JPH06197140A - ディジタル復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】搬送波の周波数変動による誤り率特性の劣化を
補償する。 【構成】角度変調信号の搬送波信号を再生し受信データ
を判定する遅延検波回路において、周波数誤差検出回路
４は、角度変調信号の受信位相誤差検出手段４ａと、検
出された位相誤差から出力する周波数誤差出力部とを備
え、周波数誤差出力部は、位相誤差検出手段で検出され
た位相誤差の累積加算量が予め定めた位相量に達した時
間を検出し、単位時間あたりの位相量を位相回転量とし
て周波数誤差を求め更新し、検出した周波数誤差に基づ
いた制御信号により電圧制御発振器を制御し、さらに、
重み付け回路は、周波数誤差出力部で求めた周波数誤差
に基づく、受信位相の進み／遅れに応じて再生搬送波信
号の位相をあらかじめ定めた量シフトさせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、角度変調信号の復調回
路に係わり、特に、搬送波の周波数変動による誤り率特
性の劣化を補償する機能を備えたディジタル復調回路の
改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】セルラ無線や携帯電話等の移動体通信に
おける伝送路では、受信信号の振幅および位相が激しく
変動するフェージングが発生する。この劣悪な環境で用
いる復調回路には位相変動に対する追従特性に優れた遅
延検波方式が有効である。遅延検波方式は、例えば、1
シンボル（送信するディジタルデータに対応した角度変
調成分をシンボルと総称する）遅延させた受信信号を基
準位相として、角度変調信号の相対的な位相変化を判定
する復調方式である。

【０００３】また、電池駆動を前提とする携帯電話にお
いては、復調回路の小型化および省電力化が要求され、
回路のディジタル化が有効な手段の1つとなっている。

【０００４】ディジタル化した場合の遅延検波回路は、
遅延手段としてシフトレジスタを用いても構成できる
が、一般にはビットレートに比較して搬送波周波数が数
十倍の関係にあるため、1シンボル遅延させるために必
要なシフトレジスタの段数が膨大になり、小型化、省電
力化の条件から実施が困難である。

【０００５】そこで位相同期ループの構成を用いて、再
生搬送波信号は１シンボル時刻前の受信位相に位相同期
するように制御し、この再生搬送波信号を基準位相とし
て遅延検波動作を実現することが考案されている。例え
ば、特開平３−２０５９４０号公報と、「全ディジタル
化ＡＣＴ同期検波回路」（斉藤他、電子情報通信学会技
術報告 ＲＣＳ８９−６４、４１頁〜４８頁）とに記載
されている方式がある。 上記２つの開示例では、再生
搬送波周波数を調整する手段を遅延検波の位相制御とは
独立して備えている。これは角度変調信号の搬送波周波
数の変動に対して前記再生搬送波周波数を追従同期させ
るために機能する。上記開示例では、再生搬送波信号と
角度変調信号との位相差を量子化した位相差データから
周波数誤差の検出が行われる。位相差データから変調成
分を除去して位相誤差データを求め、この位相誤差デー
タの分布の偏りから周波数誤差を検出する方法が採用さ
れている。そして、周波数誤差を減少させるように再生
搬送波の位相を補正することでその平均周波数を調整す
るものである。

【０００６】一般に、遅延検波は、搬送波の周波数変動
に対して誤り率特性が大きく劣化する。位相同期ループ
を用いた構成においても、再生搬送波と変調信号搬送波
とに周波数誤差が存在すれば、１シンボル期間に渡り前
記周波数誤差が積分された位相差が発生する。この位相
差は変調による位相変化と区別できないのでデータの判
定誤りの原因となる。すなわち、周波数誤差が大きいと
きは、データを識別するしきい値を越える位相回転が発
生し、データ誤りとなる。

【０００７】周波数誤差による位相回転の様子をＱＰＳ
Ｋ信号を例にとって説明する。図１７に周波数誤差によ
る位相回転の様子を示す。ただし、角度変調信号の変調
速度をＢ[baud]とし、１／Ｂ[sec]の期間の周波数変動
は、一定量Δｆと見なせるものとしている。周波数誤差
がない理想状態では、データ識別時の受信位相として○
で示したいずれかの位相を検出するものとする。この場
合、実際の受信位相は、周波数誤差により、２πΔｆ
（１／Ｂ）[rad]だけ回転して●で示す位相として検出
されることになる。

【０００８】一般に、移動端末の同調周波数の基準とな
る発振器は、基地局の発振器に比べ小型で安価なものが
求められるため周波数安定度が低く、基地局との間に無
視出来ない周波数誤差が存在する。そこで端末側で受信
信号からこの周波数誤差を検出して、受信信号の周波数
誤差による位相回転を補償するため再生搬送波周波数の
調整手段は必須の機能となっている。

【０００９】また、周波数誤差を検出する従来の周波数
誤差検出回路の構成を図１６に示す。図１６において、
１９１はアップダウンカウンタ、１９２は比較回路、１
９３は加算回路である。前段の検波回路では、受信位相
が本来検出される位相に比べて進んでいるか、あるい
は、遅れているかのいずれの領域に位置するかを検出す
る。前段の検波回路において検出された位相の進み／遅
れ情報に基づいて、アップダウンカウンタ１９１は、ア
ップダウンの指示を受け、シンボルクロック（変調速度
周期のクロック）を計数する。比較回路１９２は、この
計数結果が予め定めた一定値（以下、積分定数と定義す
る）と一致したことを検出し、加算回路１９３に出力す
る。積分定数は、例えば、移相量を示す＋２５６と−２
５６となどの上限と下限とを示すデータであり、比較回
路１９２に入力される。加算回路１９３は、前記比較回
路１９２において一致検出を得るごとに、所定の補正量
±Δｆだけ現在の周波数誤差データを変化させるもので
ある。例えば、前述の例のように、アップダウンカウン
タ１９１からの出力が＋２５６になったときには、比較
回路１９２において、一致を検出し、＋Δｆだけ位相を
遅らせるように加算回路１９３に指示する。加算回路１
９３は、現在の周波数誤差データに対して＋Δｆ遅らせ
たデータを周波数誤差データとして出力し、出力したデ
ータを現在の周波数誤差データとして保持しておく。

【００１０】上記従来例は、受信位相を検出する検波回
路と、受信位相を検出するための基準位相を発生する手
段との間に挿入され、帰還ループを構成するように用い
られる。その結果、周波数誤差の検出値が真値に漸近す
るように動作する。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】周波数の調整によって
追従可能な範囲は、周波数誤差の検出が正しく行われる
範囲から制限を受ける。周波数誤差に起因した位相差
と、雑音による位相回転との合成が変調信号のシンボル
間のしきい値を越えるような状況が支配的になると検出
値が誤る。

【００１２】この点について、変調信号としてπ/4シフ
トQPSK信号を例にとって図３０に模式図を示し、これを
参照して説明する。仮に伝送レートを42[kbps]とし、搬
送波周波数の変動は設計値から+3.0[kHz]の一定の周波
数誤差が生じていた場合を考える。

【００１３】図３０において、π/4シフトQPSK信号では
４種類（π/4、3π/4、−π/4、−3π/4）のシンボルを
用いて２ビットのデータを表現することができ、この場
合隣あったシンボルとの位相差（シンボルを識別するた
めのしきい値）は±π/4[rad]となる。1シンボルを送る
のに必要とする時間は、1/(42k/2)[sec]で、周波数偏差
に起因する位相差Δω[rad]は、Δω=2π・3.0k・(1/(42k
/2))=2π/7[rad]となってπ/4[rad]を越える。

【００１４】さらに、このΔωに雑音やフェージングに
よる位相変動が加わることになる。したがって、復調回
路で検出される位相差データは、本来の変調成分がπ/4
[rad]であっても、平均的には3π/4[rad]の領域内で検
出される。この場合、位相誤差データを実際とは逆向き
（時計回り）の値として求めることになる。

【００１５】この例では、Δω＝π/4[rad]となる周波
数偏差は約2.6[kHz]であって、調整可能な範囲は±2.6
[kHz]以下となる。実際には雑音等の影響もあってしき
い値に等しくなる周波数誤差より狭い範囲に制限され
る。

【００１６】現在、携帯電話に使用される周波数帯の1
つとして受信周波数810[MHz]〜826[MHz]が存在する。
（財団法人電波システム開発センター；ディジタル自動
車電話システム標準規格、RCR STD−27A 15頁、平成4年
1月）このとき、局部発振器の安定度が温度補償型の場
合に2.0[ppm]として、受信回路では２回の周波数変換を
行うダブルスーパヘテロダイン方式によって受信し、復
調回路には第２中間周波数の信号を入力する構成の携帯
電話を考える。第１中間周波数を130[MHz]に設定した場
合は、周波数変換に必要な局部発振周波数が940[MHz]〜
956[MHz]だからここで発生する周波数誤差の最大値は、
Δｆ=956[MHz]×2.0[ppm]=1.912[kHz]と約2.0[kHz]に相
当する。

【００１７】第２中間周波数を450[kHz]とすると、再び
130.450[MHz]と周波数混合されて、Δｆ=130.450[MHz]
×2.0[ppm]=260.9[Hz]の誤差が加わり、最大値で約2.3
[kHz]の周波数誤差が存在することになる。

【００１８】図３０に示す説明では、伝送レートを42[k
bps]とした例であったが、この場合、しきい値に相当す
る周波数偏差の約2.6[kHz]から見て0.3[kHz]の余裕しか
なく、雑音環境を考慮すると前記の周波数調整手段の範
囲は十分な値でないと考えられる。さらに、遅延検波方
式の周波数の追従範囲を拡張するための手段について
は、特にディジタル回路化された位相同期ループの構成
に適用するための技術開示はなされていない。すなわ
ち、搬送波の周波数変動による誤り率特性の劣化を補償
する機能を備えたディジタル復調回路においては、その
周波数変動の追従範囲を拡張する必要がある。

【００１９】さらに、移動体通信においては、時分割多
重アクセスや、通話チャネル切り替えなどでバースト通
信が行われる場合がある。このとき、前記帰還ループの
収束動作は、雑音や瞬時的な周波数変動には追従しない
範囲で高速化するのが望ましい。前記周波数誤差検出回
路においては、補正量±Δｆが固定であるために周波数
誤差が大きい場合には、図９に周波数誤差データの収束
の様子を示すように、周波数誤差データの収束には時間
がかかり高速化には適さない。また、前記周波数誤差検
出回路では、積分定数を小さくするか、あるいは、一回
の補正量±Δｆを大きくすれば良いが、これに反して周
波数誤差検出値のジッタが増加するため前記積分定数お
よび補正量の最適化が必要となる。この最適値は、周波
数誤差データの収束状況に応じて異なるが、最適値を適
応的に制御するための開示は従来例においてはなされて
いない。すなわち、周波数誤差検出回路においては、周
波数誤差の検出動作を高速化すると共に収束後のジッタ
を低減した回路構成をする必要がある。

【００２０】本発明は、上記課題を解決すべく、搬送波
の周波数変動による誤り率特性の劣化を補償する機能を
備えたディジタル復調回路を提供することを目的とす
る。また、他の目的としては、周波数誤差の検出動作を
高速化すると共に収束後のジッタを低減した周波数誤差
検出回路を提供することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明は、角度変調信号の位相を、受信側で再生
した再生搬送波信号を基準に検出するディジタル復調回
路において、角度変調信号を受信して、該角度変調信号
と前記再生搬送波信号との位相差を検出する検波回路
と、該検波回路で検出した位相差に基づいて周波数誤差
を検出する周波数誤差検出回路と、該周波数誤差検出回
路で検出した周波数誤差に基づいて分周制御情報を出力
する周波数制御回路と、該周波数制御回路の分周制御情
報に基づいてあらかじめ定めた発振信号を分周し、前記
検波回路で検出した位相差に基づいて位相を遷移させ、
再生搬送波信号を出力する搬送波再生回路と、前記検波
回路で検出した位相差に基づいて前記角度変調信号をデ
ィジタルデータに復号する復号回路とを有し、前記周波
数誤差検出回路は、角度変調信号の受信位相から位相誤
差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手
段で検出された位相誤差から周波数誤差を出力する周波
数誤差出力部とを備え、前記周波数誤差出力部は、前記
位相誤差検出手段で検出された位相誤差の累積加算され
た量が予め定めた位相量に達した時間を検出し、該時間
に基づいて単位時間あたりの位相回転量から周波数誤差
を求め、該周波数誤差に基づいて周波数誤差を更新出力
する。

【００２２】前記周波数誤差出力部は、前記位相誤差検
出手段で検出された位相誤差を累積加算する加算手段
と、該加算手段で加算された量が予め定めた位相量に一
致したことを検出するデコード手段と、累積開始から予
め定めた位相量に一致した時間を検出するのにあらかじ
め定めたクロックを計数する計数手段と、該計数手段で
計数した計数値に基づいて単位時間あたりの位相量を位
相回転量とし、該位相回転量から周波数誤差を求めるデ
ータ変換手段と、該データ変換手段からの該周波数誤差
を累積加算して更新出力する周波数誤差加算手段とを備
えることができる。前記デコード手段は、予め定めた位
相量として、正／負の位相量に一致したことを検出し、
一致した場合に、正／負の符号データを出力し、前記デ
ータ変換手段は、前記計数手段の計数値および前記デコ
−ド手段からの符号データをアドレス信号とし、対応す
る周波数誤差を予め記憶しているテーブルメモリを備え
るようにしてもよい。

【００２３】また、前記周波数誤差検出回路で検出した
周波数誤差に基づく、受信位相の進み／遅れに応じて前
記再生搬送波信号の位相をあらかじめ定めた量シフトさ
せる重み付け回路をさらに有することができる。

【００２４】また、移動通信に適用されるヘテロダイン
検波方式を用いた無線受信回路において、制御信号によ
り発振周波数を制御される電圧制御発振器と、該電圧制
御発振器の発振信号に基づいて発振する周波数シンセサ
イザと、第２局部発振周波数の第２局部発振信号を出力
する第２局部発振器と、角度変調信号を受信し、前記周
波数シンセサイザに基づいて第１中間周波数に変換し第
１中間周波数信号を出力する高周波受信回路と、該高周
波受信回路で変換された第１中間周波数信号を前記第２
局部発振器に基づいて第２中間周波数に変換して第２中
間周波数信号を出力する中間周波受信回路と、第２中間
周波数を中心周波数とする搬送波を再生して再生搬送波
信号を出力する搬送波再生回路と、前記中間周波受信回
路で変換した第２中間周波数信号と前記搬送波再生回路
から出力された再生搬送波信号との位相差を検出する遅
延検波回路と、該遅延検波回路で検出した位相差に基づ
いて周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、前記
遅延検波回路で検出した位相差に基づいて前記角度変調
信号をディジタルデータに復号する復号回路とを有し、
前記周波数誤差検出回路は、角度変調信号の受信位相か
ら位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤
差検出手段で検出された位相誤差から周波数誤差を出力
する周波数誤差出力部とを備え、前記周波数誤差出力部
は、前記位相誤差検出手段で検出された位相誤差の累積
加算された量が予め定めた位相量に達した時間を検出
し、該時間に基づいて単位時間あたりの位相回転量から
周波数誤差を求め、該周波数誤差に基づいて周波数誤差
を更新し、検出した周波数誤差に基づいた制御信号によ
り前記電圧制御発振器を制御することができる。この場
合においても、前記周波数誤差出力部で求めた周波数誤
差に基づく、受信位相の進み／遅れの予測に応じて前記
再生搬送波信号の位相をあらかじめ定めた量シフトさせ
る重み付け回路をさらに有することができる。

【００２５】また、角度変調信号の位相を、受信側で再
生した再生搬送波信号を基準に検出するディジタル復調
回路において、角度変調信号を受信して、該角度変調信
号と前記再生搬送波信号との位相差を検出する検波回路
と、該検波回路で検出した位相差に基づいて周波数誤差
を検出する周波数誤差検出回路と、該周波数誤差検出回
路で検出した周波数誤差に基づいて分周制御情報を出力
する周波数制御回路と、該周波数制御回路の分周制御情
報に基づいてあらかじめ定めた発振信号を分周し、前記
検波回路で検出した位相差に基づいて位相を遷移させ、
再生搬送波信号を出力する搬送波再生回路と、前記検波
回路で検出した位相差に基づいて前記角度変調信号をデ
ィジタルデータに復号する復号回路とを有し、該周波数
誤差検出回路で検出した周波数誤差に基づく、受信位相
の進み／遅れの予測に応じて前記再生搬送波信号の位相
をあらかじめ定めた量シフトさせる重み付け回路を有す
るができる。

【００２６】また、前記重み付け回路は、予測に応じて
シフトするあらかじめ定めた量を、あらかじめ定めたと
きから一定時間経過後に、あるいは、前記周波数誤差が
あらかじめ定めた値に収束したときに変更することがで
きる。もしくは、前記重み付け回路は、あらかじめ定め
たときから一定時間経過後に、あるいは、前記周波数誤
差があらかじめ定めた値に収束したときに、前記シフト
を行わないようにしてもよい。

【００２７】

【作用】位相誤差検出手段は、受信シンボル毎の位相誤
差について、理想的な変調位相に対する進み、遅れとい
った２値の情報だけでなく、誤差の絶対値情報を含むよ
うに多値化した位相誤差データを検出して周波数誤差出
力部へ出力する。

【００２８】周波数誤差出力部の加算手段は、前記位相
誤差検出手段で検出された位相誤差を累積加算する。多
値化された位相誤差データの累積値は、周波数誤差を時
間積分した値に比例する。この結果、前記加算手段の加
算出力があらかじめ定めた値（以下、積分定数という）
に達するまでの所要時間は周波数誤差の絶対値に逆比例
することになる。この所要時間は、デコード手段による
時間窓の発生とこれを計数する計数手段によって得るこ
とができ、計数データがデータ変換手段に出力される。

【００２９】データ変換手段は、積分定数と計数データ
とから単位時間あたりの位相回転量、即ち周波数データ
に換算して、この周波数データを周波数誤差加算手段に
出力するように動作する。

【００３０】周波数誤差加算手段は、前記周波数データ
を用いて、現在の周波数誤差加算手段の出力を補正し、
これを周波数誤差データとして前記周波数制御回路へ出
力する。また、この補正動作は、前記加算手段の出力が
積分定数に一致する度に行われることになる。

【００３１】そして、周波数誤差検出回路の外部に備え
る周波数制御回路によって周波数誤差データを減少させ
る方向に再生搬送波周波数や前記無線受信回路における
周波数シンセサイザ出力である受信同調周波数が調整さ
れる。この結果、位相誤差検出手段の位相誤差データ出
力は逐次減少する傾向となる。この減少傾向に伴い前記
所要時間が延長し、データ変換手段において換算される
周波数データが比例して減少する。

【００３２】したがって、周波数誤差データの補正量は
残留した周波数誤差に比例して減少し、周波数誤差デー
タは誤差の真値に漸近することになる。

【００３３】以上説明したように、一回の所要時間計測
で残留した周波数誤差量を一意的に検出するように動作
し、その結果誤差量に比例した検出値の補正が行える。
したがって、１回の補正量を予め定めた固定値として逐
次近似する場合に比べ、周波数誤差検出値の収束が高速
化する。また、ある程度収束した後では一回の補正量が
減少するのでジッタを低減できることになる。

【００３４】また、重み付け回路を備える場合には、重
み付け回路は、該周波数誤差検出回路で検出した周波数
誤差に基づく、受信位相の進み／遅れの予測に応じて前
記再生搬送波信号の位相をあらかじめ定めた量シフトさ
せる。これによって、予測される位相の進行方向に沿っ
たオフセットを与える効果がある。言い替えると、受信
シンボルを判定するためのしきい値を発生している周波
数誤差の方向へシフトさせることになる。このため受信
シンボルの判定誤り、ついては、位相誤差情報の正負の
方向に関する検出誤りの確率を低減する。

【００３５】この結果、前記周波数誤差検出手段の見か
け上の検出範囲を拡張して搬送波周波数の変動に対する
復調回路の許容範囲を拡張することができる。

【００３６】

【実施例】はじめに、第１の実施例および第２の実施例
において遅延検波における位相誤差検出回路および周波
数誤差検出回路の詳細について説明し、つぎに、第３の
実施例、第４の実施例および第５の実施例において遅延
検波における重み付け回路および再生搬送波信号の位相
シフトについて説明する。

【００３７】〈第１実施例〉図１は、本発明の第１の実
施例の無線受信装置の構成を示すブロック図である。図
１において、１は、リミタであり、角度変調信号を整形
する。２は、検波回路であり、搬送波再生回路３から得
る再生搬送波信号とリミタ１で整形された角度変調信号
とを入力し、この再生搬送波信号と前記角度変調信号と
の位相を比較して、位相データを出力する。３は、搬送
波再生回路であり、受信信号の搬送波を再生する。４は
本実施例における周波数誤差検出回路であり、周波数誤
差を検出し、周波数誤差を高速に収束させる。５は、周
波数制御回路であり、周波数誤差データに基づいて分周
制御データを出力する。６は、復号回路であり、角度変
調信号を復号化する。また、前記搬送波再生回路３にお
いて、３ａは、固定発振器であり、例えば、搬送波周波
数４５５ｋＨｚのときにｎ＝３２倍の１４．５６ＭＨｚ
の固定周波数の信号を発振出力する。３ｂは、可変分周
回路であり、周波数制御回路５からの分周制御データに
基づいて、固定発振器３ａからの発信信号を分周する。
３ｃは、位相シフト回路であり、シフト量は検波回路２
より出力される前記位相データによって設定される。ま
た、前記周波数誤差検出回路４は、角度変調信号の受信
位相から位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記
位相誤差検出手段で検出された位相誤差から周波数誤差
を出力する周波数誤差出力部とを有する。周波数誤差出
力部は、前記位相誤差検出手段で検出された位相誤差を
累積加算する加算手段と、該加算手段で加算された量が
予め定めた位相量に一致したことを検出するデコード手
段と、累積開始から予め定めた位相量に一致した時間を
検出するのに、所定のクロックを計数する計数手段と、
該計数手段で計数した計数値に基づいて単位時間あたり
の位相回転量から周波数誤差を求めるデータ変換手段
と、該データ変換手段からの該周波数誤差を累積加算し
て更新出力する周波数誤差加算手段とを備える。図１に
おいて、４ａは、位相誤差検出手段の位相誤差検出回路
であり、検波回路２からの位相データに基づいて位相誤
差を検出する。４ｂは、加算手段の加算器であり、位相
誤差検出回路４ａで検出された位相誤差を累積加算す
る。４ｇは、周波数誤差加算手段の加算器であり、デー
タ変換回路４ｆからの該周波数誤差を累積加算して更新
出力する。４ｃおよび４ｈはラッチ回路である。４ｄ
は、デコード手段のデコーダであり、加算器４ｂで加算
された位相誤差データの累積値が所定の積分定数に達し
たときに符号データを出力する。４ｅは、計数手段の計
数回路であり、累積開始から予め定めた位相量に一致し
た時間を検出する。４ｆは、データ変換手段のデータ変
換回路であり、計数回路で計数した計数値と符号データ
とに基づいて単位時間あたりの位相回転量から周波数誤
差を求める。また、前記デコーダ４ｄは、予め定めた位
相量として、正／負の位相量に一致したことを検出し、
一致した場合に、正／負の符号データを出力する。前記
データ変換回路４ｆは、前記計数回路の計数値および前
記デコーダからの符号データをアドレス信号とし、対応
する周波数誤差を予め記憶しているテーブルメモリを備
える。また、信号ＣＬＫは、送信側の変調速度に同期し
たシンボルタイミング信号であり、図示しないクロック
供給回路から出力される。

【００３８】第１の実施例では、受信側で再生した再生
搬送波信号を基準に角度変調信号の受信位相を判定する
復調回路を備えるように構成されている。

【００３９】図１において、受信された角度変調信号
は、リミタ１を介して２値波形に整形された後に検波回
路２へ入力される。検波回路２は、搬送波再生回路３か
ら得る再生搬送波信号と受信された角度変調信号とを入
力し、この再生搬送波信号と前記角度変調信号との位相
を比較し、位相データを出力する。この位相データは、
搬送波再生回路３、周波数誤差検出回路４および復号回
路６へ出力される。復号回路６では、位相データを変調
方式に対応する２値のディジタルデータに変換し、結果
を復調データとして出力する。また、搬送波再生回路３
では前記再生搬送信号の位相制御に前記位相データが用
いられ、周波数誤差検出回路４では変調成分を除去した
位相誤差データを求めるために前記位相データが用いら
れる。

【００４０】まず、復号および搬送波信号の再生の過程
を角度変調方式とし、次に示す、π/4シフトＱＰＳＫ変
調信号を例にとって搬送波信号の再生の過程を説明し、
その後に、本実施例における周波数誤差検出回路の動作
について詳細に説明する。

【００４１】図１８は、π/4シフトＱＰＳＫ信号の信号
空間ダイヤグラムを示している。図１８において、２値
のディジタルデータ２ビットの情報（それぞれ記号Ｘ
k、Ｙkで示す）を下記表１に示す、差動符号化規則に則
り、１シンボル期間の相対的な位相遷移（遷移パターン
を記号ΔΦで示す）に対応させたものである。

【００４２】

【表１】

【００４３】例えば、図１８に示すように、時刻ｔ_k-1
にΦ_k-1にあった場合、１シンボル期間経過後は２ビッ
トのディジタルデータに対応して、○で示したいずれか
の点に遷移する。このπ/4シフトＱＰＳＫ信号の復調
は、シンボルタイミング時刻毎の受信位相を検出して連
続するシンボル時刻の相対的な位相遷移量を計算し（差
動論理と定義する）、求めた遷移に最も近い遷移パター
ンを判定することで行う。したがって、復調回路には１
シンボル前の受信位相情報を保持する機能が必要とな
る。本実施例では、前記位相情報を、搬送波再生回路３
の出力する再生搬送波信号により示すようにして保持す
るように構成している。搬送波再生回路３は、設定した
搬送波周波数のｎ倍で発振する固定発振器３ａと、この
発振出力を分周する可変分周回路３ｂと、前記発振出力
を用いて分周出力の位相を制御する位相シフト回路３ｃ
とを有する。前記位相シフト回路３ｃのシフト出力を再
生搬送波信号とする。また、位相シフト回路３ｃのシフ
ト量は、検波回路２より出力される前記位相データによ
って設定されるように構成する。さらに、前記可変分周
回路３ｂの分周数（ｍ）は、周波数制御回路５の出力す
る分周制御データによって、π/4シフトＱＰＳＫ信号の
搬送波周波数に平均的に等しい分周出力を得るように設
定される。

【００４４】搬送波再生回路３の位相シフト回路３ｃ
は、再生搬送波信号の位相をπ/4シフトＱＰＳＫ信号に
対して１シンボル遅れで追従同期させるための回路であ
る。その内部構成を図２に示す。図２において、３ｃ１
はｎ段のシフトレジスタ、３ｃ２はセレクタ、３ｃ３は
加算器、３ｃ４はラッチ回路である。

【００４５】図２において、前記分周回路３ｂの分周出
力は、前記固定発振器３ａの発振出力をシフトクロック
とするシフトレジスタ３ｃ１に入力される。この結果、
シフトレジスタ３ｃ１の各段の出力は、搬送波周波数と
して設定された１周期をｎ等分するｎ相の多相基準信号
となる。ｎ＝３２とした場合の理想的な（前記可変分周
回路３ｂの分周数ｍをｍ＝ｎとした場合）多相基準信号
の位相関係を図３に示す。各相の基準信号は、順にＣ０
〜Ｃ３１の符号で参照する。図３に示すように、隣あっ
た基準信号は、互いに２π/３２[rad]だけ移相している
関係にある。この多相基準信号は、セレクタ３ｃ２に接
続される。セレクタ３ｃ２は、加算器３ｃ３の加算出力
をセレクト信号として多相基準信号のうち１波を再生搬
送波基準信号として出力するものである。さらに、前記
加算器３ｃ３は、ラッチ回路３ｃ４に保持した現在のセ
レクト信号に検波回路４で得た位相データを加算するよ
うに構成される。例えば、図３に示す場合を例にとれ
ば、現在の選択位相が図３に示したＣ４であった場合、
このとき検波回路４で検出された位相データが「４」の
ときはＣ８が、位相データが「−８」のときはＣ２８
が、次の再生搬送波信号位相として選択されるものであ
る。図３に示すｎ＝３２の場合に、再生搬送波信号がπ
/4シフトＱＰＳＫ信号に１シンボル遅れで追従同期する
ためには、検波回路２において、受信信号の位相に対す
る位相データ出力を図４に示すようにマッピングすれば
良い。

【００４６】図４には、検波回路２における、１シンボ
ル時刻前の受信位相を０[rad]としたマッピングがなさ
れている。これはｋ番目のシンボルの受信位相をΦ(k)
としたとき、対応する位相データＰ(k)を、Ｐ(k)= χ
ただし、(χ+1)(π/16)＞ Φ(k) ≧χ(π/16)とす
る関係式で与えるようにしたものである。

【００４７】例えば、受信位相が１シンボル時刻前の位
相を基準に図４において●で示した位置にある場合、即
ち受信位相が、0 ＞ Φ(k) ≧ −1・(π/16)の範囲
にある場合には位相データを、Ｐ(k)=−１とする。

【００４８】以上のように、再生搬送波信号の現在の選
択位相を基準に位相データを検出するため、検波回路２
は、例えば、図５に示すように構成される。図５におい
て、２ａはゲート信号発生回路、２ｂは２入力の論理積
ゲート、２ｃはカウンタ、２ｄは同期化回路、２ｅはラ
ッチ回路である。

【００４９】図５において、２値波形に整形された角度
変調信号（この場合はπ/4シフトＱＰＳＫ信号）および
前記再生搬送波信号は、ゲート信号発生回路１ａへ入力
される。ゲート信号発生回路２ａは、固定発振器３ａの
発振出力を動作クロックとして、前記２つの入力信号の
位相差に合わせたゲート信号（ｇ）を発生するものであ
る。発生したゲート信号ｇは、論理積ゲート２ｂの一方
の入力へ接続される。論理積ゲート２ｂの他方の入力
は、固定発振器３ａの発振出力とし、論理積ゲート２ｂ
のゲート出力は、カウンタ２ｃのクロック信号として用
いる。カウンタ２ｃでは、位相差を示すゲート信号
（ｇ）が発生している間の固定発振器３ａの発振出力を
カウントする。さらに、カウンタ２ｃのカウント出力
は、ラッチ回路２ｅへ入力され、ラッチ回路２ｅに保持
された値が位相データとして出力される。ここで、カウ
ンタ２ｃを初期化するリセット信号（ｒ）と、ラッチ回
路２ｅにデータを保持するタイミング信号（ｃ）とは、
同期化回路２ｄによって与えるものとする。このため、
同期化回路２ｄは、前記発振出力とゲート信号ｇ、さら
にシンボルタイミング信号ＣＬＫを入力することによ
り、リセット信号（ｒ）とタイミング信号（ｃ）とを出
力する。タイミング信号（ｃ）は、位相差を検出した後
にカウント値を保持するように出力され、リセット信号
（ｒ）は、カウント値を保持後に、リセットするように
出力される。

【００５０】以上の構成における動作例を図６を参照し
て説明する。図６にタイミングチャートを示す。まず、
ゲート信号ｇは、再生搬送波信号の立ち上がり時刻から
角度変調信号の立ち上がり時刻までの期間（例えば、期
間Ｔｅ）に、「１」レベルを出力するものとする。した
がって、この期間にカウンタ２ｃへのクロック信号入力
が許可されカウントが行われる。同期化回路２ｄによる
カウンタの初期化は、ゲート信号ｇの立ち下がりに同期
して常時リセット信号（ｒ）がパルス形式で出力され
る。また、ラッチ回路２ｅへのタイミング信号（ｃ）
は、ＣＬＫ信号の立ち上がりに同期して、もっとも近い
ゲート期間（Ｔｅ）のカウントデータを保持するように
タイミング信号ｃを出力する。そこで、同期化回路２ｄ
は、シンボルタイミングのＣＬＫ信号の立ち上がりを検
出した場合は、ゲート信号の立ち下がりに同期してリセ
ット信号ｒ（図６の）に先立ち、タイミング信号ｃ
（図６の）を出力する。これにより、ゲート期間（Ｔ
ｅ）のカウント値を位相データとすることができ、検波
回路２では、位相差を示す位相データを出力することが
できる。こうした検波回路２を用いて図４に示した位相
データを得るためには、前記カウンタ２ｃを５ビットカ
ウンタとすれば良い。

【００５１】さて、検波回路２と前述の搬送波再生回路
３との位相制御によって検出される位相データは、シン
ボル期間の位相遷移に対応した差動位相データとなり、
別途、差動論理を計算することなく直接ディジタルデー
タに変換することができる。この変換操作は、復号回路
６において前記表１に示す差動符号化規則に則り行われ
る。ｎ＝３２とした５ビットの位相データでは上位２ビ
ットの値からデータをデコードすれば良い。

【００５２】以上の搬送波再生と復調の過程について
は、搬送波周波数の周波数誤差については説明を省略し
ている。図１に示した、第１の実施例では、角度変調信
号の搬送波周波数が本来の設定値から周波数誤差を生じ
ている場合、この周波数誤差は前記可変分周回路３ｂに
おいて補償されるものである。明らかに、周波数誤差を
０とした理想的な場合では、前述の前記可変分周回路３
ｂにおける分周数ｍは、固定発振器３ａの発振周波数を
設定搬送波周波数のｎ倍とすればｍ＝ｎとなる。そして
周波数誤差（Δｆで表す）に応じて、例えば、Δｆ＞０
の場合はｍ＜ｎに、Δｆ＜０の場合はｍ＞ｎに制御され
るものである。この動作は、周波数制御回路５によっ
て、本実施例における周波数誤差検出回路４の出力する
周波数誤差データに対応し、可変分周回路３ｂに対して
分周数ｍを制御するための分周制御データにもとづいて
行われる。（この点については後述する。）つぎに、周
波数誤差検出回路４について、周波数誤差データを検出
する過程を説明する。

【００５３】本実施例の周波数誤差検出回路４は、ま
ず、角度変調信号の１シンボル期間の位相遷移から変調
成分を除去した位相誤差データを得て、この位相誤差デ
ータの累積値が予め定めた所定の値に達するために要し
た所要時間をもとに周波数データに換算し、この周波数
データを用いて漸近的に周波数誤差データを検出する回
路である。図１において、位相誤差データは、前記位相
データを入力する位相誤差検出回路４ａによってシンボ
ル毎に与えられる。位相誤差検出回路４ａは、デコード
回路（図示せず）で構成され、例えば、図４に示したｎ
=32の位相データ入力に対応する位相誤差データを図３
４に示す。図３４において、再生搬送波信号の位相を０
[rad]として、前記表１に示した４通りの位相遷移に対
して、各々±π/4[rad]の範囲をそれぞれ４つの領域に
分割して、０〜±３の７値に多値化した位相誤差データ
を割り当てる。すなわち、位相データが、π/4[rad]、3
π/4[rad]、-3π/4[rad]、-π/4[rad]における○で示した
位置にある場合には、誤差がないとして位相誤差データ
を０とし、その位置からずれるに従って位相誤差データ
を−１〜−３もしくは＋１〜＋３までを割り当ててい
る。表２に、ｎ＝３２としたときの位相データと位相誤
差データの対応表を示す。表２には、前記カウンタ２ｃ
を５ビットカウンタとしたときのカウント値も示してお
く。

【００５４】

【表２】

【００５５】このようにして求められた位相誤差データ
は、加算器４ｂに出力される。加算器４ｂはラッチ回路
４ｃを介することで１シンボル前の加算出力に、現在の
位相誤差データを加算するように構成され、位相誤差デ
ータの累積操作が行われる。つぎに加算器４ｂの加算出
力は、デコーダ４ｄに入力される。また、デコーダ４ｄ
に対しては予め正負の定数（ここで積分定数と称す）が
与えらている。積分定数は、例えば、位相量を示す＋１
６および−１６などの上限と下限とを示すデータであ
り、デコーダ４ｄに入力される。そしてデコーダ４ｄ
は、入力された加算出力の値が積分定数に一致したこと
を検出し、一致した正負の積分定数に基づいて正負の符
号データを計数回路４ｅに出力するものである。計数回
路４ｅは、ＣＬＫ信号の入力を計数する回路で、前記加
算器４ｂに累積を開始してから前記デーコダ４ｄに検出
出力を得るまでの時間において、ＣＬＫ信号を計数し、
計数値（計数データ）をデータ変換回路に与えるように
動作するものである。

【００５６】さて、再生搬送波周波数と受信搬送波周波
数とで一定の周波数誤差が存在し、シンボル毎にある特
定方向の一定した位相回転が生じているとすれば、位相
誤差データの累積が所定の積分定数に一致するまでの所
要時間は、周波数誤差に逆比例することになる。この場
合、周波数誤差による１シンボル期間に渡る位相回転
が、図４および図３４に示した、量子化位相の１ステッ
プ（図４および図３４に示したｎ＝３２の場合は１ステ
ップ＝π/16[rad]）以下であってもかまわない。たとえ
ば、１シンボル期間に「＋１／４」ステップだけ回転す
るような周波数誤差では、４シンボル期間の時間経過で
量子化ステップ「＋１」に達する位相回転となり、周波
数誤差に逆比例して所要時間が増大する。

【００５７】そして前記計数データと前記符号データと
は、データ変換回路４ｆへ出力される。データ変換回路
４ｆは、入力された２つのデータをもとに換算した周波
数データを求める回路である。データ変換回路４ｆは、
符号データにより正負の情報がわかり、積分定数は固定
であるので位相差は固定であり、また、計数データは時
間を示すために、両者から周波数を演算して求めること
ができる。また、他の方法として、データ変換回路４ｆ
の構成の一例を図８に示す。図８に示したように、デー
タ変換回路は、計数データおよび符号データをアドレス
信号として参照するルックアップテーブルを設けること
で容易に構成できる。すなわち、積分定数が固定である
ので、ルックアップテーブルには、計数データおよび符
号データに対応する周波数データを格納しておけば良
い。図１９にルックアップテーブルの具体例を示す。図
１９において、Ｎは積分定数、Ｔは計数回路４ｅのカウ
ント値、ＬＡＧおよびＬＥＡＤは符号データ、ＫＤＡＴ
Ａはデータ変換回路４ｆの出力値であり周波数データの
下位５ビット、Δｆは実際の周波数誤差をそれぞれ示し
ている。ＬＡＧおよびＬＥＡＤは、『０１』が正の符号
を、『１０』が負の符号を示している。積分定数は、予
め定めた定数であるので、ここでは８に設定されてい
る。図１９において、例えば、１シンボル期間で位相デ
ータの１ＬＳＢ＝２π／２⁵＝π／１６（ｒａｄ）＝１
１．２５（ｄｅｇ）分回転するのに必要とする周波数誤
差Δｆは、シンボルレート２１ｋｂａｕｄのとき以下の
ようになる（ｆｃ＝４５５ｋ，ｆｃ’＝再生搬送波とす
る）。

【００５８】 Δｆ＝ｆｃ−ｆｃ’ ２πΔｆ（１／２１ｋ）＝π／１６ Δｆ＝２１ｋ・（１／３２）＝６５６．２５Ｈｚ＝ｆｎ
（以下、ｆｎで参照する） データ変換回路は、この周波数誤差に対応する周波数デ
ータＫＤＡＴＡを５ビット（ｑ）で示して出力する。

【００５９】参照された周波数データは、図１に示す次
段の加算器４ｇに出力される。加算器４ｇは、前記周波
数データに、現在の加算出力（周波数誤差データ）をラ
ッチ回路４ｈを介して加算するように構成される。即
ち、前記デコーダ４ｄに一致検出を得る度に与えられる
周波数データで周波数誤差データを逐次補正することに
なる。図２０に加算器４ｇの出力と周波数誤差との関係
を示す。

【００６０】以上示したように、周波数誤差検出回路４
の構成は、前述の周波数制御回路５および搬送波再生回
路３と併せて周波数誤差に対する帰還ループを構成す
る。したがって、前記データ変換回路４ｆに出力される
周波数データの絶対値は、前記帰還ループにおける周波
数誤差補償残の値に比例してしだいに減少し、周波数誤
差データは粗調整から微調整の過程を経て収束する。

【００６１】上記周波数誤差データの収束イメージを図
９に示す。たて軸に周波数誤差データ（検出値）、横軸
に時間を割当て、周波数誤差の真値Δｆ（図９では一点
鎖線）に対する漸近の様子を示す。図９において、ｆa
およびｆbは、それぞれ検出した周波数データであり、
ｆ0は、前記ラッチ回路４ｈにおけるプリセット値であ
るとする。

【００６２】図９において、周波数誤差データの真値か
らの偏差が大きい場合は、積分定数に一致する累積加算
の所要時間（期間Ａ）が短縮し、周波数誤差データの補
正量である周波数データ（ｆa）の絶対値は逆比例して
増大する。そして期間Ａだけ終了した時点の周波数誤差
データは（ｆ0＋ｆa）となる。この（ｆ0＋ｆa）にもと
づいて、搬送波再生回路３における可変分周回路３ｂの
分周数ｍが制御される結果、次の積分期間にシンボル毎
に検出される位相誤差データは減少し、一致検出にかか
る所要時間（期間Ｂ）が増加する。したがって、検出さ
れる周波数データ（ｆb）の絶対値は小さくなり、ま
た、周波数誤差データは（ｆ0＋ｆa＋ｆb）に更新さ
れ、次第に漸近する。これに対し、前述した図１６に示
す従来例で説明した固定の補正量で漸近する様子を、固
定ステップの漸近線として図９に示す。図９において
は、積分定数を本実施例に比較して小さい値に設定した
場合で示す。１回の補正量を制限すると真値に収束に要
する時間が増大することが予測される。本実施例によれ
ば、より短い時間で収束する。

【００６３】以上説明したように、周波数誤差検出回路
４は、真値からの偏差に比例して検出値の補正量が設定
されるので、収束時間の高速化が行える。

【００６４】なお、時分割通信システムに対応して間欠
動作を行う場合は、受信動作を行わない期間は、前記ラ
ッチ回路４ｈの出力値を保持するように構成すれば、周
波数誤差検出の初期引き込み期間は不要となることは明
らかである。

【００６５】つぎに、周波数誤差検出回路で検出した周
波数誤差データは、周波数制御回路５へ入力され、前述
したように可変分周回路３ｂの分周数ｍの制御に用いら
れる。周波数誤差データの検出精度は、計数回路４ｅで
計数可能な計数時間の長さに比例して向上する。積分定
数に対し十分に大きい計数値まで計数が可能なら、１シ
ンボル期間の位相回転に換算して位相データおよび位相
誤差データの量子化ステップ以下となる周波数誤差の検
出が行える。それに伴い、可変分周回路３ｂでは有理数
分周が必要となる。周波数誤差が１シンボル期間の位相
回転に換算して、前記量子化ステップの整数倍の値であ
れば分周数ｍは整数値で良い。しかし、例えば、周波数
誤差が「１／４」ステップの大きさに相当するときは、
ｍ＝ｎとした分周を３回に対し、ｍ＝(ｎ−１)の分周を
１回の割合で分周数を設定し、平均的にｍ＝(ｎ−1/4)
分周とする有理数分周によって周波数誤差を補償するこ
とができる。この有理数分周を実現する構成を次に説明
する。

【００６６】図１０に周波数制御回路５の内部構成を示
す。図１０において、５ａはデコード回路、５ｂはラッ
チ回路、５ｃは加算器である。ここで、前記位相データ
および位相誤差データをｐ0ビット、周波数誤差データ
をｐ＋ｑビット（ｐ＞ｐ0、ｐは整数）と仮定する。周
波数誤差データは上位ｐビットと下位ｑビットであると
する。すなわち、前述のように周波数誤差データの検出
精度は、計数回路４ｅで計数可能な計数時間の長さに比
例して向上するために量子化ステップより細かい精度で
検出される。周波数誤差データの上位ｐビットにより、
量子化ステップの整数倍の値を検出する。図１０に示し
た実施例は、再生搬送波信号の平均周波数を、１シンボ
ル期間の位相回転に換算して前記位相データの最下位ビ
ットをさらに２のｑ乗段階に分解する位相精度で制御す
るものである。すなわち、周波数誤差Δｆが存在する場
合に、再生搬送波の位相遅進は、シンボル時間ごとにω
＝２πΔｆＴｂ（ｒａｄ）となる。一方、再生搬送波の
位相制御精度は、位相データの１ＬＳＢ＝２π／２⁵＝
π／１６を基本としている。そこで、ω＝ｐ・π／１６
＋ｑで表される。Δｆに対しては、通常の分周数ｎを３
２−ｐとし、π／１６≦｜ｋ・ｑ｜となる｜ｋ｜シンボ
ルごとに分周数ｎを３２−ｐ±１とすることで、周波数
誤差を補償することができる。

【００６７】図１０に示すように、ｐ＋ｑビットの周波
数誤差データは、上位ｐビットをデコード回路５ａに、
下位ｑビットを加算器５ｃへ入力される。さらに、加算
器５ｃは、前記下位ｑビットとラッチ回路５ｂを介した
加算器５ｃの加算出力を、再生搬送波信号１周期毎に加
算するように接続したものである。図１１にデコード回
路５ａのデコード特性を示す。前記デコード回路５ａ
は、図１１に示すように、ｐビットで表現された２の補
数表現の値を、理想分周数ｎを中心として、所定の（ｎ
−Ｍ）〜（ｎ＋Ｍ）の範囲に制限する回路とする。図１
１において、横軸は周波数誤差データ（上位Ｐビット）
であり、縦軸は整数部分周データである。周波数誤差デ
ータの上位ｐが０のときには、整数部分周データｍ_pは
ｎとなり、ｎ＝３２のときには整数部分周データは３２
を出力する。周波数誤差データのｐが量子化ステップの
４倍の値であれば、整数部分周データｍ_pはｎ＋４とな
り、ｎ＝３２のときには整数部分周データは３６を出力
する。また、整数部分周データを（ｎ−Ｍ）〜（ｎ＋
Ｍ）の範囲に制限することにより、搬送波周波数の不必
要な追従を抑えることができる。例えば、Ｍを４にする
と、周波数誤差データのｐが量子化ステップの５倍の値
であっても、整数部分周データｍ_pはｎ＋４が出力され
る。

【００６８】また、有理数分周を回路的に実現するため
に、加算器５ｃの桁上がり（桁下がり）信号を利用す
る。ラッチ回路５ｂは、加算器５ｃの出力のうち下位ｑ
ビットをラッチし、再生搬送波信号の１周期ごとに出力
する。加算器５ｃでは、周波数誤差データの下位ｑビッ
トと、ラッチ回路５ｂでラッチした値とが加算される。
分周制御データとしては、ｑ＋１ビット目の桁上がり
（桁下がり）信号を利用する。これにより、前述のよう
に、周波数誤差が「１／４」ステップの大きさに相当す
るときは、ｍ＝ｎとした分周を３回に対し、ｍ＝(ｎ−
１)の分周を１回の割合で桁上がり信号を出力し、平均
的にｍ＝(ｎ−1/4)分周とする有理数分周によって周波
数誤差を補償することができる。そして、デコード回路
５ａのデコード出力と、前記加算器５ｃの桁上がり（桁
下がり）信号とを分周制御データとして、可変分周回路
３ｂへ出力する。

【００６９】また、可変分周回路３ｂの内部構成を図１
２に示す。図１２において、３ｂ１はカウンタ、３ｂ２
はデコード回路である。カウンタ３ｂ１は、固定発振器
３ａの発振出力を計数し、カウント出力をデコード回路
３ｂ２へ出力する。また、デコード回路３ｂ２へは、前
記分周制御データを入力する。デコード回路３ｂ２は、
カウント出力と分周制御データとを比較し、一致した場
合にカウンタ３ｂ１を初期化するものである。例えば、
分周制御データが３２のときにカウンタの出力が３２に
なると初期化される。分周出力としては、カウンタの出
力の特定ビットを利用することができる。該分周出力
は、位相シフト回路３ｃに入力され、位相シフト回路３
ｃでは分周出力の値により搬送波周波数を分周する。

【００７０】以上の構成は、整数分周によって生じる分
周誤差を再生搬送波信号１周期毎に累積して、累積結果
が前記位相データの最下位ビット精度（即ち、固定発振
器３ａの発振出力１周期）に相当する度に、分周数を±
１だけ増減させるようにしたものである。

【００７１】１シンボル時間で位相データの１ＬＳＢに
相当する位相差を与える周波数誤差であるｆnを用い
て、検出した周波数誤差Δｆを、 Δｆ＝ｌ・ｆn＋ｍq ｆn ≦｜k・ｍq｜ （ｌ,kは整数、ｍq＜１） のように表すことができる場合に、分周数ｍを再生搬送
波信号の(ｋ−1)周期は、ｍ＝ｎ＋ｌとし、次の１周期
は、ｍ＝ｎ＋ｌ±１とするように制御するものである。

【００７２】ただし、ｌは周波数誤差データの上位ｐビ
ット、また、mqは周波数誤差データの下位ｑビットに相
当する。

【００７３】このとき、前記ｌは、前記デコード回路５
ａによって出力する値の範囲が制限され周波数誤差がな
い理想状態のｍ＝ｎから極端に離れた分周数とならない
ように制御される。このデコード回路５ａの働きによっ
て再生搬送波信号が誤った周波数に同期することを防ぐ
ことができる。搬送波再生回路３の位相シフト回路３ｃ
では、位相データに基づいて位相シフトを行い、分周回
路３ｂでは、これとは非同期に平均的に周波数を調整す
ることがでる。

【００７４】以上、第１の実施例においては、データ変
換回路４ｆは、ＲＯＭで構成すれば良く、他の回路は全
てディジタル回路で実現でき、したがって回路のＬＳＩ
化が容易に行える効果がある。特に、小型化が要求され
る携帯移動通信端末において好適な回路である。

【００７５】本実施例によれば、周波数誤差をより高速
に検出することができる。

【００７６】〈第２実施例〉つぎに、本発明の第２の実
施例について説明する。

【００７７】図１３は、本発明の第２の実施例の構成を
示すブロック図である。図１３において２’は遅延検波
回路、７はタイミング再生回路、８はＤＡ変換回路、９
は電圧制御発振器ＶＣＯ、１０は周波数シンセサイザ、
１１は第２局部発振器、１２は発振器、１３はアンテ
ナ、１４は高周波受信回路ＲＦ、１５は中間周波受信回
路ＩＦであり、その他第１の実施例と同等な部分には同
じ符号を付けている。

【００７８】本実施例は、角度変調信号をダブルスーパ
ヘテロダイン方式で受信復調する無線受信回路におい
て、本発明の周波数誤差検出回路４の周波数誤差データ
を用い、受信同調周波数を制御するよう構成したもので
ある。

【００７９】アンテナ１３で受信された高周波の角度変
調信号は、高周波受信回路１４で同調をとって第１中間
周波数に変換後、さらに増幅されて中間周波受信回路１
５へ出力される。この際の同調周波数は、電圧制御発振
器９を原振として用いる周波数シンセサイザ１０より供
給される。前記第１中間周波数は、受信周波数と同調周
波数との周波数差によって定まり、例えば、電圧制御発
振器９の周波数安定度が低い場合は本来の設計値からの
偏差が増大する。第１中間周波数信号は、中間周波受信
回路１５に出力される。この第１中間周波数信号は、中
間周波受信回路１５において、第２局部発振器１１の発
振出力を用いて２度目の周波数変換を施され、対数増幅
された後に第２中間周波数信号として出力される。した
がって、第２中間周波数の本来の設定値からの偏差は、
送信局の周波数誤差が無視できるときは、前記電圧制御
発振器９と第２局部発振器１１との発振周波数による誤
差を加算した値となる。また、中間周波数受信回路１５
における対数増幅は、第２中間周波数信号出力をほぼ一
定のレベルに引き上げることを目的としたもので、この
とき利得を制御する利得制御信号は、受信信号レベルを
反映する。この利得制御信号を、受信レベル信号（以下
ＲＳＳＩ信号と称す）として用い、タイミンング再生回
路７へ出力する。

【００８０】一方、第２中間周波数信号は、リミタ１を
介して波形整形され遅延検波回路２’に入力される。こ
こで、遅延検波回路２’は、第１の実施例と等価な位相
データを復号回路６および周波数誤差検出回路４へ出力
するものである。そしてこの遅延検波回路２’および周
波数誤差検出回路４へ供給されるシンボルタイミングの
ＣＬＫ信号は、前記タイミング再生回路７より出力され
る。角度変調信号が前述のπ/4シフトＱＰＳＫ変調信号
の場合は、線形変調方式であり、位相遷移に伴って振幅
が変動するので、前記ＲＳＳＩ信号にタイミング成分が
含まれる。そこで、タイミング再生回路７は、変調速度
を中心周波数とする帯域通過フィルタによって前記ＲＳ
ＳＩ信号からタイミング成分を抽出し、さらに、位相同
期ループ手段によってジッタを除去することで容易にシ
ンボルタイミングを再生できる。

【００８１】つぎに、前記遅延検波回路２’の内部構成
を図１４に示す。図１４において２ｄ’は、同期化回
路、２ｅ１，２ｅ２はラッチ回路、２ｆは差動論理回
路、２ｇは分周回路である。第１の実施例と同等な回路
として、ゲート信号発生回路２ａ、論理積ゲート２ｂお
よびカウンタ２ｃを備える。第２中間周波数の角度変調
信号は、ゲート信号発生回路２ａへ入力される。ゲート
信号発生回路２ａには別に分周回路２ｇの分周出力ｄが
入力される。ただし、前記分周回路２ｇは、前記発振器
１２の発振出力を第２中間周波数の設定周波数に分周す
る。さて、ゲート信号発生回路２ａは、前記第２中間周
波数信号の立ち上がりから前記分周出力ｄの立ち上がり
で規定される期間に、ゲート信号ｇを「１」レベルとし
て出力する回路である。このゲート信号ｇは、第１の実
施例と同様論理積ゲート２ｂの一方の入力と同期化回路
２ｄ’とに接続される。論理積ゲート２ｂの他方の入力
は、発振器１２の発振出力とし、さらに、論理積出力は
カウンタ２ｃへ接続される。したがって、カウンタ２ｃ
は、第２中間周波数信号と分周出力ｄとの位相差（ｐ
１）を前記発振出力で計数することになる。また、同期
化回路２ｄ’は、本実施例の遅延検波回路２’の位相デ
ータの出力タイミングを制御するものであり、そのため
シンボルタイミングに同期したＣＬＫ信号と動作クロッ
クとなる前記発振器１２の発振出力とを入力する。そし
て、同期化回路２ｄ’は、第１の実施例において図６に
示した場合と同様に、ゲート信号ｇのたち下がりに同期
してカウンタ２ｃを初期化するリセット信号ｒを出力
し、さらに、必要な場合にリセット信号に先行してラッ
チ回路２ｅ１および２ｅ２にそれぞれデータを保持する
タイミング信号ｃ１およびｃ２を出力する回路である。

【００８２】さて、前記カウンタ２ｃのカウント値であ
る位相差データ出力（ｐ１）は、ラッチ回路２ｅ２およ
び差動論理回路２ｆへ出力される。また、差動論理回路
２ｆへは、さらに前記ラッチ回路２ｅ２の保持データ
（ｐ２）が入力され、前記位相差データｐ１と保持デー
タｐ２との差分が計算される。この計算結果は、ラッチ
回路２ｅ１に出力される構成である。このとき、同期化
回路２ｄ’は、第１の実施例において図６で説明した場
合と同様に、ＣＬＫ信号の立ち上がりを検出して前記タ
イミング信号ｃ１およびｃ２を出力する。即ち、シンボ
ルタイミングにもっと近いゲート期間に測定した位相差
データ（ｐ１）と、ラッチ回路２ｅ２の保持データ（ｐ
２）の差動論理出力を、前記ラッチ回路２ｅ１で保持す
るようにタイミングｃ１を出力する。続いて、ラッチ回
路２ｅ２の保持データを更新するようにタイミング信号
ｃ２を出力するものである。

【００８３】この結果、位相データは１シンボル期間の
相対的な位相遷移量を表すデータとなって、第１の実施
例同様、データの復号および周波数誤差の検出に用いる
ことができる。

【００８４】図１３において、復号回路６は、位相デー
タから２値ディジタルデータを復号して出力し、周波数
誤差検出回路４は位相データから周波数誤差データを得
る。周波数誤差検出の過程は、前記第１の実施例で述べ
た通りである。この周波数誤差データは、ＤＡ変換回路
８に入力される。ＤＡ変換回路８は、周波数誤差データ
によって対応づけられる発振制御電圧を発生し、この発
振制御電圧によって受信同調周波数精度を定める電圧制
御発振器９を制御するものである。

【００８５】図１５にＤＡ変換回路の内部構成を示す。
図１５において、８ａはデコード回路、８ｂは前記デコ
ード回路のデコード出力で出力電圧を設定されるＤＡ変
換部である。デコード回路８ａは、周波数誤差データを
減少させるように発振制御電圧を設定する回路である。

【００８６】本実施例では、周波数誤差データを電圧制
御発振器９に帰還して同調周波数を調整するため、第１
の実施例同様に、次第に周波数誤差データを収束させる
ことができる。また、デコード回路８ａの設定値に上
限、下限を設けることで、第１の実施例と同様に、誤同
期を防止することができる。

【００８７】〈第３の実施例〉つぎに、第３の実施例に
ついて説明する。

【００８８】図２１に、本発明第３の実施例であるディ
ジタル復調回路のブロック図を示す。図２１において、
１０１は、位相比較器であり、前述の実施例における検
波回路と同等の機能を備え、再生搬送波信号と角度変調
信号とを入力し、この再生搬送波信号と前記角度変調信
号との位相を比較して位相差データを出力する。１０２
および１１０は、5ビットのデータラッチ回路であり、
指示されたタイミングで入力したデータを保持する。１
０３は、復号器であり、角度変調信号を復号化する。１
０４は、位相誤差検出回路であり、前述の図１に示す位
相誤差検出回路４ａと同様な機能を備える。１０５は、
周波数誤差検出回路であり、前述の図１に示す周波数誤
差検出回路と同様であり、位相誤差検出回路を除く機能
を備える。１０６は、周波数調整回路であり、周波数誤
差データに基づいて周波数調整データを出力する。１０
７は、重み付け回路であり、周波数誤差検出回路で検出
した周波数誤差に基づいて受信位相の進み／遅れの影響
を予測し、該予測した受信位相の進み／遅れに応じて前
記再生搬送波信号の位相をあらかじめ定めた量シフトさ
せる。重み付け回路は、予測に応じてシフトするあらか
じめ定めた量を、あらかじめ定めた時間経過後、あるい
は、前記周波数誤差があらかじめ定めた値に収束したと
きに変更することができる。１０８、１０９および１１
１は、5ビットの演算回路であり、入力されたデータを
演算して結果を出力する。１１２は、データセレクタで
あり、32本の信号入力から任意の1本の信号を選択出力
する。１１３は、32段のシフトレジスタであり、１１４
はインバータである。

【００８９】図２１において、供給される信号として
は、角度変調信号と搬送波周波数信号(fc)と動作クロッ
ク信号(fc×32)とシンボルタイミング信号(fb)とがあ
る。また、出力される信号は受信データと周波数誤差デ
ータである。

【００９０】シフトレジスタ１１３は、３２段のシフト
レジスタであり、搬送波周波数信号fcをシフトデータと
して入力し、また搬送波周波数の３２倍の周波数である
動作クロックをシフトクロック信号として入力する。シ
フトレジスタ１１３の各段から搬送波周波数で位相の異
なる32本（C0〜C31）の多相信号が出力され、データセ
レクタ12へ入力される。データセレクタ12は、選択信号
にしたがった位相を再生搬送波信号として出力する。

【００９１】図３に、多相信号の位相関係の説明図を示
す。前述のように、図３において、C0〜C31の32本の信
号は、C0の1周期をTc[sec]としたときTc/32[sec]づつ遅
延させた信号であり、位相平面では順に2π/32[rad]=1
1.25[deg]づつ遅延させた信号となる。

【００９２】本実施例では、角度変調信号と前記再生搬
送波信号との位相差を検出し、この位相差にもとづく復
号を行うと共に前記データセレクタ12の選択信号を設定
して再生搬送波信号の位相を制御する位相同期ループと
して構成される。

【００９３】以下にその詳細を説明する。ただし、角度
変調信号は、π/4シフトQPSK変調で変調速度を21kボー
（baud）、伝送レート42kbpsとし、被変調搬送波周波数
を450[kHz]として説明する。

【００９４】「遅延検波の動作」受信した角度変調信号
と、データセレクタ12から出力した再生搬送波信号と
は、位相比較器１０１に入力され、2つの信号の位相差
が量子化された位相差データとして出力される。量子化
のステップ幅は、搬送波の設計周波数の1周期を32に等
分する角度で11.25[deg]とし、位相差データは5ビット
で表現する。

【００９５】2つの入力信号は、中心周波数が450[kHz]
で、1シンボル期間（1/21k=47.6[μs]）に平均的に約2
1.4波が入力されるので、位相差の検出も約21.4回行う
ことができる。図２２に位相比較器１０１の構成例を示
す。図２２に示す構成は、前述の図５に示した検波回路
の構成の他の実施例を示すものである。

【００９６】図２２において、１１５は、ゲート発生回
路であり、位相差に相当するゲート信号を発生する。１
１６は、論理ゲートであり、発生されたゲート信号と搬
送波設計周波数の32倍である動作クロック信号（ｆｃｘ
３２）との論理積を出力する。１１７は、5bitカウンタ
であり論理ゲート１１６から出力された信号をカウント
する。１１８は、5bitラッチ回路であり、5bitカウンタ
から出力された信号を一時保持する。

【００９７】図５において、角度変調信号と再生搬送波
信号とはゲート発生回路１１５に入力され、ゲート発生
回路１１５は位相差に相当するゲート信号を発生する。
ゲート信号は、例えば、前記再生搬送波信号の立ち上が
り時刻から次の角度変調信号の立ち上がり時刻までの期
間'Hi'レベルの状態を取る信号である。また、ゲート信
号発生回路１１５は、ゲート信号のたち下がりに続いて
ラッチクロック信号およびリセット信号の2つのパルス
を図６に示すタイミングで出力する。

【００９８】前述のように、図６は、位相比較器１０１
の動作タイミングの一例を示したものでもある。ゲート
信号発生回路１１５の各信号出力は、ゲート信号が論理
ゲート１１６へ、ラッチクロック信号が5bitラッチ回路
１１８へ、リセット信号が5biitカウンタ１１７へ入力
される。論理ゲート１１６は、前記ゲート信号と、搬送
波設計周波数の32倍である動作クロック信号との論理積
を出力し、5bitカウンタ１１７に対してクロック入力す
る。5bitカウンタ１１７は、図６に示すタイミングでリ
セットされ、ゲート信号が'Hi'レベルの期間を動作クロ
ックで計数することになる。したがって、現在の再生搬
送波信号の位相を基準軸においたとき図６に示すように
角度変調信号の各位相に対応した値を計数する。図２２
において、5bitカウンタ１１７の計数出力は、5bitラッ
チ回路１１８に入力され、再生搬送波信号1周期入力毎
に更新、保持される。そして5bitラッチ回路１１８の保
持出力を位相差データとして出力する。図６に示したよ
うに、シンボルタイミング時刻に最も近い位相差データ
を変調シンボルとして採用することになる。図示した場
合では「−6」となる。

【００９９】つぎに、図２１において、位相比較器１０
１から出力された位相差データは、シンボルタイミング
信号fbをラッチクロックとするデータラッチ１０２によ
ってシンボルタイミング時刻ｆｂ毎に最新の位相データ
が保持される。変調速度に比べて搬送波周波数が十分高
ければシンボルタイミング時刻とラッチ時刻との時間差
に生じた位相変化は無視でき、受信データの復号が行え
る。そこで、データラッチ１０２の位相差データを復号
器１０３に入力し、さらに、分岐して位相誤差検出回路
4と演算回路8へ入力する。復号器１０３は、位相差デー
タから図６に示した変調シンボルのいずれか最も近い変
調シンボルを選択して2bitの受信データに変換し出力す
る。

【０１００】一方、演算回路１０８へ入力された位相差
データは、次段の演算回路１０９を経由してデータセレ
クタ１１２の選択信号に供給される。本実施例は、位相
差データにもとづく位相制御によって遅延検波の動作を
実現するものである。位相差データのみに着目し、搬送
波周波数の変動、フェージングや雑音の影響を考慮しな
い場合、前記の遅延検波動作は図２３に示した模式的な
説明図で表現できる。

【０１０１】演算回路１０８の出力は、演算回路１０９
において、現在のデータセレクタ１１２の選択信号の値
と加算する。位相差データは、再生搬送波信号から見た
角度変調信号の相対的な位相であり、現在の再生搬送波
信号の位相に加算することで角度変調信号に再生搬送波
信号を追従させることができる。この位相追従動作に周
波数変動に対する調整データとさらに本発明の予測デー
タによる位相制御を加えて位相同期ループが構成され
る。

【０１０２】「搬送波周波数の調整」次に、周波数調整
の過程を説明する。位相差データは、位相誤差検出回路
１０４において変調成分を除去した位相誤差データに変
換される。位相誤差データは3bitで、前述と同様に、表
２に示したデータマップの対応表にもとづき変換され
る。π/4シフトQPSK変調では、シンボルを識別するしき
い値は、各シンボル位相の±π/4[rad]（=±45[deg]）
となる。この範囲を位相差データと同じ量子化ステップ
で8値に表現したものが位相誤差データである。

【０１０３】そして、搬送波周波数の変動量は、位相誤
差データの平均値から求めることができる。位相誤差デ
ータは、周波数誤差検出回路１０５へ入力する。周波数
誤差検出回路１０５の内部の構成を図３２に示す。図３
２に示した構成は、前述の図１に示した構成と同じであ
る。

【０１０４】図３２において、51および57は加算回路、
52および56はラッチ回路、53はデコーダ、54は計数回
路、55はデータ変換回路である位相誤差検出回路１０４
から出力された3bitの位相誤差データは、加算器51へ入
力される。加算器51は、さらに現在の加算出力の値をラ
ッチ回路52を介して入力し、この2つの入力データの加
算を行う。ラッチ回路52の更新および保持動作は、シン
ボルタイミング信号fbに同期して行うもので、したがっ
てシンボル毎に出力される位相誤差が加算器51において
積分されることになる。この加算器51の出力は、デコー
ダ53へ入力する。デコーダ53は、積分定数として設定さ
れた値と加算器51の出力値との比較を行い、積分定数に
達したことを検出して、一致した積分定数の正負の符号
と検出パルスを出力する。検出パルスは、計数回路54へ
入力する。計数回路54は、積分定数に達するまでの期間
をシンボルタイミング信号fbで計数する。そしてこの計
数出力をデータ変換回路55へ入力する。計数値は、周波
数誤差に逆比例するのでデータ変換回路55において計数
値から周波数誤差の大きさを求めることができる。また
データ変換回路55へは符号データが入力されており、周
波数誤差に正負の符号を与えることができる。データ変
換回路55は、求めた周波数誤差を現在の周波数誤差デー
タの補正データとして加算器57へ出力する。加算器56で
は、現在の加算出力を周波数誤差データとしてラッチ回
路56を介して入力し、前記補正データとの加算を行う。
ラッチ回路56は、前記デコーダ53の検出パルスの立ち下
がりをラッチクロック信号とするものであり、検出パル
スが出力される度に周波数誤差データが補正される。こ
の周波数誤差データにもとづき、次に示す周波数調整回
路6によって再生搬送波の位相が周波数誤差に起因する
位相偏移を補正するように制御される。このため、補正
データによる更新動作が徐々に行なわれなくなり、周波
数誤差データは次第に収束することになる。なお、本実
施例では、周波数誤差データは7bit出力として下位4bit
は位相誤差データの最下位ビット（以下LSB）をさらに1
6分割する精度で検出したものとする。また前記積分定
数には±16を用いている。

【０１０５】さて、図２１において、周波数調整回路6
は、前記周波数誤差データの上位３ビットを用いた整数
誤差調整データと下位４ビットを用いた有理数誤差調整
データとを出力する回路であり、内部構成のブロック図
を図３３に示す。図３３に示す構成は、前述のように図
１０に示している構成と同じであるが、ビット数を具体
的に示している。

【０１０６】図３３において、61は4bit加算器、62は再
生搬送波信号(fc)をラッチクロック信号とする4bitラッ
チ回路である。周波数誤差データの下位4bitは、4bit加
算器61へ入力される。4bit加算器61は、桁上がり/桁下
がりの発生を示す2bitの有理数誤差データを出力する回
路である。再生搬送波信号の位相に関しては一度に制御
できる最小単位が位相差および位相誤差データの1LSBと
なるが、この4bit加算器61は、さらに微少な周波数につ
いての制御を可能とするためのものである。1LSB分の位
相補正を周期的（間欠的）に実施し、再生搬送波の平均
周波数を1LSB／周期となる周波数精度で調整可能とする
回路である。これと同様の方法は、例えば、従来例の
「全ディジタル化ＡＣＴ同期検波回路」;斉藤他;電子情
報通信学会技術報告 RCS89−64 に記載の高精度ディジ
タル発振器(44頁)において詳述されている。ここでは、
前記加算器61において、下位4bitの誤差を再生搬送波１
周期毎に累積し、桁上がり/桁下がり信号の発生によっ
て位相差データの1LSBだけ再生搬送波信号をシフトす
る。このため加算器61出力をラッチ回路62を介して帰還
し下位4bitと加算を行う接続となっている。また、周波
数誤差データの上位3bitは位相差データの1LSBの整数倍
の誤差情報であり、前記有理数誤差調整データとは別に
整数誤差調整データとして出力される。

【０１０７】つぎに、図２１において、周波数調整回路
１０６からの2つのデータ出力は、有理数誤差調整デー
タが演算回路１０９へ、整数誤差調整データが演算回路
１１１へ入力される。前記演算回路１１１は、現在の演
算回路１０９の出力から整数誤差調整データを減算し、
シンボルタイミング信号fbをラッチクロックとするラッ
チ回路１１０へ出力する。ラッチ回路１１０における保
持出力は、演算回路１０９へ入力し、前記有理数誤差調
整データの減算を行ってデータセレクタ１１２の選択信
号として用いる。有理数誤差データは、±1か0の値を取
り得るが、データが変化するタイミングはシンボルタイ
ミングとは非同期となる。逆にラッチ回路１１０の保持
出力はシンボルタイミングに同期して変化するものであ
る。この2つの調整データによって再生搬送波の平均周
波数が制御され、角度変調信号の周波数変動に追従す
る。

【０１０８】「周波数追従範囲の拡張」本実施例におい
ては、搬送波周波数の許容変動範囲を拡張するために、
図２１に示す重み付け回路１０７から出力される予測デ
ータを用いる。重み付け回路１０７では、入力した周波
数誤差データの符号ビットから周波数の変動に起因して
発生する位相差の進み／遅れの方向により重み付けを変
化させ、さらに、特定の事象のときに重み付けの量を変
化させている。この周波数誤差データの符号ビットは、
位相差の進み／遅れを示しており、インバータ１１４を
介して重み付け回路１０７へ入力される。重み付け回路
１０７は、進み／遅れの情報にさらに適当な位相量を与
え、予測データとして演算回路１０８に出力する回路で
ある。

【０１０９】次に、重み付け回路7の動作について述べ
る。実際の重み付け量は、特定の事象のときすなわち、
特定時間あるいは周波数誤差データの収束程度等によっ
て変化させる。そこで本実施例では、表３に示すような
出力関係とし、引き込み初期には、重み付けを行う重み
付け設定値「1」の状態にあり、特定時間経過後は、重
み付けを行わない重み付け設定値「0」の状態へ遷移す
るようにしている。周波数誤差データの収束程度等によ
って変化させる例は、後述する第４の実施例において示
す。

【０１１０】

【表３】

【０１１１】重み付け設定値「1」の状態にある時間の
長さは、携帯電話では電源ＯＮ後の特定の期間である。
また、重み付け設定値「0」の状態は、予測データを用
いた制御を行わないことと同等である。以上のように、
重み付け回路１０７では、電源ＯＮ後の特定の期間にお
いて、周波数誤差データの符号ビットが１のとき、位相
差の進みとして出力する予測データを０とし、周波数誤
差データの符号ビットが０のとき、位相差の遅れとして
出力する予測データを１とする。特定時間経過後は、周
波数誤差データによる重み付けは行わないで、予測デー
タを０として出力する。すなわち、周波数調整回路によ
る調整のみ行われる。また、重み付けする位相量は、あ
らかじめ任意に設定することができる。例えば、重み付
け設定値２として、周波数誤差データの符号ビットが１
のとき、予測データを−１とし、周波数誤差データの符
号ビットが０のとき、予測データを１とすることもでき
る。さらに、周波数誤差データを特定期間蓄積し、蓄積
した周波数誤差データから位相の進みや遅れ具合を予測
し、それに基づいて重み付けする位相量を変更するよう
にしてもよい。

【０１１２】つぎに、予測データは、演算回路１０８に
おいて位相差データに加算され、演算回路１０９を経由
してデータセレクタ１１２に入力され選択信号に用いら
れる。

【０１１３】この重み付け回路１０７の動作は、予測さ
れる方向にシンボル識別のしきい値をシフトする働きが
ある。この点を以下に説明する。

【０１１４】例えば、重み付け回路１０７の重み付け量
を「1」とした場合、予測データは符号ビットが「1」
（周波数誤差データが負）のとき予測データが「0」
に、符号ビット「0」（周波数誤差データが正）のとき
予測データが「1」となるものである。このとき、位相
比較器１０１における位相差と位相差データとの関係を
図７に示したようにとれば、予測データを用いたときの
演算回路１０８の出力値の対応関係は、図２４に示すマ
ッピング図のように示すことができる。図２４におい
て、例えば、角度変調信号の位相として＋40および−40
[deg]の相対位相にある場合について考える。この場
合、図２４(a)に示すマッピングでは+3、−4の出力を、
図２４(b)に示すマッピングでは+4、−3の出力をそれぞ
れ得ることになる。即ち、位相変化の絶対値が等しくて
も変調シンボルの正負の符号が異なると再生搬送波の位
相制御量が異なることになる。この結果、変調データが
ランダムで有れば、位相制御に関して平均的に1/2LSBの
オフセットを生じる。図２４(a)に示すマッピングで
は、遅れ位相方向（時計回り）に位相制御が偏り、図２
４(b）に示すマッピングでは、進み位相方向（反時計回
り）に位相制御が偏る。図２５に、前記演算回路１０９
および１１１において周波数調整データによる再生搬送
波の位相制御を行わない場合、かつ、前記予測データを
「0」または「1」に固定した場合（すなわち、図２４に
示す（ａ）および（ｂ）のマッピングで復調したとき）
の周波数変動対ビット誤り率特性の1例を示す。また、
図２６に、周波数調整データによる再生搬送波の位相制
御を行った場合に、予測データの加算を行ったときと行
わないときの特性を示す。図２５および図２６は、周波
数誤差に対するビット誤り率の実験結果を示している。
図２５において、予測データを「0」に固定にしたとき
の周波数誤差に対するビット誤り率を□で示し、予測デ
ータを「1」に固定にしたときの周波数誤差に対するビ
ット誤り率を●で示す。重み付けを行う場合、本実施例
においては、周波数変動の符号に合わせて適応的に、図
２５に示す２つ特性を切り換えた上で周波数調整を行う
ものである。結果は図２６に示すような特性となる。重
み付け回路１０７を動作させ予測データの加算を行った
場合には、重み付けを行わない場合より周波数誤差を許
容できる範囲が広がっていることがわかる。この結果、
例えば、重み付けを行わない場合に比べて周波数の追従
範囲がオフセットの2倍にあたる位相差データの1LSB相
当分拡張する。これは、図２６においても同様なことが
わかる。

【０１１５】以上のように、重み付け回路による予測デ
ータの加算経路を備えることにより、搬送波周波数の許
容変動範囲を拡張することができる。

【０１１６】〈第４の実施例〉図２６に、予測データの
加算を行う場合と行わない場合との特性を示したよう
に、この重み付けの変化は、次に示す周波数誤差データ
をもとに携帯電話受信回路の局部発振器の発振周波数を
調整する場合にも有効である。この場合の実施例をつぎ
に説明する。

【０１１７】図２７に、本実施例のディジタル方式携帯
電話のブロック図を示す。図２７において、99は送受信
共用アンテナ、98は分波器である。97は、受信回路であ
り、受信信号を、高周波増幅して第１中間周波数に変換
し、さらに第２中間周波数に変換する。96は、復調器で
あり、前述の第３の実施例において説明したディジタル
復調回路82と、タイミング再生回路83とを備え、受信信
号を復号するものである。95は、チャネルコーディック
部であり、受信データにデインターリーブ処理および誤
り訂正を施し、送信データに誤り訂正符号を付加してイ
ンタリーブ処理を行う。94は、音声コーディック部であ
り、符号化されている受信データを音声信号に変換し、
送信する音声信号を符号化する。93は、受信信号出力手
段のスピーカである。92は、送信信号入力手段のマイク
である。91は、変調器であり、符号化された送信信号を
変調する。90は、送信回路であり、変調された送信信号
を送信周波数に周波数変換する。89は、制御部であり、
タイマを備えており、復調回路および局部発振器の調整
の制御を行う。88は、ＤＡ変換器、87は、電圧制御型の
局部発振器である。86は、周波数シンセサイザであり、
局部発振器８７から出力された発振信号を基準に第１混
合周波数の送信周波数を出力する。95は、位相同期ルー
プ（以下ＰＬＬ）であり、局部発振器８７の発振周波数
を基準に第２混合周波数を発生する。84は、操作部であ
り、送信指示や受信指示などの指示を受け付ける。

【０１１８】本実施例における携帯電話では、音声の送
受信は次のように行われる。

【０１１９】マイク92から入力された音声信号は、音声
コーディック部94において、量子化され、さらに符号化
規則に従って情報圧縮されてチャネルコーディック部95
へ出力される。チャネルコーディック部95では、誤り訂
正符号を付加し、インタリーブ処理を行い、フレーミン
グ同期を取って送信データを出力する。変調器91におい
て、この送信データを角度変調信号に変換する。つぎに
送信回路90において、角度変調信号を周波数シンセサイ
ザ86の出力する送信周波数に周波数変換し、電力増幅す
る。増幅された送信信号は、分波器98を介してアンテナ
99より送信される。

【０１２０】逆に受信信号は、受信回路97において、高
周波増幅され、周波数シンセサイザ86の出力する送信周
波数と混合して第１中間周波数に変換される。さらに、
受信回路97において、変換された第１中間周波数の受信
信号は、第２混合周波数を発生するＰＬＬ85の出力を用
いて第２中間周波数に変換され、対数増幅および角度変
調信号のローオフフィルタ（図示せず）による帯域制限
等を施され復調器96へ出力される。さらに、受信回路97
は、前記対数増幅処理における制御電圧から受信電界強
度信号を得て、同様に復調器96へ出力する。復調器96に
おいて、第２中間周波数に変換された受信信号は、復調
回路82へ、また受信電界強度信号はタイミング再生回路
83へ入力される。線形変調信号である角度変調信号は、
エンベロープにタイミング成分を含むので受信電界強度
信号から、シンボルタイミング信号を再生することがで
きる。そこで、タイミング再生回路83は復調回路82へシ
ンボルタイミング信号fbおよび復調回路82に必要なその
他のクロックを供給する。復調回路82では、前述のよう
に、位相比較器、位相誤差検出回路、周波数誤差検出回
路、周波数調整回路、重み付け回路等により再生搬送波
信号の位相が調整されて、受信データが復号される。そ
して、復調回路82から受信データの出力を得る。受信デ
ータは、チャネルコーディック部95において、デインタ
ーリーブ処理および誤り訂正を施され、符号化音声デー
タの形式にして音声コーデック部94に出力される。音声
コーディック部94は、符号化音声をアナログの音響信号
に変換しスピーカ93へ出力する。

【０１２１】「局部発振器の調整」以上のような携帯電
話では、送信周波数の高安定化が要求される。前記のデ
ィジタル自動車電話システム標準規格においても、高精
度に送信されてくる基地局の周波数に0.3[ppm]の精度で
追従するように定められている。本実施例においては、
前記局部発振器87の周波数を復調回路82の出力する周波
数誤差データをもとに調整する構成である。以下に、局
部発振器の調整について説明する。

【０１２２】本実施例においては、周波数誤差データを
制御部89で取り込み、制御部89はＤＡ変換器88を介して
局部発振器87へ周波数誤差を減少させるように発振制御
電圧を与えている。この構成の詳細を図２８に示す。図
２８において、第３の実施例と同等な部分については同
じ符号を付けている。ただし、周波数誤差検出回路１０
５は制御部89へ周波数誤差データを出力し、また、制御
部89は周波数誤差検出回路１０５を初期化するリセット
信号を出力する。また、制御部89は、重み付け回路１０
７に対して、重み付けをするか否かを切り換えるため
の、重み付け設定値に対応する重み付け制御信号の
「1」／「0」を出力する。この局部発振器87の調整は、
復調回路82の周波数誤差データが収束した後に行われ
る。周波数誤差データの収束は、制御部89において判定
し、収束したときに前記重み付け回路１０７の重み付け
設定値を「1」から「0」へ変更する。これは、局部発振
器87を高精度に調整するために行われる。重み付け設定
値が「1」の状態で、前記周波数調整回路7が機能して周
波数誤差データが微小に抑えられると、周波数誤差デー
タの正負の符号が不安定になる。したがって前記予測デ
ータによる再生搬送波の位相シフトの方向が頻繁に交代
することになる。即ち、図２５において誤り率特性を示
したように同期周波数にオフセットが生じた特性が交代
する。周波数誤差データには、この予測データによるオ
フセットも含まれるので、制御部89ではオフセット相当
分の補正をした周波数誤差を求めて局部発振器87を制御
する。局部発振器87を高精度に調整するためには、制御
部89におけるオフセット相当分の補正を正しく行うこと
が必要であり、これにはオフセット量を固定できたほう
が都合が良い。本実施例では、初期の引き込み期間を除
き、重み付け設定値を「0」に変更することでとオフセ
ット量を固定し、制御部89での補正を容易にしている。
上記のように、重み付け設定値を「0」に固定した場合
には、制御部89は周波数誤差データから換算される周波
数値から位相誤差データの1/2LSBに相当する周波数誤差
を加算した値を真値とし、ＤＡ変換器88を設定すれば良
い。

【０１２３】以上に説明した制御部における制御動作
を、図２９に示す処理フローを参照して詳細に説明す
る。まず、携帯電話の電源がONにされると、制御部89
は、重み付け設定値を「1」に設定して受信動作を開始
する(S100)。制御部89は、定期的に周波数誤差データを
入力し、移動平均を計算する(S101)。ここで、移動平均
とは、後述する時間β[ms]より短い一定時間における周
波数誤差データの平均値であり、変動幅を求めるための
値であるため移動平均としている。そして、制御部89
は、周波数誤差データの収束状況を判定する(S102)。例
えば、あらかじめ設定した変動幅α[Hz]以下を時間β[m
s]の間継続した場合に収束したとして判定すれば良い。
収束の判定は、前述の移動平均の周波数誤差データの最
大値と最小値とを随時更新して保持し、この最大値と最
小値との差を変動幅とし、この変動幅がα[Hz]以下にな
っている時間がβ[ms]継続したときに収束したとする。
例えば、変動幅α[Hz]を１００[Hz]に設定し、時間β[m
s]を１００[ms]に設定した場合を例にする。この場合、
移動平均は、例えば１０[ms]の時間の周波数誤差データ
の平均値とする。移動平均値は、１０[ms]ごとに算出さ
れ、算出された移動平均値が、それ以前に保持している
最大値および最小値と比較される。比較の結果、該最大
値より大きければ、その移動平均値を最大値として更新
し、該最小値より小さければ、その移動平均値を最小値
として更新する。更新後、最大値と最小値との差を算出
し、α[Hz]以下であれば変動幅は範囲内にあるとする。
この範囲以内にある時間が時間β[ms]の間継続した場合
に収束したとする。上記例においては、移動平均値が１
０回算出された間、変動幅がすべて範囲内にあれば収束
したとすることができる。収束していなければ、制御部
89に備えたタイマ(図示せず）を調べ、設定時間Ａ[s]以
上経過したか否かを判定し(S103)、経過している場合は
システム異常として異常処理へ移る。前記S102におい
て、収束していた場合、求めた移動平均値の周波数誤差
データの符号にしたがって前記周波数誤差データを補正
し、ＤＡ変換器88を介して局部発振器89を調整する(S10
4)。補正は、周波数誤差データの符号ビットが「0」の
場合1/2LSB相当のオフセットを加算し、符号ビットが
「1」の場合1/2LSB相当のオフセットを減算すれば良
い。次に、重み付けを「0」に変更し、同時に周波数誤
差検出回路5を初期化する(S105)。そして、再び周波数
誤差データの入力を行ない、移動平均を計算する(S10
6)。次に、周波数誤差データの収束したか否かの判定を
行う(S107)。例えば、あらかじめ設定した変動幅γ[Hz]
以下をδ[ms]の間継続した場合に収束したとする。収束
条件を満たしていない場合は、設定時間Ｂ[s]の経過に
よる異常検出を行う(S108)。また収束条件を満たしてい
た場合には、求めた移動平均から1/2LSB分のオフセット
を加算する補正を行い、この値を真値として局部発振器
87の補正を行い、同時に周波数誤差検出回路5の初期化
を行う(S109)。

【０１２４】通常、2回目(S107)の収束判定の条件は１
回目(S102)より厳密にする。そして前記処理109の後
に、携帯端末の送信を許可するようにすれば良い。すな
わち、変動幅γ[Hz]は変動幅α[Hz]より小さくし、時間
δ[ms]はβ[ms]より大きく取るようにする。

【０１２５】本実施例では、前記の予測データを用いた
再生搬送波信号の位相制御によって復調器96に入力でき
る角度変調信号の周波数誤差の許容範囲を拡張できる。
このため、前記局部発振器99の必要な絶対周波数精度を
緩和でき、発振器の低価格化が図れる効果がある。ま
た、重み付け回路１０７の動作を固定する重み付け制御
を設けたことにより、周波数誤差データ収束後の局部発
振器87の調整を容易にできる効果がある。

【０１２６】〈第５の実施例〉次に、本発明第５の実施
例について図３１を参照して説明する。図３１は、第５
の実施例である携帯画像伝送装置の構成を示す図であ
る。

【０１２７】図３１において、94'は、画像コーディッ
ク部であり、画像情報を量子化して符号化し、また、符
号化された画像信号を復号して画像情報にする。92'
は、画像入力部であり、ＯＣＲなどの光学的な画像情報
読み込み手段である。93'は、画像記録部であり、画像
信号を記録する。また、画像記録部93'は、画像出力手
段として、画像情報を出力するようにしてもよい。その
他、上記第４の実施例と同等な部分には同じ符号を付し
ている。

【０１２８】画像入力部92'は、光学的な読み込み手段
によって書類等の描画情報を読み取り、画像コーディッ
ク部94'へ画像信号を出力する。画像信号は、画像コー
ディック部94'において、２値のバイナリデータに変換
され、チャネルコーディック部95へ出力される。また、
受信時に、画像コーディック部94'へ入力された受信デ
ータは、画像コーディック部94'で画像信号に変換さ
れ、画像記録部93'へ出力される。画像記録部93'は画像
信号による描画印刷を行なうものである。

【０１２９】その他の各部の動作は、第４の実施例と同
様である。本実施例は、無線通信によって画像を伝送で
きるように構成された端末であり、復調噐96に本発明の
復調回路82を用いたことで第４の実施例と同様の効果が
ある。

【０１３０】上記実施例によれば、角度変調信号の１シ
ンボル前の受信位相に再生搬送波信号を同期追従するよ
うに構成した位相同期ループを用い、前記再生搬送波と
角度変調信号との位相差を判定し、受信データを復号す
るディジタル復調回路において、搬送波の周波数変動に
対する前記位相同期ループの追従範囲を拡張できる効果
がある。

【０１３１】また、上記実施例によれば、検出した周波
数誤差に比例した補正量で現在の周波数誤差の検出値を
補正するので、周波数同期時間が高速化できる効果があ
る。また、収束に伴って、補正値が減少するので検出値
のジッタを低減できる効果がある。

【０１３２】

【発明の効果】本発明によれば、ディジタル復調回路に
おいて、搬送波の周波数変動による誤り率特性の劣化を
補償する機能を備えることができる。また、ディジタル
復調回路内の周波数誤差検出回路において、周波数誤差
の検出動作を高速化すると共に収束後のジッタを低減す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明第１の実施例の構成を示すブロック図で
ある。

【図２】第１の実施例の位相シフト回路３ｃの内部構成
を示すブロック図である。

【図３】第１の実施例の位相シフト回路３ｃに用いられ
る多相基準信号の一例を説明する図である。

【図４】第１の実施例における位相データのマッピング
例を説明する図である。

【図５】第１の実施例の検波回路２の内部構成を示すブ
ロック図である。

【図６】第１の実施例の検波回路２および第３の実施例
の位相比較器における動作を説明するタイミングチャー
トである。

【図７】第３の実施例における位相比較器１０１におけ
る位相差と位相差データとの関係を説明する図である。

【図８】第１の実施例のデータ変換回路４ｆを説明する
図である。

【図９】第１の実施例における周波数誤差データの収束
の様子の一例を説明する図である。

【図１０】周波数制御回路の内部構成を示すブロック図
である。

【図１１】第１の実施例のデコード回路５ａの動作を説
明する図である。

【図１２】第１の実施例の可変分周回路３ｂの内部構成
を示すブロック図である。

【図１３】本発明第２の実施例の構成を示すブロック図
である。

【図１４】第２の実施例における遅延検波回路２’の内
部構成を示すブロック図である。

【図１５】第２の実施例におけるＤＡ変換回路の内部構
成を示すブロック図である。

【図１６】周波数誤差検出回路の従来例の構成を示すブ
ロック図である。

【図１７】周波数変動による受信信号の位相回転の様子
を説明する図である。

【図１８】π/4シフトＱＰＳＫ信号空間ダイヤグラム。

【図１９】ルックアップテーブルの説明図。

【図２０】４ｇの出力と実際の周波数誤差との関係を示
す説明図。

【図２１】第３の実施例におけるディジタル復調回路の
ブロック図である。

【図２２】位相比較器１０１の構成例を示したブロック
図である。

【図２３】第３の実施例の遅延検波動作の説明図であ
る。

【図２４】位相比較器１０１における角度変調信号の位
相差と予測データを用いた演算回路１０８の出力値の対
応関係のー例を示すマッピング図である。

【図２５】周波数調整データによる位相制御を行わない
場合で、予測データを「0」または「1」に固定したとき
の周波数誤差に対するビット誤り率特性のー例を示した
説明図である。

【図２６】予測データを加算しない場合と本発明第１の
実施例の周波数誤差に対するビット誤り率のー例を示し
た説明図である。

【図２７】第４の実施例におけるディジタル方式携帯電
話の構成を示すブロック図である。

【図２８】第４の実施例における制御部89と復調回路82
の接続を示すブロック図である。

【図２９】第４の実施例における制御部89の処理フロー
の一例である。

【図３０】周波数誤差の影響を示す説明図である。

【図３１】第５の実施例である携帯画像伝送装置の構成
を示すブロック図である。

【図３２】周波数誤差検出回路１０５のブロック図であ
る。

【図３３】周波数調整回路１０６のブロック図である。

【図３４】第１の実施例における位相誤差データのマッ
ピング例を説明する図である。

【符号の説明】

１…リミタ、２…検波回路、２’…遅延検波回路、２ａ
…ゲート信号発生回路、２ｂ…論理積ゲート、２ｃ…カ
ウンタ、２ｄ,２ｄ’…同期化 回路、２ｅ，２ｅ１，２ｅ２…ラッチ回路、２ｆ…差動
論理回路、２ｇ…分周回路、３…搬送波再生回路、３ａ
…固定発振器、３ｂ…可変分周回路、３ｂ１…カウン
タ、３ｂ２…デコード回路、３ｃ…位相シフト回路、３
ｃ１…シフトレジスタ、３ｃ２…セレクタ、３ｃ３…加
算器、３ｃ４…ラッチ回路、４…周波数誤差検出回路、
４ａ…位相誤差検出回路、４ｂ，４ｇ…加算器、４ｃ，
４ｇ…ラッチ回路、４ｄ…デコーダ、４ｅ…計数回路、
４ｆ…データ変換回路、５…周波数制御回路、５ａ…デ
コード回路、５ｂ…ラッチ回路、５ｃ…加算器、６…復
号回路、７…タイミング再生回路、８…ＤＡ変換回路、
８ａ…デコード回路、８ｂ…ＤＡ変換部、９…電圧制御
発振器、１０…シンセサイザ、１１…第２局部発振器、
１２…発振器、１３…アンテナ、１４…高周波受信回
路、１５…中間周波受信回路、１９１…アップダウンカ
ウンタ、１９２…比較回路、１９３…加算回路、１０１
…位相比較器、１０２および１１０…データラッチ、１
０３…復号器、１０４…位相誤差検出回路、１０５…周
波数誤差検出回路、１０６…周波数調整回路、１０７…
重み付け回路、１０８・１０９および１１１…演算回
路、１１２…データセレクタ、１１３…シフトレジス
タ、１１４…インバータ、１１５…ゲート発生回路、１
１６…論理ゲート、１１７…カウンタ、１１８…ラッチ
回路、51および57…加算回路、52および56…ラッチ回
路、53…デコーダ、54…計数回路、55…データ変換回
路、61…加算器、62…ラッチ回路、82…ディジタル復調
回路、８３…タイミング再生回路、８４…操作部、85…
位相同期ループ、86…周波数シンセサイザ、87…局部発
振器、88…ＤＡ変換器、89…制御部、90…送信回路、91
…変調器、92…マイク、92'…画像入力部、93…スピー
カ、93'…画像記録部、94…音声コーディック部、94'…
画像コーディック部、95…チャネルコーディック部、96
…復調器、97…受信回路、98…分波器、99…アンテナ。

フロントページの続き (72)発明者 下田 慎一 東京都千代田区神田駿河台四丁目６番地 株式会社日立製作所内 (72)発明者 山田 出 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町180番地 日 立通信システム株式会社内

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】角度変調信号の位相を、受信側で再生した
   再生搬送波信号を基準に検出するディジタル復調回路に
   おいて、 角度変調信号を受信して、該角度変調信号と前記再生搬
   送波信号との位相差を検出する検波回路と、 該検波回路で検出した位相差に基づいて周波数誤差を検
   出する周波数誤差検出回路と、 該周波数誤差検出回路で検出した周波数誤差に基づいて
   分周制御情報を出力する周波数制御回路と、 該周波数制御回路の分周制御情報に基づいてあらかじめ
   定めた発振信号を分周し、前記検波回路で検出した位相
   差に基づいて位相を遷移させ、再生搬送波信号を出力す
   る搬送波再生回路と、 前記検波回路で検出した位相差に基づいて前記角度変調
   信号をディジタルデータに復号する復号回路とを有し、 前記周波数誤差検出回路は、角度変調信号の受信位相か
   ら位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤
   差検出手段で検出された位相誤差から周波数誤差を出力
   する周波数誤差出力部とを備え、 前記周波数誤差出力部は、前記位相誤差検出手段で検出
   された位相誤差の累積加算された量が予め定めた位相量
   に達した時間を検出し、該時間に基づいて単位時間あた
   りの位相量を位相回転量とし、該位相回転量から周波数
   誤差を求め、該周波数誤差に基づいて周波数誤差を更新
   出力することを特徴とするディジタル復調回路。
2. 【請求項２】請求項１において、前記周波数誤差出力部
   は、前記位相誤差検出手段で検出された位相誤差を累積
   加算する加算手段と、該加算手段で加算された量が予め
   定めた位相量に一致したことを検出するデコード手段
   と、累積開始から予め定めた位相量に一致した時間を検
   出するのにあらかじめ定めたクロックを計数する計数手
   段と、該計数手段で計数した計数値に基づいて単位時間
   あたりの位相回転量から周波数誤差を求めるデータ変換
   手段と、該データ変換手段からの該周波数誤差を累積加
   算して更新出力する周波数誤差加算手段とを備えること
   を特徴とするディジタル復調回路。
3. 【請求項３】請求項２において、前記デコード手段は、
   前記予め定めた位相量として、正／負の位相量に一致し
   たことを検出し、一致した場合に、正／負の符号データ
   を出力し、 前記データ変換手段は、前記計数手段の計数値および前
   記デコ−ド手段からの正／負の符号データをアドレス信
   号とし、対応する周波数誤差を予め記憶しているテーブ
   ルメモリを備えることを特徴とするディジタル復調回
   路。
4. 【請求項４】請求項１において、前記周波数誤差検出回
   路で検出した周波数誤差に基づく、受信位相の進み／遅
   れに応じて前記再生搬送波信号の位相をあらかじめ定め
   た量シフトさせる重み付け回路をさらに有することを特
   徴とするディジタル復調回路。
5. 【請求項５】移動通信に適用されるヘテロダイン検波方
   式を用いた無線受信回路において、 制御信号により発振周波数を制御される電圧制御発振器
   と、該電圧制御発振器の発振信号に基づいて発振する周
   波数シンセサイザと、第２局部発振周波数の局部発振信
   号を出力する第２局部発振器と、角度変調信号を受信
   し、前記周波数シンセサイザに基づいて第１中間周波数
   に変換し第１中間周波数信号を出力する高周波受信回路
   と、該高周波受信回路で変換された第１中間周波数信号
   を前記第２局部発振器に基づいて第２中間周波数に変換
   して第２中間周波数信号を出力する中間周波受信回路
   と、第２中間周波数を中心周波数とする搬送波を再生し
   て再生搬送波信号を出力する搬送波再生回路と、前記中
   間周波受信回路で変換した第２中間周波数信号と前記搬
   送波再生回路から出力された再生搬送波信号との位相差
   を検出する遅延検波回路と、該遅延検波回路で検出した
   位相差に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出
   回路と、前記遅延検波回路で検出した位相差に基づいて
   前記角度変調信号をディジタルデータに復号する復号回
   路とを有し、 前記周波数誤差検出回路は、角度変調信号の受信位相か
   ら位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤
   差検出手段で検出された位相誤差から周波数誤差を出力
   する周波数誤差出力部とを備え、 前記周波数誤差出力部は、前記位相誤差検出手段で検出
   された位相誤差の累積加算された量が予め定めた位相量
   に達した時間を検出し、該時間に基づいて単位時間あた
   りの位相回転量から周波数誤差を求め、該周波数誤差に
   基づいて周波数誤差を更新し、検出した周波数誤差に基
   づいた制御信号により前記電圧制御発振器を制御するこ
   とを特徴とする無線受信回路。
6. 【請求項６】請求項５において、前記周波数誤差出力部
   で求めた周波数誤差に基づく、受信位相の進み／遅れに
   応じて前記再生搬送波信号の位相をあらかじめ定めた量
   シフトさせる重み付け回路をさらに有することを特徴と
   する無線受信回路。
7. 【請求項７】角度変調信号の受信位相から位相誤差を検
   出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手段で検
   出された位相誤差から周波数誤差を出力する周波数誤差
   出力部とを有する、ディジタル復調回路において利用さ
   れる周波数誤差検出回路であって、 前記周波数誤差出力部は、前記位相誤差検出手段で検出
   された位相誤差の累積加算された量が予め定めた位相量
   に達した時間を検出し、該時間に基づいて単位時間あた
   りの位相回転量から周波数誤差を求め、該周波数誤差に
   基づいて周波数誤差を更新出力することを特徴とする周
   波数誤差検出回路。
8. 【請求項８】角度変調信号の位相を、受信側で再生した
   再生搬送波信号を基準に検出するディジタル復調回路に
   おいて、 角度変調信号を受信して、該角度変調信号と前記再生搬
   送波信号との位相差を検出する検波回路と、該検波回路
   で検出した位相差に基づいて周波数誤差を検出する周波
   数誤差検出回路と、該周波数誤差検出回路で検出した周
   波数誤差に基づいて分周制御情報を出力する周波数制御
   回路と、該周波数制御回路の分周制御情報に基づいてあ
   らかじめ定めた発振信号を分周し、前記検波回路で検出
   した位相差に基づいて位相を遷移させ、再生搬送波信号
   を出力する搬送波再生回路と、前記検波回路で検出した
   位相差に基づいて前記角度変調信号をディジタルデータ
   に復号する復号回路とを有し、 該周波数誤差検出回路で検出した周波数誤差に基づく、
   受信位相の進み／遅れに応じて前記再生搬送波信号の位
   相をあらかじめ定めた量シフトさせる重み付け回路を有
   することを特徴とするディジタル復調回路。
9. 【請求項９】請求項８において、前記重み付け回路は、
   前記あらかじめ定めたシフト量を、あらかじめ定めたと
   きから一定時間経過後に、あるいは、前記周波数誤差が
   あらかじめ定めた値に収束したときに変更することを特
   徴とするディジタル復調回路。
10. 【請求項１０】請求項８において、前記重み付け回路
    は、あらかじめ定めたときから一定時間経過後に、ある
    いは、前記周波数誤差があらかじめ定めた値に収束した
    ときに、 前記シフトを行わないようにすることを特徴とするディ
    ジタル復調回路。