリーフェージング下で希望波の入力レベ
ルを規格感度の＋３０ｄＢとし、デジタル信号(符号長
３２で７６７ビットの二値疑似雑音系列)で変調された
妨害波を加えた場合の、ＴＣＨ(Ｔraffic Ｃhannel)の
ＢＥＲ(Ｂit Ｅrror Ｒate)が１×１０- 2および１×
１０-3となる希望波レベルと妨害波レベルとの比率であ
る。
【０１５６】そこで、上述のような条件下で本実施の形
態の無線受信装置１の復調性能をシミュレーションによ
り検証したところ、下記の表４のような性能が確認され
た。
態の無線受信装置１の復調性能をシミュレーションによ
り検証したところ、下記の表４のような性能が確認され
た。
【０１５７】
【表４】 なお、上記した表４では所定の移動速度ごとに特定のＣ
ＩＲとなるＢＥＲをシミュレーションしている。最大ド
ップラ周波数ｆD＝４０Ｈｚとは移動速度５０Ｋｍ／ｈ
に相当するので、下記の表５に示すように、本実施の形
態の無線受信装置１は勧告書の規定値を充分に満足して
いることが確認された。
ＩＲとなるＢＥＲをシミュレーションしている。最大ド
ップラ周波数ｆD＝４０Ｈｚとは移動速度５０Ｋｍ／ｈ
に相当するので、下記の表５に示すように、本実施の形
態の無線受信装置１は勧告書の規定値を充分に満足して
いることが確認された。
【０１５８】
【表５】 なお、本発明は上記形態に限定されるものではなく、そ
の要旨を逸脱しない範囲で各種の変形を許容する。例え
ば、上記形態では誤差検出装置２１の各種手段が各々専
用のハードウェアとして形成されていることを例示した
が、例えば、適正なソフトウェアをコンピュータに実装
して動作させることにより、信号復調装置１１の各種手
段を実現することも可能であり、一部をソフトウェアで
実現するとともに一部をハードウェアとして形成するこ
とも可能である。
の要旨を逸脱しない範囲で各種の変形を許容する。例え
ば、上記形態では誤差検出装置２１の各種手段が各々専
用のハードウェアとして形成されていることを例示した
が、例えば、適正なソフトウェアをコンピュータに実装
して動作させることにより、信号復調装置１１の各種手
段を実現することも可能であり、一部をソフトウェアで
実現するとともに一部をハードウェアとして形成するこ
とも可能である。
【０１５９】また、上記形態ではテーブルＲＯＭ５５の
記憶容量を削減するため、図７に示すように、ＲＳＳＩ
信号１，２の大小に対応してテーブルＲＯＭ５５のダイ
バシチレシオをマルチプレクサ５７で直接選択したりデ
ータ補正回路５６で補数変換してから選択することを例
示したので、このレシオ生成回路４３を図１６の構成に
換装することも可能である。
記憶容量を削減するため、図７に示すように、ＲＳＳＩ
信号１，２の大小に対応してテーブルＲＯＭ５５のダイ
バシチレシオをマルチプレクサ５７で直接選択したりデ
ータ補正回路５６で補数変換してから選択することを例
示したので、このレシオ生成回路４３を図１６の構成に
換装することも可能である。
【０１６０】
【発明の効果】本発明は以上説明したように構成されて
いるので、以下に記載するような効果を奏する。
いるので、以下に記載するような効果を奏する。
【０１６１】請求項１記載の発明の無線受信方法は、Ｐ
ＳＫ方式の変調信号をランダム受信し、所定周期のサン
プリングクロックを生成し、無線受信される変調信号か
ら位相データをサンプリングクロックの周期でサンプリ
ングし、このサンプリングされる位相データを所定期間
まで累積加算し、この累積加算の算出結果が所定の許容
範囲を満足するように受信周波数を調整するようにした
ことにより、無線受信する変調信号から位相誤差を検出
することなく簡単な処理で受信周波数を調整することが
できる。
ＳＫ方式の変調信号をランダム受信し、所定周期のサン
プリングクロックを生成し、無線受信される変調信号か
ら位相データをサンプリングクロックの周期でサンプリ
ングし、このサンプリングされる位相データを所定期間
まで累積加算し、この累積加算の算出結果が所定の許容
範囲を満足するように受信周波数を調整するようにした
ことにより、無線受信する変調信号から位相誤差を検出
することなく簡単な処理で受信周波数を調整することが
できる。
【０１６２】請求項２記載の発明は、請求項１記載の無
線受信方法であって、サンプリングクロックを変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期に生成し、このサ
ンプリングクロックの周期で変調信号から位相データを
サンプリングするようにしたことにより、変調信号の位
相データを位相変化の周期の数分の一のタイミングでサ
ンプリングすることができるので、受信周波数の調整を
高速に完了することができ、これを実現するために高精
度に安定した基準クロックからサンプリングクロックを
生成する必要がない。
線受信方法であって、サンプリングクロックを変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期に生成し、このサ
ンプリングクロックの周期で変調信号から位相データを
サンプリングするようにしたことにより、変調信号の位
相データを位相変化の周期の数分の一のタイミングでサ
ンプリングすることができるので、受信周波数の調整を
高速に完了することができ、これを実現するために高精
度に安定した基準クロックからサンプリングクロックを
生成する必要がない。
【０１６３】請求項３記載の発明は、請求項２記載の無
線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ／４シフ
トＱＰＳＫ方式であり、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成するよう
にしたことにより、位相データの累積による受信周波数
の調整に最適なタイミングで、π／４シフトＱＰＳＫ方
式の変調信号をサンプリングすることができる。
線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ／４シフ
トＱＰＳＫ方式であり、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成するよう
にしたことにより、位相データの累積による受信周波数
の調整に最適なタイミングで、π／４シフトＱＰＳＫ方
式の変調信号をサンプリングすることができる。
【０１６４】請求項４記載の発明の無線受信方法は、Ｐ
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で所定のビットデータをサンプ
リングし、このサンプリングするビットデータに対応し
てフレーム同期を確立するようにしたことにより、フレ
ーム同期の確立に利用するビットデータを位相変化の周
期の数分の一のタイミングでサンプリングすることがで
きるので、フレーム同期の確立を高速に完了することが
できる。
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で所定のビットデータをサンプ
リングし、このサンプリングするビットデータに対応し
てフレーム同期を確立するようにしたことにより、フレ
ーム同期の確立に利用するビットデータを位相変化の周
期の数分の一のタイミングでサンプリングすることがで
きるので、フレーム同期の確立を高速に完了することが
できる。
【０１６５】請求項５記載の発明の無線受信方法は、Ｐ
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で第一のビットデータをサンプ
リングし、このサンプリングされた第一のビットデータ
でフレーム相関値を算出し、変調信号からサンプリング
クロックの周期で第二のビットデータをサンプリング
し、このサンプリングされた第二のビットデータと事前
に設定された第二のビットデータとでＣＲＣ計算を実行
し、フレーム相関値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレ
ーム同期を確立するようにしたことにより、フレーム相
関値の算出とＣＲＣ計算とに利用される第一第二のビッ
トデータを、位相変化の周期の数分の一のタイミングで
サンプリングすることができるので、フレーム同期の確
立を高速に完了することができる。
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で第一のビットデータをサンプ
リングし、このサンプリングされた第一のビットデータ
でフレーム相関値を算出し、変調信号からサンプリング
クロックの周期で第二のビットデータをサンプリング
し、このサンプリングされた第二のビットデータと事前
に設定された第二のビットデータとでＣＲＣ計算を実行
し、フレーム相関値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレ
ーム同期を確立するようにしたことにより、フレーム相
関値の算出とＣＲＣ計算とに利用される第一第二のビッ
トデータを、位相変化の周期の数分の一のタイミングで
サンプリングすることができるので、フレーム同期の確
立を高速に完了することができる。
【０１６６】請求項６記載の発明の無線受信方法は、Ｐ
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミングを設
定するようにしたことにより、位相誤差が位相変化によ
る影響などで増大するタイミングで検出されることを防
止することができるので、位相誤差を最適なタイミング
で検出して変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミングを設
定するようにしたことにより、位相誤差が位相変化によ
る影響などで増大するタイミングで検出されることを防
止することができるので、位相誤差を最適なタイミング
で検出して変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
【０１６７】請求項７記載の発明の無線受信方法は、Ｐ
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
した位相誤差で変調信号を同期復調するようにしたこと
により、変調信号の同期復調に利用する位相誤差を位相
変化の周期の数分の一のタイミングでサンプリングする
ことができるので、変調信号の同期復調を高速に完了す
ることができる。
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
した位相誤差で変調信号を同期復調するようにしたこと
により、変調信号の同期復調に利用する位相誤差を位相
変化の周期の数分の一のタイミングでサンプリングする
ことができるので、変調信号の同期復調を高速に完了す
ることができる。
【０１６８】請求項８記載の発明の無線受信方法は、Ｐ
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミングを
設定し、この設定されたタイミングで検出して累積加算
した位相誤差で変調信号を同期復調するようにしたこと
により、位相誤差が位相変化による影響などで増大する
タイミングで検出されることを防止することができるの
で、位相誤差を最適なタイミングで検出することがで
き、変調信号の同期復調に利用する位相誤差を位相変化
の周期の数分の一のタイミングでサンプリングすること
ができるので、変調信号の同期復調を高速に完了するこ
とができ、変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
ＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミングを
設定し、この設定されたタイミングで検出して累積加算
した位相誤差で変調信号を同期復調するようにしたこと
により、位相誤差が位相変化による影響などで増大する
タイミングで検出されることを防止することができるの
で、位相誤差を最適なタイミングで検出することがで
き、変調信号の同期復調に利用する位相誤差を位相変化
の周期の数分の一のタイミングでサンプリングすること
ができるので、変調信号の同期復調を高速に完了するこ
とができ、変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
【０１６９】請求項９記載の発明は、請求項４ないし８
の何れか一記載の無線受信方法であって、変調信号の変
調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式であり、サンプリン
グクロックを変調信号のシンボルクロックの八分の一の
周期に生成するようにしたことにより、請求項４ないし
８の何れか一記載の発明の無線受信方法に最適なタイミ
ングで、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号をサンプ
リングすることができる。
の何れか一記載の無線受信方法であって、変調信号の変
調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式であり、サンプリン
グクロックを変調信号のシンボルクロックの八分の一の
周期に生成するようにしたことにより、請求項４ないし
８の何れか一記載の発明の無線受信方法に最適なタイミ
ングで、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号をサンプ
リングすることができる。
【０１７０】請求項１０記載の発明の無線受信方法は、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する
変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプ
リングクロックを生成し、無線受信される変調信号から
サンプリングクロックの周期で位相データを遅延検波
し、この遅延検波される位相データから事前に設定され
たビットデータを除去するようにしたことにより、変調
信号から遅延検波された位相データから有効な部分を抽
出することができるので、変調信号の位相データを最適
なダイナミックレンジに調整することができる。
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する
変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプ
リングクロックを生成し、無線受信される変調信号から
サンプリングクロックの周期で位相データを遅延検波
し、この遅延検波される位相データから事前に設定され
たビットデータを除去するようにしたことにより、変調
信号から遅延検波された位相データから有効な部分を抽
出することができるので、変調信号の位相データを最適
なダイナミックレンジに調整することができる。
【０１７１】請求項１１記載の発明の無線受信方法は、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信され
た変調信号を所定周期のＩ／Ｆ信号に変換し、所定周期
の基準クロックを発生し、この基準クロックから数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、Ｉ／Ｆ信号
からサンプリングクロックの周期で位相データを検出
し、変調信号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準ク
ロックとサンプリングクロックとの周期格差に対応した
補正パラメータで位相データを補正するようにしたこと
により、各種クロックの周期格差に起因して位相誤差の
検出結果に発生するオフセットを補正することができる
ので、変調信号の受信性能を向上させることができ、Ｉ
／Ｆ信号や基準クロックを自由に変更することができ
る。
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、この無線受信され
た変調信号を所定周期のＩ／Ｆ信号に変換し、所定周期
の基準クロックを発生し、この基準クロックから数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、Ｉ／Ｆ信号
からサンプリングクロックの周期で位相データを検出
し、変調信号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準ク
ロックとサンプリングクロックとの周期格差に対応した
補正パラメータで位相データを補正するようにしたこと
により、各種クロックの周期格差に起因して位相誤差の
検出結果に発生するオフセットを補正することができる
ので、変調信号の受信性能を向上させることができ、Ｉ
／Ｆ信号や基準クロックを自由に変更することができ
る。
【０１７２】請求項１２記載の発明は、請求項１１記載
の無線受信方法であって、変調信号の変調方式に対応し
た比率でシンボルクロックの数分の一の周期の複数種類
のサンプリングクロックを切換自在に生成し、このサン
プリングクロックの切り換えに対応して事前に設定され
た複数種類の補正パラメータを切り換えるようにしたこ
とにより、サンプリングクロックが切り換えられても位
相誤差の検出結果のオフセットを適正に補正することが
できる。
の無線受信方法であって、変調信号の変調方式に対応し
た比率でシンボルクロックの数分の一の周期の複数種類
のサンプリングクロックを切換自在に生成し、このサン
プリングクロックの切り換えに対応して事前に設定され
た複数種類の補正パラメータを切り換えるようにしたこ
とにより、サンプリングクロックが切り換えられても位
相誤差の検出結果のオフセットを適正に補正することが
できる。
【０１７３】請求項１３記載の発明は、請求項１２記載
の無線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、変調信号のシンボルクロッ
クの周期の四分の一と八分の一とのサンプリングクロッ
クを切換自在に生成するようにしたことにより、π／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調信号を最適なタイミングでサ
ンプリングすることができ、このサンプリングクロック
が切り換えられても位相誤差の検出結果のオフセットを
適正に補正することができる。
の無線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、変調信号のシンボルクロッ
クの周期の四分の一と八分の一とのサンプリングクロッ
クを切換自在に生成するようにしたことにより、π／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調信号を最適なタイミングでサ
ンプリングすることができ、このサンプリングクロック
が切り換えられても位相誤差の検出結果のオフセットを
適正に補正することができる。
【０１７４】請求項１４記載の発明の無線受信方法は、
複数のダイバシチレシオを事前に登録しておき、無線信
号を一対の通信アンテナで無線受信し、これら一対の通
信アンテナの各々の無線受信の電界強度を個々にＡ／Ｄ
変換し、このＡ／Ｄ変換された一対のデジタルデータか
ら差分データを算出し、この算出される差分データをア
ドレスデータとして事前に登録されているダイバシチレ
シオを読み出し、無線受信される一対の無線信号を読み
出されるダイバシチレシオに対応してダイバシチ合成す
るようにしたことにより、一対の通信アンテナが無線受
信する無線信号を、その電界強度の差分に対応して適正
なダイバシチレシオでダイバシチ合成することができ、
無線信号の受信性能を向上させることができる。
複数のダイバシチレシオを事前に登録しておき、無線信
号を一対の通信アンテナで無線受信し、これら一対の通
信アンテナの各々の無線受信の電界強度を個々にＡ／Ｄ
変換し、このＡ／Ｄ変換された一対のデジタルデータか
ら差分データを算出し、この算出される差分データをア
ドレスデータとして事前に登録されているダイバシチレ
シオを読み出し、無線受信される一対の無線信号を読み
出されるダイバシチレシオに対応してダイバシチ合成す
るようにしたことにより、一対の通信アンテナが無線受
信する無線信号を、その電界強度の差分に対応して適正
なダイバシチレシオでダイバシチ合成することができ、
無線信号の受信性能を向上させることができる。
【０１７５】請求項１５記載の発明の無線受信装置は、
ＰＳＫ方式の変調信号をランダム受信する無線受信手段
と、所定周期のサンプリングクロックを生成するクロッ
ク生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変調信
号から前記クロック生成手段が生成するサンプリングク
ロックの周期で位相データをサンプリングする位相サン
プリング手段と、該位相サンプリング手段でサンプリン
グされる位相データを所定期間まで累積加算する位相累
積手段と、該位相累積手段の累積加算の算出結果が所定
の許容範囲を満足するように受信周波数を調整する受信
調整手段と、を具備していることにより、無線受信する
変調信号から位相誤差を検出することなく簡単な処理で
受信周波数を調整することができる。
ＰＳＫ方式の変調信号をランダム受信する無線受信手段
と、所定周期のサンプリングクロックを生成するクロッ
ク生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変調信
号から前記クロック生成手段が生成するサンプリングク
ロックの周期で位相データをサンプリングする位相サン
プリング手段と、該位相サンプリング手段でサンプリン
グされる位相データを所定期間まで累積加算する位相累
積手段と、該位相累積手段の累積加算の算出結果が所定
の許容範囲を満足するように受信周波数を調整する受信
調整手段と、を具備していることにより、無線受信する
変調信号から位相誤差を検出することなく簡単な処理で
受信周波数を調整することができる。
【０１７６】請求項１６記載の発明は、請求項１５記載
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、前記位相サンプリング手段は、
前記クロック生成手段が生成したサンプリングクロック
の周期で変調信号から位相データをサンプリングするこ
とにより、変調信号の位相データを位相変化の周期の数
分の一のタイミングでサンプリングすることができるの
で、受信周波数の調整を高速に完了することができ、こ
れを実現するために高精度に安定した基準クロックから
サンプリングクロックを生成する必要がないので、無線
受信装置の生産性を向上させることができる。
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、前記位相サンプリング手段は、
前記クロック生成手段が生成したサンプリングクロック
の周期で変調信号から位相データをサンプリングするこ
とにより、変調信号の位相データを位相変化の周期の数
分の一のタイミングでサンプリングすることができるの
で、受信周波数の調整を高速に完了することができ、こ
れを実現するために高精度に安定した基準クロックから
サンプリングクロックを生成する必要がないので、無線
受信装置の生産性を向上させることができる。
【０１７７】請求項１７記載の発明は、請求項１６記載
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期のサンプリングクロックを生成すること
により、変調信号の変調方式に対応してサンプリングク
ロックを最適な周期に生成することができる。
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期のサンプリングクロックを生成すること
により、変調信号の変調方式に対応してサンプリングク
ロックを最適な周期に生成することができる。
【０１７８】請求項１８記載の発明は、請求項１７記載
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプ
リングクロックを生成することにより、位相データの累
積による受信周波数の調整に最適なタイミングで、π／
４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号をサンプリングするこ
とができる。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプ
リングクロックを生成することにより、位相データの累
積による受信周波数の調整に最適なタイミングで、π／
４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号をサンプリングするこ
とができる。
【０１７９】請求項１９記載の発明の無線受信装置は、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で所定のビットデータをサンプリ
ングするビットサンプリング手段と、該ビットサンプリ
ング手段がサンプリングするビットデータに対応してフ
レーム同期を確立するフレーム同期手段と、を具備して
いることにより、フレーム同期の確立に利用するビット
データを位相変化の周期の数分の一のタイミングでサン
プリングすることができるので、フレーム同期の確立を
高速に完了することができる。
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で所定のビットデータをサンプリ
ングするビットサンプリング手段と、該ビットサンプリ
ング手段がサンプリングするビットデータに対応してフ
レーム同期を確立するフレーム同期手段と、を具備して
いることにより、フレーム同期の確立に利用するビット
データを位相変化の周期の数分の一のタイミングでサン
プリングすることができるので、フレーム同期の確立を
高速に完了することができる。
【０１８０】請求項２０記載の発明は、請求項１９記載
の無線受信装置であって、前記ビットサンプリング手段
は、サンプリングクロックの周期で変調信号から第一の
ビットデータと第二のビットデータとをサンプリング
し、前記フレーム同期手段は、サンプリングされた第一
のビットデータでフレーム相関値を算出するとともに第
二のビットデータでＣＲＣ計算を実行し、フレーム相関
値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレーム同期を確立す
ることにより、フレーム相関値の算出とＣＲＣ計算とに
利用される第一第二のビットデータを、位相変化の周期
の数分の一のタイミングでサンプリングすることができ
るので、フレーム同期の確立を高速に完了することがで
きる。
の無線受信装置であって、前記ビットサンプリング手段
は、サンプリングクロックの周期で変調信号から第一の
ビットデータと第二のビットデータとをサンプリング
し、前記フレーム同期手段は、サンプリングされた第一
のビットデータでフレーム相関値を算出するとともに第
二のビットデータでＣＲＣ計算を実行し、フレーム相関
値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレーム同期を確立す
ることにより、フレーム相関値の算出とＣＲＣ計算とに
利用される第一第二のビットデータを、位相変化の周期
の数分の一のタイミングでサンプリングすることができ
るので、フレーム同期の確立を高速に完了することがで
きる。
【０１８１】請求項２１記載の発明の無線受信装置は、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手
段と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間ま
で累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積
加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
を具備していることにより、位相誤差が位相変化による
影響などで増大するタイミングで検出されることを防止
することができるので、位相誤差を最適なタイミングで
検出して変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手
段と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間ま
で累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積
加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
を具備していることにより、位相誤差が位相変化による
影響などで増大するタイミングで検出されることを防止
することができるので、位相誤差を最適なタイミングで
検出して変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
【０１８２】請求項２２記載の発明の無線受信装置は、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手
段と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間ま
で累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積
加算した位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手
段と、を具備していることにより、変調信号の同期復調
に利用する位相誤差を位相変化の周期の数分の一のタイ
ミングでサンプリングすることができるので、変調信号
の同期復調を高速に完了することができる。
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手
段と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間ま
で累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積
加算した位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手
段と、を具備していることにより、変調信号の同期復調
に利用する位相誤差を位相変化の周期の数分の一のタイ
ミングでサンプリングすることができるので、変調信号
の同期復調を高速に完了することができる。
【０１８３】請求項２３記載の発明の無線受信装置は、
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、ＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
該タイミング制御手段で設定されたタイミングで前記誤
差検出手段が検出して前記誤差累積手段が累積加算した
位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段と、を
具備していることにより、位相誤差が位相変化による影
響などで増大するタイミングで検出されることを防止す
ることができるので、位相誤差を最適なタイミングで検
出することができ、変調信号の同期復調に利用する位相
誤差を位相変化の周期の数分の一のタイミングでサンプ
リングすることができるので、変調信号の同期復調を高
速に完了することができ、変調信号の受信性能を向上さ
せることができる。
所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、ＰＳ
Ｋ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
該タイミング制御手段で設定されたタイミングで前記誤
差検出手段が検出して前記誤差累積手段が累積加算した
位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段と、を
具備していることにより、位相誤差が位相変化による影
響などで増大するタイミングで検出されることを防止す
ることができるので、位相誤差を最適なタイミングで検
出することができ、変調信号の同期復調に利用する位相
誤差を位相変化の周期の数分の一のタイミングでサンプ
リングすることができるので、変調信号の同期復調を高
速に完了することができ、変調信号の受信性能を向上さ
せることができる。
【０１８４】請求項２４記載の発明は、請求項１９ない
し２３の何れか一記載の無線受信装置であって、前記ク
ロック生成手段は、変調信号の変調方式に対応した比率
でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成することにより、変調信号を変調方式によ
り最適なタイミングでサンプリングすることができる。
し２３の何れか一記載の無線受信装置であって、前記ク
ロック生成手段は、変調信号の変調方式に対応した比率
でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成することにより、変調信号を変調方式によ
り最適なタイミングでサンプリングすることができる。
【０１８５】請求項２５記載の発明は、請求項２４記載
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の八分の一のサンプ
リングクロックを生成することにより、請求項１９ない
し２３の何れか一記載の発明の無線受信装置に最適なタ
イミングで、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号をサ
ンプリングすることができる。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の八分の一のサンプ
リングクロックを生成することにより、請求項１９ない
し２３の何れか一記載の発明の無線受信装置に最適なタ
イミングで、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号をサ
ンプリングすることができる。
【０１８６】請求項２６記載の発明の無線受信装置は、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
所定周期のサンプリングクロックを生成するクロック生
成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変調信号か
ら前記クロック生成手段が生成するサンプリングクロッ
クの周期で位相データを遅延検波する位相検出手段と、
該位相検出手段により遅延検波される位相データから事
前に設定されたビットデータを除去する信号調整手段
と、を具備していることにより、変調信号から遅延検波
された位相データから有効な部分を抽出することができ
るので、変調信号の位相データを最適なダイナミックレ
ンジに調整することができる。
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
所定周期のサンプリングクロックを生成するクロック生
成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変調信号か
ら前記クロック生成手段が生成するサンプリングクロッ
クの周期で位相データを遅延検波する位相検出手段と、
該位相検出手段により遅延検波される位相データから事
前に設定されたビットデータを除去する信号調整手段
と、を具備していることにより、変調信号から遅延検波
された位相データから有効な部分を抽出することができ
るので、変調信号の位相データを最適なダイナミックレ
ンジに調整することができる。
【０１８７】請求項２７記載の発明の無線受信装置は、
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段で無線受信された変調信号を所定周期の
Ｉ／Ｆ信号に変換するＩ／Ｆ変換手段と、所定周期の基
準クロックを発生するクロック発生手段と、該クロック
発生手段が発生する基準クロックから数分の一の周期の
サンプリングクロックを生成するクロック生成手段と、
前記Ｉ／Ｆ変換手段が出力するＩ／Ｆ信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相データを検出する位相検出手段と、変調信号のシン
ボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロックとサンプリン
グクロックとの周期格差に対応した補正パラメータで前
記位相検出手段が検出した位相データを補正する信号補
正手段と、を具備していることにより、各種クロックの
周期格差に起因して位相誤差の検出結果に発生するオフ
セットを補正することができるので、変調信号の受信性
能を向上させることができ、Ｉ／Ｆ変換手段やクロック
発生手段として各種のデバイスを自由に採用することが
できるので、無線受信装置の生産性を向上させることが
できる。
ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段で無線受信された変調信号を所定周期の
Ｉ／Ｆ信号に変換するＩ／Ｆ変換手段と、所定周期の基
準クロックを発生するクロック発生手段と、該クロック
発生手段が発生する基準クロックから数分の一の周期の
サンプリングクロックを生成するクロック生成手段と、
前記Ｉ／Ｆ変換手段が出力するＩ／Ｆ信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相データを検出する位相検出手段と、変調信号のシン
ボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロックとサンプリン
グクロックとの周期格差に対応した補正パラメータで前
記位相検出手段が検出した位相データを補正する信号補
正手段と、を具備していることにより、各種クロックの
周期格差に起因して位相誤差の検出結果に発生するオフ
セットを補正することができるので、変調信号の受信性
能を向上させることができ、Ｉ／Ｆ変換手段やクロック
発生手段として各種のデバイスを自由に採用することが
できるので、無線受信装置の生産性を向上させることが
できる。
【０１８８】請求項２８記載の発明は、請求項２７記載
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期の複数種類のサンプリングクロックを切
換自在に生成し、前記信号補正手段は、前記クロック生
成手段のサンプリングクロックの切り換えに対応して事
前に設定された複数種類の補正パラメータを切り換える
ことにより、サンプリングクロックが切り換えられても
位相誤差の検出結果のオフセットを適正に補正すること
ができる。
の無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期の複数種類のサンプリングクロックを切
換自在に生成し、前記信号補正手段は、前記クロック生
成手段のサンプリングクロックの切り換えに対応して事
前に設定された複数種類の補正パラメータを切り換える
ことにより、サンプリングクロックが切り換えられても
位相誤差の検出結果のオフセットを適正に補正すること
ができる。
【０１８９】請求項２９記載の発明は、請求項２８記載
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の四分の一と八分の
一とのサンプリングクロックを切換自在に生成すること
により、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号を最適な
タイミングでサンプリングすることができ、このサンプ
リングクロックが切り換えられても位相誤差の検出結果
のオフセットを適正に補正することができる。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ／４
シフトＱＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の四分の一と八分の
一とのサンプリングクロックを切換自在に生成すること
により、π／４シフトＱＰＳＫ方式の変調信号を最適な
タイミングでサンプリングすることができ、このサンプ
リングクロックが切り換えられても位相誤差の検出結果
のオフセットを適正に補正することができる。
【０１９０】請求項３０記載の発明の無線受信装置は、
無線信号を無線受信する一対の通信アンテナと、これら
一対の通信アンテナの各々の無線受信の電界強度を個々
にＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換手段と、これら一対
のＡ／Ｄ変換手段の各々でＡ／Ｄ変換された一対のデジ
タルデータから差分データを算出する差分算出手段と、
複数のダイバシチレシオが所定のアドレスデータごとに
事前に登録されたレート記憶手段と、前記差分算出手段
で算出される差分データをアドレスデータとして前記レ
ート記憶手段からダイバシチレシオを読み出すレート読
出手段と、一対の前記通信アンテナで無線受信される一
対の無線信号を前記レート読出手段が読み出すダイバシ
チレシオに対応してダイバシチ合成する信号合成手段
と、を具備していることにより、一対の通信アンテナが
無線受信する無線信号を、その電界強度の差分に対応し
て適正なダイバシチレシオでダイバシチ合成することが
でき、無線信号の受信性能を向上させることができる。
無線信号を無線受信する一対の通信アンテナと、これら
一対の通信アンテナの各々の無線受信の電界強度を個々
にＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換手段と、これら一対
のＡ／Ｄ変換手段の各々でＡ／Ｄ変換された一対のデジ
タルデータから差分データを算出する差分算出手段と、
複数のダイバシチレシオが所定のアドレスデータごとに
事前に登録されたレート記憶手段と、前記差分算出手段
で算出される差分データをアドレスデータとして前記レ
ート記憶手段からダイバシチレシオを読み出すレート読
出手段と、一対の前記通信アンテナで無線受信される一
対の無線信号を前記レート読出手段が読み出すダイバシ
チレシオに対応してダイバシチ合成する信号合成手段
と、を具備していることにより、一対の通信アンテナが
無線受信する無線信号を、その電界強度の差分に対応し
て適正なダイバシチレシオでダイバシチ合成することが
でき、無線信号の受信性能を向上させることができる。
【図１】本発明の実施の一形態の無線受信装置を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】位相検出手段である遅延検波回路の動作を示す
模式的なタイムチャートである。
模式的なタイムチャートである。
【図３】信号調整手段に相当する位相ノーマライザを示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図４】信号補正手段に相当するオフセット補正回路を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図５】ダイバシチ合成回路を示すブロック図である。
【図６】モジュロ２π回路を示すブロック図である。
【図７】レシオ生成回路を示すブロック図である。
【図８】リミッタ回路を示すブロック図である。
【図９】位相合成回路に相当する位相合成回路を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１０】データ復調回路を示すブロック図である。
【図１１】無線受信装置の無線受信方法の状態遷移を示
す模式図である。
す模式図である。
【図１２】受信周波数の粗調整動作を示すフローチャー
トである。
トである。
【図１３】フレーム同期の確立動作を示すフローチャー
トである。
トである。
【図１４】受信周波数の微調整動作を示すフローチャー
トである。
トである。
【図１５】サンプリングタイミングの設定動作を示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図１６】一変形例のレシオ生成回路を示すブロック図
である。
である。
【図１７】π／４シフトＱＰＳＫの動作原理を示す模式
図である。
図である。
【図１８】π／４シフトＱＰＳＫのデータ変調の一例を
示す模式図である。
示す模式図である。
１ 無線受信装置 １１ 無線受信手段に相当する通信アンテナ １４ 位相サンプリング手段に相当する位相デジタイ
ザ １５ 位相検出手段である遅延検波回路１５ １６ 信号調整手段に相当する位相ノーマライザ １７ 信号補正手段に相当するオフセット補正回路 ２１ クロック発生手段であるＴＣＸＯ ２２ クロック生成手段であるクロック生成回路 ３８ Ａ／Ｄ変換手段であるＡ／Ｄコンバータ ４４ 信号合成手段である一個の位相合成回路 ５１ 差分算出手段である一個の加算器 ５５ レート記憶手段およびレート読出手段に相当す
るテーブルＲＯＭ ７１ 誤差検出手段に相当するデータ復調回路 ７５ 位相累積手段および誤差累積手段に相当するエ
ラー計算回路 ７６ 受信調整手段および同期復調手段に相当するＡ
ＦＣ計算回路 ７８ 誤差累積手段に相当するタイミング計算回路 ８０ ビットサンプリング手段およびフレーム同期手
段に相当する相関値計算回路 ８２ タイミング制御手段に相当するシンボル／フレ
ームカウンタ
ザ １５ 位相検出手段である遅延検波回路１５ １６ 信号調整手段に相当する位相ノーマライザ １７ 信号補正手段に相当するオフセット補正回路 ２１ クロック発生手段であるＴＣＸＯ ２２ クロック生成手段であるクロック生成回路 ３８ Ａ／Ｄ変換手段であるＡ／Ｄコンバータ ４４ 信号合成手段である一個の位相合成回路 ５１ 差分算出手段である一個の加算器 ５５ レート記憶手段およびレート読出手段に相当す
るテーブルＲＯＭ ７１ 誤差検出手段に相当するデータ復調回路 ７５ 位相累積手段および誤差累積手段に相当するエ
ラー計算回路 ７６ 受信調整手段および同期復調手段に相当するＡ
ＦＣ計算回路 ７８ 誤差累積手段に相当するタイミング計算回路 ８０ ビットサンプリング手段およびフレーム同期手
段に相当する相関値計算回路 ８２ タイミング制御手段に相当するシンボル／フレ
ームカウンタ
Claims (30)
- 【請求項１】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
(Ｐhase Ｓhift Ｋeying)方式の変調信号を無線受信
し、この変調信号の受信周波数を送信周波数に対応して
調整するようにした無線受信方法において、 ＰＳＫ方式の変調信号をランダム受信し、 所定周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信される変調信号から位相データをサンプリング
クロックの周期でサンプリングし、 このサンプリングされる位相データを所定期間まで累積
加算し、 この累積加算の算出結果が所定の許容範囲を満足するよ
うに受信周波数を調整するようにしたことを特徴とする
ようにした無線受信方法。 - 【請求項２】 サンプリングクロックを変調信号のシン
ボルクロックの数分の一の周期に生成し、 このサンプリングクロックの周期で変調信号から位相デ
ータをサンプリングするようにした請求項１記載の無線
受信方法。 - 【請求項３】 変調信号の変調方式がπ／４シフトＱＰ
ＳＫ(ＱuarterlyＰＳＫ)方式であり、サンプリングクロ
ックを変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期に
生成するようにした請求項２記載の無線受信方法。 - 【請求項４】 所定のビットデータがフレームの所定位
置に内包されて無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この無線受信された変調信号から所定のビ
ットデータを検出してフレーム同期を確立するようにし
た無線受信方法において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信する変調信号からサンプリングクロックの周期
で所定のビットデータをサンプリングし、 このサンプリングするビットデータに対応してフレーム
同期を確立するようにしたことを特徴とするようにした
無線受信方法。 - 【請求項５】 所定のビットデータがフレームの所定位
置に内包されて無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号を
無線受信し、この無線受信された変調信号から所定のビ
ットデータを検出してフレーム同期を確立するようにし
た無線受信方法において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信する変調信号からサンプリングクロックの周期
で第一のビットデータをサンプリングし、 このサンプリングされた第一のビットデータでフレーム
相関値を算出し、 変調信号からサンプリングクロックの周期で第二のビッ
トデータをサンプリングし、 このサンプリングされた第二のビットデータと事前に設
定された第二のビットデータとでＣＲＣ(Ｃyclic Ｒed
undancy Ｃheck)計算を実行し、 フレーム相関値とＣＲＣ計算結果とに対応してフレーム
同期を確立するようにしたことを特徴とするようにした
無線受信方法。 - 【請求項６】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信と
無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づい
て無線受信される変調信号を同期復調するようにした無
線受信方法において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信する変調信号からサンプリングクロックの周期
で位相誤差を検出し、この検出する位相誤差を所定期間
まで累積加算し、 この累積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タ
イミングを設定するようにしたことを特徴とする無線受
信方法。 - 【請求項７】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信と
無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づい
て無線受信される変調信号を同期復調するようにした無
線受信方法において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信する変調信号からサンプリングクロックの周期
で位相誤差を検出し、 この検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、 この累積加算した位相誤差で変調信号を同期復調するよ
うにしたことを特徴とする無線受信方法。 - 【請求項８】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信と
無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づい
て無線受信される変調信号を同期復調するようにした無
線受信方法において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信する変調信号からサンプリングクロックの周期
で位相誤差を検出し、 この検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、 この累積加算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出
タイミングを設定し、 この設定されたタイミングで検出して累積加算した位相
誤差で変調信号を同期復調するようにしたことを特徴と
する無線受信方法。 - 【請求項９】 変調信号の変調方式がπ／４シフトＱＰ
ＳＫ方式であり、サンプリングクロックを変調信号のシ
ンボルクロックの八分の一の周期に生成するようにした
請求項４ないし８の何れか一記載の無線受信方法。 - 【請求項１０】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号から位相デ
ータを遅延検波するようにした無線受信方法において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信される変調信号からサンプリングクロックの周
期で位相データを遅延検波し、 この遅延検波される位相データから事前に設定されたビ
ットデータを除去するようにしたことを特徴とする無線
受信方法。 - 【請求項１１】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号の位相デー
タを検出するようにした無線受信方法において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信された変調信号を所定周期のＩ／Ｆ(Ｉnte
rmediate Ｆrequency)信号に変換し、 所定周期の基準クロックを発生し、 この基準クロックから数分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成し、 Ｉ／Ｆ信号からサンプリングクロックの周期で位相デー
タを検出し、 変調信号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロッ
クとサンプリングクロックとの周期格差に対応した補正
パラメータで位相データを補正するようにしたことを特
徴とする無線受信方法。 - 【請求項１２】 変調信号の変調方式に対応した比率で
シンボルクロックの数分の一の周期の複数種類のサンプ
リングクロックを切換自在に生成し、 このサンプリングクロックの切り換えに対応して事前に
設定された複数種類の補正パラメータを切り換えるよう
にした請求項１１記載の無線受信方法。 - 【請求項１３】 変調信号の変調方式がπ／４シフトＱ
ＰＳＫ方式であり、変調信号のシンボルクロックの周期
の四分の一と八分の一とのサンプリングクロックを切換
自在に生成するようにした請求項１２記載の無線受信方
法。 - 【請求項１４】 複数のダイバシチレシオを事前に登録
しておき、 無線信号を一対の通信アンテナで無線受信し、 これら一対の通信アンテナの各々の無線受信の電界強度
を個々にＡ／Ｄ(Ａnalog／Ｄigital)変換し、 このＡ／Ｄ変換された一対のデジタルデータから差分デ
ータを算出し、 この算出される差分データをアドレスデータとして事前
に登録されているダイバシチレシオを読み出し、 無線受信される一対の無線信号を読み出されるダイバシ
チレシオに対応してダイバシチ合成するようにした無線
受信方法。 - 【請求項１５】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号の受信周波
数を送信周波数に対応して調整する無線受信装置におい
て、 ＰＳＫ方式の変調信号をランダム受信する無線受信手段
と、 所定周期のサンプリングクロックを生成するクロック生
成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相データをサンプリングする位相サンプリング手段
と、 該位相サンプリング手段でサンプリングされる位相デー
タを所定期間まで累積加算する位相累積手段と、 該位相累積手段の累積加算の算出結果が所定の許容範囲
を満足するように受信周波数を調整する受信調整手段
と、を具備していることを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項１６】 前記クロック生成手段は、変調信号の
シンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングクロ
ックを生成し、 前記位相サンプリング手段は、前記クロック生成手段が
生成したサンプリングクロックの周期で変調信号から位
相データをサンプリングする請求項１５記載の無線受信
装置。 - 【請求項１７】 前記クロック生成手段は、変調信号の
変調方式に対応した比率でシンボルクロックの数分の一
の周期のサンプリングクロックを生成する請求項１６記
載の無線受信装置。 - 【請求項１８】 変調信号の変調方式がπ／４シフトＱ
ＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、変調信号
のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成する請求項１７記載の無線受信装置。 - 【請求項１９】 所定のビットデータがフレームの所定
位置に内包されて無線送信されるＰＳＫ方式の変調信号
を無線受信し、この無線受信された変調信号から所定の
ビットデータを検出してフレーム同期を確立する無線受
信装置において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
所定のビットデータをサンプリングするビットサンプリ
ング手段と、 該ビットサンプリング手段がサンプリングするビットデ
ータに対応してフレーム同期を確立するフレーム同期手
段と、を具備していることを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項２０】 前記ビットサンプリング手段は、サン
プリングクロックの周期で変調信号から第一のビットデ
ータと第二のビットデータとをサンプリングし、 前記フレーム同期手段は、サンプリングされた第一のビ
ットデータでフレーム相関値を算出するとともに第二の
ビットデータでＣＲＣ計算を実行し、フレーム相関値と
ＣＲＣ計算結果とに対応してフレーム同期を確立する請
求項１９記載の無線受信装置。 - 【請求項２１】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信
と無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づ
いて無線受信される変調信号を同期復調する無線受信装
置において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相誤差を検出する誤差検出手段と、 該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで累積
加算する誤差累積手段と、 該誤差累積手段の累積加算の算出結果が最少となる位相
誤差の検出タイミングを前記誤差検出手段に設定するタ
イミング制御手段と、を具備していることを特徴とする
無線受信装置。 - 【請求項２２】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信
と無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づ
いて無線受信される変調信号を同期復調する無線受信装
置において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相誤差を検出する誤差検出手段と、 該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで累積
加算する誤差累積手段と、 該誤差累積手段の累積加算した位相誤差で変調信号を同
期復調する同期復調手段と、を具備していることを特徴
とする無線受信装置。 - 【請求項２３】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信
と無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づ
いて無線受信される変調信号を同期復調する無線受信装
置において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相誤差を検出する誤差検出手段と、 該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで累積
加算する誤差累積手段と、 該誤差累積手段の累積加算した位相誤差が最少となる位
相誤差の検出タイミングを前記誤差検出手段に設定する
タイミング制御手段と、 該タイミング制御手段で設定されたタイミングで前記誤
差検出手段が検出して前記誤差累積手段が累積加算した
位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段と、を
具備していることを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項２４】 前記クロック生成手段は、変調信号の
変調方式に対応した比率でシンボルクロックの数分の一
の周期のサンプリングクロックを生成する請求項１９な
いし２３の何れか一記載の無線受信装置。 - 【請求項２５】 変調信号の変調方式がπ／４シフトＱ
ＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、変調信号
のシンボルクロックの周期の八分の一のサンプリングク
ロックを生成する請求項２４記載の無線受信装置。 - 【請求項２６】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号から位相デ
ータを遅延検波する無線受信装置において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 所定周期のサンプリングクロックを生成するクロック生
成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相データを遅延検波する位相検出手段と、 該位相検出手段により遅延検波される位相データから事
前に設定されたビットデータを除去する信号調整手段
と、を具備していることを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項２７】 所定の周波数で無線送信されるＰＳＫ
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号から位相デ
ータを検出する無線受信装置において、 ＰＳＫ方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 該無線受信手段で無線受信された変調信号を所定周期の
Ｉ／Ｆ信号に変換するＩ／Ｆ変換手段と、 所定周期の基準クロックを発生するクロック発生手段
と、 該クロック発生手段が発生する基準クロックから数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成するクロック生
成手段と、 前記Ｉ／Ｆ変換手段が出力するＩ／Ｆ信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相データを検出する位相検出手段と、 変調信号のシンボルクロックとＩ／Ｆ信号と基準クロッ
クとサンプリングクロックとの周期格差に対応した補正
パラメータで前記位相検出手段が検出した位相データを
補正する信号補正手段と、を具備していることを特徴と
する無線受信装置。 - 【請求項２８】 前記クロック生成手段は、変調信号の
変調方式に対応した比率でシンボルクロックの数分の一
の周期の複数種類のサンプリングクロックを切換自在に
生成し、 前記信号補正手段は、前記クロック生成手段のサンプリ
ングクロックの切り換えに対応して事前に設定された複
数種類の補正パラメータを切り換える請求項２７記載の
無線受信装置。 - 【請求項２９】 変調信号の変調方式がπ／４シフトＱ
ＰＳＫ方式であり、前記クロック生成手段は、変調信号
のシンボルクロックの周期の四分の一と八分の一とのサ
ンプリングクロックを切換自在に生成する請求項２８記
載の無線受信装置。 - 【請求項３０】 無線信号を無線受信する一対の通信ア
ンテナと、 これら一対の通信アンテナの各々の無線受信の電界強度
を個々にＡ／Ｄ変換する一対のＡ／Ｄ変換手段と、 これら一対のＡ／Ｄ変換手段の各々でＡ／Ｄ変換された
一対のデジタルデータから差分データを算出する差分算
出手段と、 複数のダイバシチレシオが所定のアドレスデータごとに
事前に登録されたレート記憶手段と、 前記差分算出手段で算出される差分データをアドレスデ
ータとして前記レート記憶手段からダイバシチレシオを
読み出すレート読出手段と、 一対の前記通信アンテナで無線受信される一対の無線信
号を前記レート読出手段が読み出すダイバシチレシオに
対応してダイバシチ合成する信号合成手段と、を具備し
ている無線受信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34931897A JP3196828B2 (ja) | 1997-12-18 | 1997-12-18 | 無線受信方法および装置 |
| TW087120899A TW492240B (en) | 1997-12-18 | 1998-12-15 | Radio receiving method and apparatus |
| KR10-1998-0055761A KR100384554B1 (ko) | 1997-12-18 | 1998-12-17 | 무선수신방법및장치 |
| EP98124235A EP0924908A3 (en) | 1997-12-18 | 1998-12-17 | Frequency control in PSK receivers |
| CN98127104A CN1233122A (zh) | 1997-12-18 | 1998-12-18 | 无线电接收方法和装置 |
| US09/215,334 US6748036B1 (en) | 1997-12-18 | 1998-12-18 | Radio receiving method and apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34931897A JP3196828B2 (ja) | 1997-12-18 | 1997-12-18 | 無線受信方法および装置 |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001020111A Division JP2001245009A (ja) | 2001-01-29 | 2001-01-29 | 無線受信方法および装置 |
| JP2001020112A Division JP2001251231A (ja) | 2001-01-29 | 2001-01-29 | 無線受信方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11187076A true JPH11187076A (ja) | 1999-07-09 |
| JP3196828B2 JP3196828B2 (ja) | 2001-08-06 |
Family
ID=18402971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34931897A Expired - Fee Related JP3196828B2 (ja) | 1997-12-18 | 1997-12-18 | 無線受信方法および装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6748036B1 (ja) |
| EP (1) | EP0924908A3 (ja) |
| JP (1) | JP3196828B2 (ja) |
| KR (1) | KR100384554B1 (ja) |
| CN (1) | CN1233122A (ja) |
| TW (1) | TW492240B (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002237807A (ja) * | 2001-02-09 | 2002-08-23 | Alps Electric Co Ltd | フレーム同期信号検出方式 |
| FR2874148B1 (fr) * | 2004-08-05 | 2006-11-24 | Evolium Sas Soc Par Actions Si | Procede et systeme pour l'exploitation d'un reseau cellulaire de communications mobiles |
| US8498592B2 (en) | 2008-09-08 | 2013-07-30 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Method and apparatus for improving energy efficiency of mobile devices through energy profiling based rate adaptation |
| WO2012042748A1 (ja) * | 2010-09-30 | 2012-04-05 | パナソニック株式会社 | 無線通信機 |
| US9282525B2 (en) | 2013-06-24 | 2016-03-08 | Freescale Semiconductor, Inc. | Frequency-domain symbol and frame synchronization in multi-carrier systems |
| US9100261B2 (en) | 2013-06-24 | 2015-08-04 | Freescale Semiconductor, Inc. | Frequency-domain amplitude normalization for symbol correlation in multi-carrier systems |
| US9106499B2 (en) * | 2013-06-24 | 2015-08-11 | Freescale Semiconductor, Inc. | Frequency-domain frame synchronization in multi-carrier systems |
| KR102298160B1 (ko) * | 2015-08-13 | 2021-09-03 | 삼성전자주식회사 | 반도체 장치 및 이를 포함하는 통신 시스템 |
| FR3059183B1 (fr) * | 2016-11-24 | 2019-02-01 | Continental Automotive France | Demodulation optimisee des signaux rds en radio numerique |
| CN110865322B (zh) * | 2019-11-27 | 2021-08-24 | 上海东软医疗科技有限公司 | 用于磁共振成像的水脂分离方法、装置、存储介质及设备 |
| CN112350672B (zh) * | 2020-11-19 | 2023-01-24 | 垣矽技术(青岛)有限公司 | 具有数字补偿功能的if芯片及其数字补偿方法 |
| US12542547B2 (en) | 2024-02-26 | 2026-02-03 | International Business Machines Corporation | Reducing the time to switch between the redundant clock signals applied to a phase lock loop |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62180634A (ja) * | 1986-02-04 | 1987-08-07 | Toshiba Corp | フレ−ム同期方式 |
| US4937841A (en) * | 1988-06-29 | 1990-06-26 | Bell Communications Research, Inc. | Method and circuitry for carrier recovery for time division multiple access radio systems |
| JPH0369217A (ja) * | 1989-08-08 | 1991-03-25 | Mitsubishi Electric Corp | ダイバーシティ制御回路 |
| JP3134426B2 (ja) * | 1991-11-29 | 2001-02-13 | 日本電気株式会社 | シンボル同期回路 |
| JP2762852B2 (ja) * | 1992-07-30 | 1998-06-04 | 日本電気株式会社 | 周波数安定化回路 |
| JPH06197140A (ja) | 1992-10-28 | 1994-07-15 | Hitachi Ltd | ディジタル復調回路 |
| JPH06291788A (ja) * | 1993-04-05 | 1994-10-18 | Sony Corp | 無線受信装置 |
| JP3787790B2 (ja) * | 1994-03-25 | 2006-06-21 | 富士通株式会社 | タイミング再生回路及びディジタル伝送用受信回路 |
| JP3306736B2 (ja) | 1995-02-20 | 2002-07-24 | 日本電信電話株式会社 | 周波数オフセット補償回路 |
| US5570370A (en) * | 1995-04-28 | 1996-10-29 | Industrial Technology Research Institute | Frame timing acquisition method and system for cordless TDMA systems |
| US5862187A (en) * | 1995-07-31 | 1999-01-19 | Lucent Technologies Inc. | MPSK demodulator |
| JP3125644B2 (ja) * | 1995-09-13 | 2001-01-22 | 松下電器産業株式会社 | 復調装置 |
| JP3596129B2 (ja) * | 1995-12-07 | 2004-12-02 | 松下電器産業株式会社 | ダイバーシティ受信機 |
| WO1997023080A1 (en) * | 1995-12-19 | 1997-06-26 | Motorola Inc. | Method and apparatus for automatic frequency correction acquisition |
| JPH09270827A (ja) | 1996-04-01 | 1997-10-14 | Advantest Corp | デジタル直交変調信号のパラメータ測定装置 |
| JPH1041867A (ja) * | 1996-07-26 | 1998-02-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ダイバーシティ受信機 |
-
1997
- 1997-12-18 JP JP34931897A patent/JP3196828B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-12-15 TW TW087120899A patent/TW492240B/zh not_active IP Right Cessation
- 1998-12-17 KR KR10-1998-0055761A patent/KR100384554B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-17 EP EP98124235A patent/EP0924908A3/en not_active Withdrawn
- 1998-12-18 CN CN98127104A patent/CN1233122A/zh active Pending
- 1998-12-18 US US09/215,334 patent/US6748036B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0924908A3 (en) | 2002-07-10 |
| KR19990063159A (ko) | 1999-07-26 |
| US6748036B1 (en) | 2004-06-08 |
| TW492240B (en) | 2002-06-21 |
| CN1233122A (zh) | 1999-10-27 |
| EP0924908A2 (en) | 1999-06-23 |
| JP3196828B2 (ja) | 2001-08-06 |
| KR100384554B1 (ko) | 2003-10-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6956895B2 (en) | Method and arrangement for reducing frequency offset in a radio receiver | |
| US5787123A (en) | Receiver for orthogonal frequency division multiplexed signals | |
| US20090227210A1 (en) | Method and System for Signal Quality Measurement Based on Mean Phase Error Magnitude of a Signal | |
| JP3196828B2 (ja) | 無線受信方法および装置 | |
| US7577216B2 (en) | Guard interval and FFT mode detector in DVB-T receiver | |
| JP2000341241A (ja) | 受信装置 | |
| US20010017902A1 (en) | Timing error detection circuit, demodulation circuit and methods thereof | |
| CN101911511A (zh) | 相位噪声校正电路、发送设备、接收设备、无线电设备、无线电通信系统以及相位噪声校正方法 | |
| JP3316744B2 (ja) | Ａｆｃ回路、それを備えた受信機、及び自動周波数制御通信システム | |
| US5815541A (en) | Digital phase locked loop assembly | |
| JP3251432B2 (ja) | ディジタル無線通信における周波数とタイムスロット位置を決定する装置及び方法 | |
| US20070019767A1 (en) | Method and system for synchronizing a base station of a wireless communication system and a subscriber communication equipment | |
| JP2000013358A (ja) | Ａｇｃ回路及びその制御方法 | |
| KR101278031B1 (ko) | 병렬 자동 주파수 오프셋 추정장치 및 방법 | |
| KR20080015519A (ko) | 수신기 발진기 주파수를 자동으로 보정하는 방법 및 장치 | |
| US7474718B2 (en) | Frequency control for a mobile communications device | |
| JP2000508141A (ja) | チャネル予測装置 | |
| US20160226686A1 (en) | Receiving apparatus and receiving method | |
| JP2001251231A (ja) | 無線受信方法および装置 | |
| JP2001245009A (ja) | 無線受信方法および装置 | |
| JP4570558B2 (ja) | 無線通信装置及び周波数オフセット量推定方法 | |
| JP2000049877A (ja) | クロックタイミング再生回路 | |
| JP3595173B2 (ja) | 無線装置の送信電力制御方法 | |
| AU776028B2 (en) | Diversity receiver free from decoding error, and clock regeneration circuit for diversity receiver | |
| JPH10224184A (ja) | ディジタルａｆｃ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080608 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090608 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100608 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100608 Year of fee payment: 9 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100608 Year of fee payment: 9 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100608 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110608 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120608 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120608 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130608 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130608 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140608 Year of fee payment: 13 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |