JPH11187654A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 変動する入力電圧より一定の出力電圧を得る
ためのＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入力電圧が大
になる程、インバータ８でのデューティ比を小にしなけ
ればならないが、デューティ比が小になるとトランス９
での損失が悪化していた。デューティ比が小になるのを
防ぐため降圧回路等を挿設すると、回路規模が大になる
と共に、コストが高くなってしまうという問題点があっ
た。 【解決手段】 トランス９の出力側にある整流回路１０
に、接続切換回路１８および平滑用インダクタンス２
３，２４を付設する。変動する入力電圧が或る所定値以
下の場合は、接続切換回路１８をオン（トランジスタ２
１，２２オン）とし、該所定値以上の場合はオフとなる
よう、コントローラ１７により制御する。接続切換回路
１８がオフとされた時、出力となって出る電圧は２分の
１とされるので、入力電圧が大になってもデューティ比
はあまり小にしなくとも良くなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧が大きく
変動してもトランスでの損失が少なくなるようにしたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図７は、ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の
従来例を示す図である。図７において、１は入力交流電
源、２は整流回路、６は平滑用コンデンサ、８はインバ
ータ、９はトランス、１０は整流回路、１１は平滑用イ
ンダクタンス、１２は平滑用コンデンサ、１３，１４は
抵抗、１５は電流検出器、１６は負荷、１７はコントロ
ーラである。

【０００３】入力交流電源１の交流は整流回路２で整流
され、インバータ８に印加される。インバータ８は、コ
ントローラ１７からの信号により制御され、印加された
直流を交流に変換し、トランス９へ送る。トランス９
は、変圧作用のほか入力側と出力側とを絶縁するという
作用をする。トランス９の出力は、整流回路１０により
整流され、平滑用インダクタンス１１および平滑用コン
デンサ１２により平滑され、負荷１６に供給される。抵
抗１３，１４は、出力電圧を検出するための分圧抵抗で
あり、平滑された直流電圧を分圧し、コントローラ１７
に伝える。電流検出器１５は、出力電流を検出するため
のものであり、検出信号はやはりコントローラ１７へ伝
えられる。

【０００４】電流検出器１５による電流検出は、出力電
流が予め定めてある所定値以上にならないよう監視する
ために行われる。もし、その所定値に達すれば、コント
ローラ１７からインバータ８への制御信号を調節して、
それ以上増大しないようにされる。抵抗１３，１４によ
る出力電圧の検出は、出力電圧を予め定めてある所定値
に制御するために行われる。検出電圧はコントローラ１
７内で設定値と比較され、その比較結果に基づき、イン
バータ８への制御信号が生成される。インバータへの制
御信号は、出力として発生させる交流の周期（これは、
出力周波数が決めてあるから決まる）の長さのうち、ど
の位の長さだけスイッチング素子をオンしているかを表
す比（デューティ比）で表される。従って、出力電圧が
所定値より高いと、インバータ８のスイッチング素子を
オンしている時間の割合を短くし（デューティ比を小に
し）、所定値より低いとオン時間の割合を長くする（デ
ューティ比を大にする）よう、制御信号が調節される。

【０００５】図５は、インバータでの入力電圧とデュー
ティ比との関係を説明する図である。この図は、出力電
圧としては一定の電圧を得ようとしているのに、入力電
圧が変動する場合、デューティ比はどのように変化させ
たらよいかを示している。縦軸は変動する入力電圧を表
し、横軸はデューティ比を表している。曲線イは、入力
電圧とデューティ比との関係を表す曲線であり、Ａ，
Ｂ，Ｃは、その曲線上の点である。Ｖ_A ，Ｖ_B ，Ｖ
_C は、それぞれ点Ａ，Ｂ，Ｃの場合における入力電圧で
あり、Ｄ_A ，Ｄ_B ，Ｄ_C は、それぞれ点Ａ，Ｂ，Ｃの場
合におけるデューティ比である。

【０００６】ここでは、得ようとしている出力電圧はＶ
_C を整流した電圧であるとしている。従って、入力電圧
がＶ_C の時のデューティ比Ｄ_C は、１００％とされる
（図５中の点Ｃの場合参照）。インバータの入力電圧が
Ｖ_C より増大した場合、インバータのスイッチング素子
のオン時間（デューティ比）をＶ_C の場合と同じまま
（１００％）としておくと、出力電圧は増大する。従っ
て、入力電圧がＶ_C より高くなるにつれ、デューティ比
は次第に小さくされる。

【０００７】図６は、インバータに於いてデューティ比
が異なる場合のスイッチング時間を示す図である。図６
（Ａ），図６（Ｂ），図６（Ｃ）は、それぞれ図５の点
Ａ，Ｂ，Ｃにおけるスイッチングを表す図である。Ｔは
交流の半周期を表し、Ｔ_ONは半周期のうちスイッチング
素子がオンしている時間を表している。従って、Ｔ_ON／
Ｔがデューティ比である。

【０００８】図６（Ｃ）は入力電圧がＶ_C の時のスイッ
チングであるが、この時はＴの期間全部にわたってオン
させられている（Ｔ＝Ｔ_ON。デューティ比Ｄ_C ＝１００
％）。 図６（Ｂ）は入力電圧がＶ_B の時のスイッチン
グであるが、Ｖ_B はＶ_C より大であるので、デューティ
比Ｄ_B はＤ_C より小とされ、オン時間は短くされる。図
６（Ａ）は入力電圧がＶ_A の時のスイッチングである
が、Ｖ_A はＶ_B より更に大であるので、デューティ比Ｄ
_A はＤ_B より更に小さくされ、オン時間は更に短くされ
る。

【０００９】図７に戻るが、ＤＣ−ＤＣコンバータ中の
トランス９には、図６に示されるようなデューティ比で
決まる時間だけ、正方向，逆方向に電流が流されるわけ
であるが、一般にトランスの効率は、デューティ比が小
さくなるほど悪くなることが知られている。入力電圧が
あまり変動しないものであれば、所望の出力電圧との電
圧比を基にしてトランスの巻線比を決定し、デューティ
比が１００％に近い値で制御されるようにすることが出
来るから、そのような場合は、トランスにおける効率を
高くすることが出来る。

【００１０】しかし、入力電圧が大きく変動する場合
は、そのような対処をすることが出来ない。従って、ト
ランスの効率はどうしても悪くなる。そこで、このよう
な場合は、トランスの前または後にトランスの効率を良
くするよう電圧を変換する回路（昇圧回路あるいは降圧
回路）を挿設したものが考えられている。次に、それを
示す。

【００１１】図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の従
来例を示す図である。符号は図７のものに対応し、３は
電流検出器、４，５は抵抗、７は降圧回路である。電流
検出器３は入力電流を検出するためのものであり、抵抗
４，５は入力電圧を検出するための分圧抵抗である。電
流検出器３で入力電流が過大となったことを検出する
と、コントローラ１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータを過電
流から保護する処置をとる（例えば、インバータ８への
制御信号を停止する）。

【００１２】抵抗４，５による入力電圧の検出は、降圧
回路７に降圧作用を行わせるか否かを決めるために行
う。降圧作用を行うか否かは、コントローラ１７からの
信号により指示される。入力電圧が大の場合には、降圧
回路７に降圧作用を行わせる。そうすると、インバータ
８におけるデューティ比は、降圧しなかった場合に比べ
て大となり、トランス９の効率は、降圧しなかった場合
に比べてはるかに良くなる。

【００１３】なお、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する従来
の文献としては、例えば、特開平４−３６８４６４号公
報等がある。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】降圧回路等を挿設して
デューティ比を大に保ち、トランスの効率を高くしよう
としたＤＣ−ＤＣコンバータでは、挿設する回路の分だ
け回路規模が大になると共に、コストが高くなってしま
うという問題点があった。本発明は、このような問題点
を解決することを課題とするものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明では、変動する入力電圧をデューティ比制御
して交流に変換するインバータと、該交流を変圧するト
ランスと、変圧された交流を整流する整流回路と、整流
電圧を平滑して直流出力電圧とする平滑回路と、該直流
出力電圧を検出する電圧検出手段と、該直流出力電圧を
一定値とするため該電圧検出手段からの検出値を基に前
記インバータのデューティ比制御を行うコントローラと
を具えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧を検
出し、検出信号を前記コントローラへ入力する入力電圧
検出手段と、トランジスタとダイオードとの逆並列接続
体２個を直列に接続したものから成り、前記整流回路の
一方の直流出力側端子に隣接する２つのダイオードの出
力側間に接続された接続切換回路と、該２つのダイオー
ドの出力側にそれぞれ一端が接続され、他端が一括して
出力端子に接続された平滑用インダクタンスとを具え、
入力電圧が所定値より小である時は前記トランジスタを
オンとし、入力電圧が該所定値より大である時は前記ト
ランジスタをオフとするよう前記コントローラにより制
御することとした。

【００１６】なお、このようなＤＣ−ＤＣコンバータ
は、車両の内燃機関により駆動される発電機からの発電
電圧を入力電圧として、一定の直流出力電圧を得ようと
する場合に使用するＤＣ−ＤＣコンバータとして、好適
である。

【００１７】（解決する動作の概要）変動する入力電圧
より一定の出力電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、インバータのデューティ比制御をし、それ
で得られた交流をトランスで変圧し、更に整流，平滑し
て得ている。一般にトランスでの損失は、インバータで
のデューティ比が小さい程大となる。本発明では、入力
電圧が所定値より大となると、整流回路に付設された接
続切換回路の切り換えにより、出力電圧が２分の１とさ
れるので、インバータでのデューティ比は、それほど小
さくしなくとも所定の出力電圧が得られる。そのため、
トランスの効率は、上記のように２分の１としない場合
に比べ、向上する。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて詳細に説明する。図１は、本発明にかかわるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを示す図である。符号は図８のもの
に対応し、１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄは整流回路
１０を構成するダイオード、１８は接続切換回路、１
９，２０はダイオード、２１，２２はトランジスタ、２
３，２４は平滑用インダクタンスである。平滑用インダ
クタンス２３，２４は、等しいインダクタンス値Ｌを有
するものとする。図８と同じ符号の部分は、同様の動作
をするので、それらについての説明は省略する。

【００１９】構成上、図８の従来例と相違する点は、降
圧回路７を廃止し、その代わりに接続切換回路１８を設
けた点である。平滑用インダクタンス２３，２４は、従
来の平滑用インダクタンス１１に対応するものであり、
純粋に新規に加えたものではない。ただ、接続切換回路
１８の新設に対応させて、２個にしただけである。

【００２０】接続切換回路１８の構成は、トランジスタ
とダイオードとの逆並列接続体２個を、直列に接続した
ものである。その接続切換回路１８を、整流回路１０の
一方の直流出力側端子に隣接するダイオード（１０Ａ，
１０Ｃ）の出力側間に接続する。そして、該ダイオード
（１０Ａ，１０Ｃ）の出力側には、それぞれ平滑用イン
ダクタンス２３，２４の一端を接続し、平滑用インダク
タンス２３，２４の他端は一括して出力端子に接続す
る。

【００２１】接続切換回路１８での切り換えは、コント
ローラ１７からの制御信号により、トランジスタ２１，
２２がオンまたはオフされることにより行われる。図２
は、接続切換回路１８により切り換えられた時の整流回
路１０周辺の回路を説明する図である。図２（イ）は、
トランジスタ２１，２２がオンされた時のものであり、
図２（ロ）はトランジスタ２１，２２がオフされた時の
ものであり、図２（ハ）は（ロ）の回路を書き換えたも
のである。

【００２２】まず、図２（イ）の回路について説明す
る。図１の回路で、ダイオード１０Ａがオンする半波で
は、トランジスタ２１がオンさせられ、ダイオード１０
Ａ→トランジスタ２１→ダイオード２０→平滑用インダ
クタンス２４という経路で電流が流れる。逆に、ダイオ
ード１０Ｃがオンする半波では、トランジスタ２２がオ
ンさせられ、ダイオード１０Ｃ→トランジスタ２２→ダ
イオード１９→平滑用インダクタンス２３という経路で
電流が流れる。平滑用インダクタンス２３，２４のイン
ダクタンス値は、共に同じ（Ｌ）としているから、結
局、この時の回路は、図２（イ）の如く、整流回路１０
に１つの平滑用インダクタンス２３（または２４）が接
続されていると考えてよい。従って、入力電圧をＶ_i と
すると、出力端子Ｏ₁ ，Ｏ₂ には、その整流電圧Ｖ_I が
現れる。

【００２３】次に、トランジスタ２１，２２がオフされ
た時の回路を、図２（ハ）によって説明する。平滑用イ
ンダクタンス２３，２４の接続点をＭとし、ダイオード
１０Ｂ，１０Ｄの接続点をＮとする。接続点Ｍは、同じ
インダクタンス値Ｌを持つ平滑用インダクタンス２３，
２４に挟まれ、上下対称の回路構成の中間点となってい
ることより理解し得るように、この回路に交流の入力電
圧Ｖ_i が印加された場合、接続点Ｍの電圧はその２分の
１の整流電圧となる。即ち、出力端子Ｏ₁ ，Ｏ₂ 間には
Ｖ_I ／２の電圧が現れる。電圧が２分の１とされること
に伴い、ダイオード等の回路素子を耐圧の低いものとす
ることが出来、コストも安くなる。

【００２４】本発明で、前記のような接続切換回路１８
を挿設した理由は、入力電圧が大きくなってもトランス
９の効率が悪くならないようにするためであるが、次
に、そのことについて説明する接続切換回路１８の切り
換え制御を最初に述べておく。入力電圧が所定値以下で
あればトランジスタ２１，２２をオンとする（図２
（イ）の回路とする）。入力電圧が所定値より大であれ
ばトランジスタ２１，２２をオフとする（図２（ロ），
（ハ）の回路とする）。この切り換え制御は、既に述べ
たように、コントローラ１７からの制御信号により行
う。

【００２５】このような切り換え制御を行うと、入力電
圧が前記所定値より大となっても、インバータ８でのデ
ューティ比を非常に小さな値とする必要がなくなる。そ
れを図３によって説明する。図３は、本発明におけるイ
ンバータでのデューティ比を説明する図である。縦軸，
横軸および符号は図５のものに対応している。Ｖ₁ ，Ｖ
₂ ，Ｖ₃ は入力電圧であり、Ｄ_M は入力電圧がＶ₂ の時
のデューティ比である。Ｖ₁ は、インバータ８でのデュ
ーティ比を１００％として、所定の出力電圧を得ること
が出来る入力電圧である。Ｖ₃ は想定される最大の入力
電圧である。Ｖ₂ はＶ₁ とＶ₃ との間の電圧であって、
Ｖ₁ の２倍の電圧であり、この電圧を境にして接続切換
回路１８による切り換え制御を行う。即ち、入力電圧が
Ｖ₂ 以上になった時に図２（ロ）の回路（出力２分の１
倍回路）とし、入力電圧がＶ₂ より小になった時に図２
（イ）の回路（出力１倍回路）となるようにする（但
し、実際にはハンチングを起こさないよう、切り換え制
御は或る程度のヒステリシスを持たせて行う。例えば、
Ｖ₂ を超えてＶ₂ ＋αに上昇した時図２（ロ）の回路と
し、Ｖ₂ を下回ってＶ₂ −αまで低下した時図２（イ）
の回路とする。）。

【００２６】そのようにすると、図３に示すように、入
力電圧がＶ₁ 〜Ｖ₂ の範囲では、入力電圧とデューティ
比との関係は曲線イの如くである。これは従来と同様で
ある。この場合のデューティ比は、Ｄ_M より大の範囲で
変わるだけであり、０％近くの非常に小さな値になるこ
とはない。従って、トランス９の効率は悪くなることは
ない。

【００２７】次に、入力電圧がＶ₂ 〜Ｖ₃ の範囲では、
入力電圧とデューティ比との関係は曲線ロの如くとす
る。即ち、入力電圧がＶ₂ の時にはデューティ比１００
％とし、それより入力電圧が上昇するにつれて、デュー
ティ比も徐々に低下させてゆくという関係にする。この
ような関係にしてよい理由は、インバータ８による変換
により生成された交流が、トランス９を経た後、図２
（ロ）の回路により２分の１にされるからである。つま
り、インバータ８は２倍の電圧の交流を発生していても
よいからである。

【００２８】もし、トランス９を経た後、２分の１にさ
れないのであれば、インバータ８でのデューティ比制御
は、図３の点線の曲線イ−１の如くに行われなければな
らない。そうすると、入力電圧がＶ₃ 近くになると、デ
ューティ比は０％近くの値とせざるを得ないが、これで
はトランス９の効率は非常に悪くなってしまう。本発明
では、図２（ロ）回路のように切り換えることにより、
それが回避される。なお、入力電圧の大きさは抵抗４，
５により検出され、コントローラ１７はその検出値に基
づいて判断し、接続切換回路１８に切り換え信号を送
る。

【００２９】以上のように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、入力電圧が大きく変動しても、トランス９を効
率の良い状態で動作させることが出来るものであるが、
このようなＤＣ−ＤＣコンバータを使用するのに適した
例を、次に述べる。図４は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの使用例を示す図である。図４において、３１はプ
ーリ、３２はエンジン、３３は吸気管、３４は排気管、
３５はターボチャージャ、３６はコンプレッサブレー
ド、３７は回転子、３８は固定子、３９はターボチャー
ジャ回転電機、４０はタービンブレード、４１はベル
ト、４２はプーリ、４３は車両発電機、４４はコントロ
ーラ、４５はパワー部、４６はＤＣ−ＤＣコンバータ、
４７はバッテリ、４８は負荷である。

【００３０】車両発電機４３は、エンジン３２によりプ
ーリ３１，ベルト４１，プーリ４２を介して駆動され
る、車両搭載発電機である。ターボチャージャ３５は、
排気管３４からの排気ガスによりタービンブレード４０
を回転させ、その回転力を利用してコンプレッサブレー
ド３６を回転させて、外部の空気を吸気管３３に取り入
れる。ターボチャージャ回転電機３９は、そのターボチ
ャージャ３５に組み込まれた回転電機であり、ターボチ
ャージャ３５の回転軸に回転子３７が取り付けられ、タ
ーボチャージャ３５のハウジング内に固定子３８が取り
付けられる。回転子３７の回転により固定子３８に起電
力が誘起され、それによる発電電圧が外部へ取り出され
る。

【００３１】車両発電機４３およびターボチャージャ回
転電機３９からの発電電圧は、パワー部４５に導入され
る。パワー部４５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４６を内蔵
し、車両が必要とする電圧に変換する。その変換制御
は、コントローラ４４によって行われる。変換された電
圧は、バッテリ４７や車両内の電気の負荷４８等に供給
される。車両発電機４３の回転数は、エンジン回転数の
状況によって大きく変動する。特に、本実施例では、発
進時にはターボチャージャ回転電機３９へ電圧を供給す
ることを考慮に入れ、高速に増速される（３〜５倍）の
で、車両発電機４３からの発電電圧は大きく変動する。
従って、パワー部４５に内蔵させるＤＣ−ＤＣコンバー
タ４６としては、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを使用
することが適する。即ち、入力電圧が大きく変動して
も、デューティ比をあまり小さくすることなく使用でき
るので、トランスでの損失を少なくすることが出来るか
らである。

【００３２】

【発明の効果】以上述べた如く、本発明のＤＣ−ＤＣコ
ンバータによれば、次のような効果を奏する。 （請求項１の発明の効果）入力電圧が所定値より大とな
ると、整流回路に付設された接続切換回路の切り換えに
より電圧が２分の１とされるので、インバータでのデュ
ーティ比はそれほど小としなくとも、所定の出力電圧を
得ることが出来る。そのため、接続切換回路による切り
換えということが行われない従来のものに比べ、トラン
スでの損失は少なくなり、その効率が向上する。なお、
降圧回路等が不用となるので、回路規模が小となる共
に、コストが安くなる。更に、電圧が２分の１とされる
ことに伴い、ダイオード等の回路素子を耐圧の低いもの
とすることが出来、この面でもコストが安くなる。

【００３３】（請求項２の発明の効果）車両発電機やタ
ーボチャージャ回転電機の発電電圧を入力として一定直
流電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電
圧が大きく変動しても一定直流電圧を出力すること、車
両空間が限られていることより、出来るだけ狭いスペ
ースに搭載できること等が要望されているが、本発明の
ＤＣ−ＤＣコンバータはそれらの条件を満たすものであ
り、車両搭載用に好適である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明にかかわるＤＣ−ＤＣコンバータを示
す図

【図２】 接続切換回路１８により切り換えられた時の
整流回路周辺の回路を説明する図

【図３】 本発明におけるインバータでのデューティ比
を説明する図

【図４】 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの使用例を示
す図

【図５】 インバータでの入力電圧とデューティ比との
関係を説明する図

【図６】 インバータに於いてデューティ比が異なる場
合のスイッチングを示す図

【図７】 ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の従来例を示す
図

【図８】 ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の従来例を示す
図

【符号の説明】

１…入力交流電源、２…整流回路、３…電流検出器、
４，５…抵抗、６…平滑用コンデンサ、７…降圧回路、
８…インバータ、９…トランス、１０…整流回路、１０
Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ…ダイオード、１１…平滑
用インダクタンス、１２…平滑用コンデンサ、１３，１
４…抵抗、１５…電流検出器、１６…負荷、１７…コン
トローラ、１８…接続切換回路、１９，２０…ダイオー
ド、２１，２２…トランジスタ、２３，２４…平滑用イ
ンダクタンス、３１…プーリ、３２…エンジン、３３…
吸気管、３４…排気管、３５…ターボチャージャ、３６
…コンプレッサブレード、３７…回転子、３８…固定
子、３９…ターボチャージャ回転電機、４０…タービン
ブレード、４１…ベルト、４２…プーリ、４３…車両発
電機、４４…コントローラ、４５…パワー部、４６…Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ、４７…バッテリ、４８…負荷、Ｖ
_A ，Ｖ_B ，Ｖ_C …入力電圧、Ｄ_A ，Ｄ_B ，Ｄ_C ，Ｄ_M …
デューティ比

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 変動する入力電圧をデューティ比制御し
   て交流に変換するインバータと、該交流を変圧するトラ
   ンスと、変圧された交流を整流する整流回路と、整流電
   圧を平滑して直流出力電圧とする平滑回路と、該直流出
   力電圧を検出する電圧検出手段と、該直流出力電圧を一
   定値とするため該電圧検出手段からの検出値を基に前記
   インバータのデューティ比制御を行うコントローラとを
   具えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧を検出
   し、検出信号を前記コントローラへ入力する入力電圧検
   出手段と、トランジスタとダイオードとの逆並列接続体
   ２個を直列に接続したものから成り、前記整流回路の一
   方の直流出力側端子に隣接する２つのダイオードの出力
   側間に接続された接続切換回路と、該２つのダイオード
   の出力側にそれぞれ一端が接続され、他端が一括して出
   力端子に接続された平滑用インダクタンスとを具え、入
   力電圧が所定値より小である時は前記トランジスタをオ
   ンとし、入力電圧が該所定値より大である時は前記トラ
   ンジスタをオフとするよう前記コントローラにより制御
   することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 車両の内燃機関により駆動される発電機
   からの発電電圧を入力電圧としたことを特徴とする請求
   項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。