JPH11187662A

JPH11187662A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH11187662A
Application number: JP36730197A
Authority: JP
Inventors: Kazunari Akiyama; 和成秋山
Original assignee: Isuzu Motors Ltd
Current assignee: Isuzu Motors Ltd
Priority date: 1997-12-24
Filing date: 1997-12-24
Publication date: 1999-07-09

Abstract

(57)【要約】【課題】変動する入力電圧より一定の出力電圧を得る
ためのＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入力電圧が大
になる程、インバータ８でのデューティ比が小にされ、
トランスでの損失が悪化していた。【解決手段】トランス以降の回路を、トランス９Ａと
整流平滑手段（１０Ａ，１１Ａ，１２Ａ）からなる第１
の系統と、トランス９Ｂと整流平滑手段（１０Ｂ，１１
Ｂ，１２Ｂ）からなる第２の系統とにし、その２系統の
出力電圧を加算して最終出力電圧を得る構成とする。入
力電圧が所定値以下の時は第１の系統にはデューティ比
１００％の電圧を印加し、第２の系統にはデューティ比
可変制御した電圧を印加する。入力電圧が所定値より大
の時は第１の系統にのみデューティ比可変制御した電圧
を印加し、第２の系統への印加電圧はゼロとする。こう
すると、トランスへ印加される電圧は、入力電圧が大に
なっても従来よりデューティ比大の形で印加されるの
で、トランスでの損失は少なくなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧が大きく
変動してもトランスでの損失が少なくなるようにしたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図９は、ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の
従来例を示す図である。図９において、１は入力交流電
源、２は整流回路、６は平滑用コンデンサ、８はインバ
ータ、９はトランス、１０は整流回路、１１は平滑用イ
ンダクタンス、１２は平滑用コンデンサ、１３，１４は
抵抗、１５は電流検出器、１６は負荷、１７はコントロ
ーラである。

【０００３】入力交流電源１の交流は整流回路２で整流
され、インバータ８に印加される。インバータ８は、コ
ントローラ１７からの信号により制御され、印加された
直流を交流に変換し、トランス９へ送る。トランス９
は、変圧作用のほか入力側と出力側とを絶縁するという
作用をする。トランス９の出力は、整流回路１０により
整流され、平滑用インダクタンス１１および平滑用コン
デンサ１２により平滑され、負荷１６に供給される。抵
抗１３，１４は、出力電圧を検出するための分圧抵抗で
あり、平滑された直流電圧を分圧し、コントローラ１７
に伝える。電流検出器１５は、出力電流を検出するため
のものであり、検出信号はやはりコントローラ１７へ伝
えられる。

【０００４】電流検出器１５による電流検出は、出力電
流が予め定めてある所定値以上にならないよう監視する
ために行われる。もし、その所定値に達すれば、コント
ローラ１７からインバータ８への制御信号を調節して、
それ以上増大しないようにされる。抵抗１３，１４によ
る出力電圧の検出は、出力電圧を予め定めてある所定値
に制御するために行われる。検出電圧はコントローラ１
７内で設定電圧と比較され、その比較結果に基づき、イ
ンバータ８への制御信号が生成される。インバータへの
制御信号は、出力として発生させる交流の周期（これ
は、出力周波数が決めてあるから決まる）の長さのう
ち、どの位の長さだけスイッチング素子をオンしている
かを表す比（デューティ比）で表される。従って、出力
電圧が所定値より高いと、インバータ８のスイッチング
素子をオンしている時間の割合を短くし（デューティ比
を小にし）、所定値より低いとオン時間の割合を長くす
る（デューティ比を大にする）よう、制御信号が調節さ
れる。

【０００５】図７は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでの
デューティ比制御を示す図である。この図は、出力電圧
としては一定の電圧を得ようとしているのに、入力電圧
が変動する場合、デューティ比はどのように変化させた
らよいかを示している。縦軸はインバータ８への入力電
圧（変動する電圧）を表し、横軸はインバータ８でのス
イッチングのデューティ比を表している。曲線イは、入
力電圧とデューティ比との関係を表す曲線であり、Ａ，
Ｂ，Ｃは、その曲線上の点である。Ｖ_A，Ｖ_B，Ｖ
_Cは、それぞれ点Ａ，Ｂ，Ｃの場合における入力電圧で
あり、Ｄ_A，Ｄ_B，Ｄ_Cは、それぞれ点Ａ，Ｂ，Ｃの場
合におけるデューティ比である。

【０００６】ここでは、得ようとしている出力電圧はＶ
_Cを整流した電圧であるとしている。従って、入力電圧
がＶ_Cの時のデューティ比Ｄ_Cは、１００％とされる
（図７中の点Ｃに注目のこと）。インバータの入力電圧
がＶ_Cより増大した場合、インバータのスイッチング素
子のオン時間の割合（デューティ比）をＶ_Cの場合と同
じまま（１００％）としておくと、出力電圧は増大す
る。従って、入力電圧がＶ_Cより高くなるにつれ、デュ
ーティ比は次第に小さくされる。

【０００７】図８は、従来におけるデューティ比制御の
具体例を示す図であり、縦軸はトランス印加電圧、横軸
は時間である。図８（Ａ），図８（Ｂ），図８（Ｃ）
は、それぞれ図７の点Ａ，Ｂ，Ｃにおけるスイッチング
を表す図である。Ｔは交流の半周期を表し、Ｔ_ONは半周
期のうちスイッチング素子がオンしている時間を表して
いる。従って、Ｔ_ON／Ｔがデューティ比である。

【０００８】図８（Ｃ）は入力電圧がＶ_Cの時のスイッ
チングであるが、この時はＴの期間全部にわたってオン
させられている（Ｔ＝Ｔ_ON。デューティ比Ｄ_C＝１００
％）。図８（Ｂ）は入力電圧がＶ_Bの時のスイッチン
グであるが、Ｖ_BはＶ_Cより大であるので、デューティ
比Ｄ_BはＤ_Cより小とされ、オン時間は短くされる。図
８（Ａ）は入力電圧がＶ_Aの時のスイッチングである
が、Ｖ_AはＶ_Bより更に大であるので、デューティ比Ｄ
_AはＤ_Bより更に小さくされ、オン時間は更に短くされ
る。

【０００９】図９に戻るが、ＤＣ−ＤＣコンバータ中の
トランス９には、図７に示されるようなデューティ比で
決まる時間だけ、正方向，逆方向に電流が流されるわけ
であるが、一般にトランスの効率は、デューティ比が小
さくなるほど悪くなることが知られている。入力電圧が
あまり変動しないものであれば、所望の出力電圧との電
圧比を基にしてトランスの巻線比を決定し、デューティ
比が１００％に近い値で制御されるようにすることが出
来るから、そのような場合は、トランスにおける効率を
高くすることが出来る。

【００１０】しかし、入力電圧が大きく変動する場合
は、そのような対処をすることが出来ない。従って、ト
ランスの効率はどうしても悪くなる。そこで、このよう
な場合は、トランスの前または後にトランスの効率を良
くするよう電圧を変換する回路（昇圧回路あるいは降圧
回路）を挿設したものが考えられている。次に、それを
示す。

【００１１】図１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の
従来例を示す図である。符号は図９のものに対応し、３
は電流検出器、４，５は抵抗、７は降圧回路である。電
流検出器３は入力電流を検出するためのものであり、抵
抗４，５は入力電圧を検出するための分圧抵抗である。
電流検出器３で入力電流が過大となったことを検出する
と、コントローラ１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータを過電
流から保護する処置をとる（例えば、インバータ８への
制御信号を停止する）。

【００１２】抵抗４，５による入力電圧の検出は、降圧
回路７に降圧作用を行わせるか否かを決めるために行
う。降圧作用を行うか否かは、コントローラ１７からの
信号により指示される。入力電圧が大の場合には、降圧
回路７に降圧作用を行わせる。そうすると、インバータ
８におけるデューティ比は、降圧しなかった場合に比べ
て大となり、トランス９の効率は、降圧しなかった場合
に比べてはるかに良くなる。

【００１３】なお、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する従来
の文献としては、例えば、特開平４−３６８４６４号公
報，特開平５−２８４７４４号公報，特開平５−３３６
７４９号公報，特開平７−３１１４４号公報等がある。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】降圧回路等を挿設して
デューティ比を大に保ち、トランスの効率を高くしよう
としたＤＣ−ＤＣコンバータでは、挿設する回路の分だ
け回路規模が大になると共に、コストが高くなってしま
うという問題点があった。本発明は、このような問題点
を解決することを課題とするものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明では、変動する入力電圧をデューティ比制御
して交流に変換するインバータと、該交流を変圧するト
ランスと、変圧された交流を整流，平滑する整流平滑手
段と、直流出力電圧を検出する電圧検出手段と、該直流
出力電圧を一定値とするため該電圧検出手段からの検出
値を基に前記インバータのデューティ比制御を行うコン
トローラとを具えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前
記インバータを第１，第２および第３のアームより成る
ブリッジ構成のものとし、入力電圧を検出し、検出信号
を前記コントローラへ入力する入力電圧検出手段と、前
記第１，第３のアームでのデューティ比制御を経て入力
電圧が印加される第１のトランスと、該第１のトランス
の出力を整流平滑する第１の整流平滑手段と、前記第
２，第３のアームでのデューティ比制御を経て入力電圧
が印加される第２のトランスと、該第２のトランスの出
力を整流平滑する第２の整流平滑手段と、前記第１，第
２の整流平滑手段の出力電圧を加算して前記直流出力電
圧とする手段とを具え、入力電圧の大きさに応じて前記
第１，第２のトランスへ印加する電圧のデューティ比制
御の仕方を異ならせることとした。

【００１６】なお、直流出力電圧の中で占める第１の整
流平滑手段からの出力電圧と第２の整流平滑手段からの
出力電圧との割合は、インバータへの入力電圧の大きさ
に応じて変えるようする。例えば、入力電圧が所定値以
下である時は、第１のトランスへはデューティ比１００
％の電圧を印加し、第２のトランスへはデューティ比可
変で制御した電圧を印加し、入力電圧が前記所定値より
大である時は、第１のトランスへはデューティ比可変で
制御した電圧を印加し、第２のトランスへの印加電圧は
ゼロとするよう制御する。

【００１７】前記のような制御をする際、インバータの
第３のアームでのデューティ比制御は、同時に行われる
第１，第２のアームでのデューティ比制御の内、大きい
方のデューティ比と同じデューティ比で行われるように
する。

【００１８】なお、このようなＤＣ−ＤＣコンバータ
は、車両の内燃機関により駆動される発電機からの発電
電圧を入力電圧として、一定の直流出力電圧を得ようと
する場合に使用するＤＣ−ＤＣコンバータとして、好適
である。

【００１９】（解決する動作の概要）変動する入力電圧
より一定の出力電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、インバータのデューティ比制御をし、それ
で得られた交流をトランスで変圧し、更に整流，平滑し
て得ている。一般にトランスでの損失は、インバータで
のデューティ比が小さい程大となる。本発明のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、トランスおよびそれに続く整流平滑
回路を２系統設け、それぞれの出力電圧を加算して最終
的な出力電圧を得る。そして、入力電圧が所定値以下で
あれば第１の系統には入力電圧をそのまま印加し、第２
の系統にはデューティ比制御した入力電圧を印加する。
入力電圧が該所定値より大であれば、第１の系統にデュ
ーティ比制御した入力電圧を印加し、第２の系統には印
加しないようにする。このようにすると、全体として見
た場合、トランスへ印加される電圧は、従来に比べてデ
ューティ比大の形で印加されるので、トランスの効率
は、従来例に比べて向上する。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて詳細に説明する。図１は、本発明にかかわるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを示す図である。符号は図１０のも
のに対応し、９Ａ，９Ｂはトランス、１０Ａ，１０Ｂは
整流回路、１１Ａ，１１Ｂは平滑用インダクタンス、１
２Ａ，１２Ｂは平滑用コンデンサである。図１０と同じ
符号の部分は、同様の動作をするので、それらについて
の説明は省略する。

【００２１】構成上、図１０の従来例と相違する第１の
点は、降圧回路７を廃した点である。第２の相違点は、
インバータ部分の次に続くトランスおよび整流平滑回路
を２系統とし、それらの出力電圧の和をＤＣ−ＤＣコン
バータの出力電圧とした点である。第３の相違点は、ト
ランスおよび整流平滑回路を２系統設けたことに伴い、
インバータ８として３組（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のアームを持つ
ブリッジを用いた点である。

【００２２】トランス９Ａの入力側は、アームＵの中央
接続点とアームＷの中央接続点との間に接続され、トラ
ンス９Ｂの入力側は、アームＶの中央接続点とアームＷ
の中央接続点との間に接続される。従って、トランス９
Ａへ入力電圧が印加されるのは、アームＵとＷとが共に
オンしている期間であり、トランス９Ｂへ入力電圧が印
加されるのは、アームＶとＷとが共にオンしている期間
である。これらのオン期間は、デューティ比制御で決ま
る時間である。

【００２３】図２は、トランスへの電圧印加制御の例を
示す図である。図２（イ）はインバータ８への印加電圧
がＶ_Kの時におけるトランス９Ａへの電圧印加制御を示
し、図２（ロ）は同じ時におけるトランス９Ｂへの電圧
印加制御を示している。デューティ比は、図２（イ）で
は１００％，図２（ロ）では５０％と仮定している。こ
のように、トランス９Ａ，９Ｂへの電圧印加制御が、１
つのインバータ８で個別に出来る理由を、次に説明す
る。

【００２４】図３は、トランスへの電流経路とインバー
タのスイッチングを示す図である。符号は図１のものに
対応し、８Ｕ１，８Ｕ２，８Ｖ１，８Ｖ２，８Ｗ１，８
Ｗ２はインバータ８を構成するトランジスタである。図
３（イ）はトランス９Ａ，９Ｂに正電圧を印加する時の
経路を示し、図３（ロ）は負電圧を印加する時の経路を
示している。点線矢印の経路が、電流経路を示してい
る。図３（ハ）〜（チ）は、トランジスタ８Ｕ１〜８Ｗ
２のオン，オフ状況を示す図である。

【００２５】まず、トランス９Ａ，９Ｂに正電圧を印加
する場合の経路は、図３（イ）に示すように、それぞれ
次の通りである。トランス９Ａ…トランジスタ８Ｕ１→トランス９Ａ→ト
ランジスタ８Ｗ２トランス９Ｂ…トランジスタ８Ｖ１→トランス９Ｂ→ト
ランジスタ８Ｗ２トランジスタ８Ｗ２は、何れの場合にも経路となってい
る。

【００２６】従って、トランス９Ａにデューティ比１０
０％の電圧を印加するという場合、図３（ハ）の波形ハ
−１に示すようにトランジスタ８Ｕ１をデューティ比１
００％で制御し、図３（チ）の波形チ−１に示すように
トランジスタ８Ｗ２もデューティ比１００％で制御す
る。他方、同じ時にトランス９Ｂにはデューティ比５０
％の電圧を印加するという場合、図３（ホ）の波形ホ−
１に示すようにトランジスタ８Ｖ１をデューティ比５０
％で制御し、トランジスタ８Ｗ２もデューティ比５０％
で制御すると言いたいところであるが、トランジスタ８
Ｗ２はデューティ比１００％で制御する。その理由は、
トランジスタ８Ｗ２はトランス９Ａへの電流経路ともな
っており、そちらの要求も満たす必要があるからであ
る。つまり、トランジスタ８Ｗ２は、デューティ比の大
きい方に合わせて制御する。

【００２７】また、トランス９Ａ，９Ｂに負電圧を印加
する場合の経路は、図３（ロ）に示すように、それぞれ
次の通りである。トランス９Ａ…トランジスタ８Ｗ１→トランス９Ａ→ト
ランジスタ８Ｕ２トランス９Ｂ…トランジスタ８Ｗ１→トランス９Ｂ→ト
ランジスタ８Ｖ２トランジスタ８Ｗ１は、何れの場合にも経路となってい
る。トランス９Ａ，９Ｂに負電圧を印加する場合のデュ
ーティ比制御も、正電圧を印加する場合と同様になされ
るので、詳細な説明は省略する。なお、この場合の動作
に関係する波形は、図３（ニ）の波形ニ−１，図３
（ヘ）の波形ヘ−１，図３（ト）の波形ト−１であるの
で、それらを参照されたい。

【００２８】さて、図１に戻るが、トランス９Ａ，９Ｂ
の出力電圧は、それぞれ整流回路１０Ａ，１０Ｂ、平滑
用インダクタンス１１Ａ，１１Ｂ、平滑用コンデンサ１
２Ａ，１２Ｂにより整流平滑され、それらの直流出力端
子を直列に接続する形で加算され、抵抗１３，１４の両
端および負荷１６に印加される。最終的な出力電圧は抵
抗１３，１４で分圧検出され、その検出信号はコントロ
ーラ１７へ入力される。コントローラ１７は、予め定め
られている設定電圧と比較し、出力電圧がその電圧とな
るようインバータ８のスイッチングを制御する（デュー
ティ比制御）。

【００２９】インバータ８のデューティ比制御をするに
際して、本発明では、トランス９Ａ，９Ｂに印加する電
圧を、デューティ比があまり小さくない形で供給し、ト
ランスでの損失が大とならないようにする。そのため、
インバータ８への入力電圧の大きさによって、トランス
９Ａへ印加する電圧のデューティ比制御と、トランス９
Ｂへ印加する電圧のデューティ比制御とを異ならせる。
次に、それについて説明する。

【００３０】図４は、本発明におけるデューティ比制御
を示す図である。縦軸はインバータ８への入力電圧を示
し、横軸はデューティ比を示す。曲線イは、トランス９
Ａへの印加電圧制御に関する曲線であり、曲線ロは、ト
ランス９Ｂへの印加電圧制御に関する曲線であり、曲線
ハはトランスが１つしかない従来のＤＣ−ＤＣコンバー
タでの印加電圧制御の曲線である（図７の曲線イに相
当）。

【００３１】入力電圧Ｖ₁は、トランス９Ａ，９Ｂへ共
にデューティ比１００％で印加した場合に、負荷１６へ
所定の一定出力電圧が得られるという入力電圧である。
電圧Ｖ₃は、トランス９Ａだけにデューティ比１００％
で印加すれば、負荷１６へ所定の一定出力電圧が得られ
るという入力電圧である。入力電圧Ｖ₂は、Ｖ₃よりや
や小さな入力電圧である。電圧Ｖ_Mは、予想される最大
の入力電圧である。なお、Ｖ₁，Ｖ₃の値は、トランス
９Ａ，９Ｂの巻線比を適宜決めることにより、適宜の一
定値に設定することが出来る。

【００３２】図４の曲線イ，ロより読み取れるように、
本発明でのデューティ比制御は、インバータ８への入力
電圧に応じて、次の２つの場合に分けて行う。（１）入力電圧がＶ₃以下の場合トランス９Ａへ印加する電圧のデューティ比制御…１０
０％で行う（つまり、曲線イの内、点Ｅから点Ｆまでの
部分に沿って行う）トランス９Ｂへ印加する電圧のデュ
ーティ比制御…曲線ロに沿って行う（２）入力電圧がＶ₃より大の場合トランス９Ａへ印加する電圧のデューティ比制御…曲線
イの内、点Ｆから点Ｇまでの部分に沿って行うトランス９Ｂへ印加する電圧のデューティ比制御…０％
で行う（つまり、トランス９Ｂへの入力電圧はゼロとす
る。言い換えれば、縦軸の点Ｈから点Ｐまでの部分に沿
って制御する。）

【００３３】なお、インバータ８への入力電圧がＶ₃以
下か否かは、抵抗４，５により検出されて来る入力電圧
を、コントローラ１７でＶ₃と比べて判断する。従っ
て、例えば入力電圧がＶ₃以下という場合には、インバ
ータ８のトランジスタの内、トランス９Ａへ印加電圧を
供給するためのトランジスタはデューティ比１００％と
なるようにオンされる。そして、トランス９Ｂへ印加電
圧を供給するためのトランジスタは、抵抗１３，１４で
検出される出力電圧が所定値になるよう、適宜（曲線ロ
にのっとって）デューティ比が変えられる。次に幾つか
の具体例につき、本発明でのデューティ比制御を説明す
る。

【００３４】図５は、本発明におけるデューティ比制御
の具体例を示す図である。電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ_Mは、図
４のものに対応する。図５（１），図５（２），図５
（３）は、インバータ８の入力電圧ＶがそれぞれＶ₁，
Ｖ₂，Ｖ_Mの時に、トランス９Ａ，９Ｂに印加される電
圧の波形を示している。図５（１）の場合（Ｖ＝Ｖ₁の
場合）は、図４の点Ｅの場合に対応しており、トランス
９Ａ，９Ｂの両方に対して、それぞれデューティ比１０
０％で制御された電圧が印加される。

【００３５】図５（２）の場合（Ｖ＝Ｖ₂の場合）は、
図４のＶ₂の点線ラインとの交点に注目すると、曲線イ
とはデューティ比１００％のところで交わり、曲線ロと
はデューティ比Ｄ₂％のところで交わっている。そのた
め、トランス９Ａにはデューティ比１００％で制御され
た電圧が印加され、トランス９Ｂにはデューティ比Ｄ₂
％で制御された電圧が印加される。トランス９Ｂだけに
ついて見ればデューティ比は小さいが、トランス９Ａも
含めたトランス全体で見れば、デューティ比は小さくは
ない。従って、トランス全体での損失は、従来のトラン
スに比べて少ない。

【００３６】図５（３）の場合（Ｖ＝Ｖ_Mの場合）は、
図４の点Ｇの場合に対応しており、トランス９Ａに対し
てのみデューティ比Ｄ_M％で制御された電圧が印加され
る。トランス９Ｂへの電圧はゼロとされているから、そ
の分、トランス９Ａのデューティ比は大きな値となる。
そのため、トランス９Ａでの損失は少なくなる。このよ
うにトランス以降の回路を２系統に分け、最後に加算し
て出力電圧を得るようにしておき、入力電圧の大きさに
応じて２系統へ供給する電圧のデューティ比制御を異な
らせたので、トランス全体で見た場合の損失が従来より
少なくなった。

【００３７】以上のように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、入力電圧が大きく変動しても、トランス９Ａ，
９Ｂを全体としては効率の良い状態で動作させることが
出来るものであるが、このようなＤＣ−ＤＣコンバータ
を使用するのに適した例を、次に述べる。図６は、本発
明のＤＣ−ＤＣコンバータの使用例を示す図である。図
６において、３１はプーリ、３２はエンジン、３３は吸
気管、３４は排気管、３５はターボチャージャ、３６は
コンプレッサブレード、３７は回転子、３８は固定子、
３９はターボチャージャ回転電機、４０はタービンブレ
ード、４１はベルト、４２はプーリ、４３は車両発電
機、４４はコントローラ、４５はパワー部、４６はＤＣ
−ＤＣコンバータ、４７はバッテリ、４８は負荷であ
る。

【００３８】車両発電機４３は、エンジン３２によりプ
ーリ３１，ベルト４１，プーリ４２を介して駆動され
る、通常の車両搭載発電機である。ターボチャージャ３
５は、排気管３４からの排気ガスによりタービンブレー
ド４０を回転させ、その回転力を利用してコンプレッサ
ブレード３６を回転させて、外部の空気を吸気管３３に
取り入れる。ターボチャージャ回転電機３９は、そのタ
ーボチャージャ３５に組み込まれた回転電機であり、タ
ーボチャージャ３５の回転軸に回転子３７が取り付けら
れ、ターボチャージャ３５のハウジング内に固定子３８
が取り付けられる。回転子３７の回転により固定子３８
に起電力が誘起され、それによる発電電圧が外部へ取り
出される。

【００３９】車両発電機４３およびターボチャージャ回
転電機３９からの発電電圧は、パワー部４５に導入され
る。パワー部４５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４６を内蔵
し、車両が必要とする電圧に変換する。その変換制御
は、コントローラ４４によって行われる。変換された電
圧は、バッテリ４７や車両内の電気の負荷４８等に供給
される。車両発電機４３の回転数は、エンジン回転数の
状況によって大きく変動する。特に、本実施例では、発
進時にはターボチャージャ回転電機３９へ電圧を供給す
ることを考慮に入れ、高速に増速される（３〜５倍）の
で、車両発電機４３からの発電電圧は大きく変動する。
従って、パワー部４５に内蔵させるＤＣ−ＤＣコンバー
タ４６としては、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを使用
することが適する。即ち、入力電圧が大きく変動して
も、デューティ比をあまり小さくすることなく使用でき
るので、トランスでの損失を少なくすることが出来るか
らである。

【００４０】

【発明の効果】以上述べた如く、本発明のＤＣ−ＤＣコ
ンバータによれば、次のような効果を奏する。（請求項１，２の発明の効果）ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランスおよびそ
れに続く整流平滑回路を２系統設け、それぞれの出力電
圧を加算して最終的な出力電圧を得る構成とし、第１の
系統に印加する電圧を生成するためのデューティ比制御
と、第２の系統に印加する電圧を生成するためのデュー
ティ比制御とを、入力電圧の大きさに応じて異なるよう
にしたので、全系統で考えた場合、トランスに印加され
る電圧は従来に比べてデューティ比大の形で印加され、
トランスの効率が向上する。降圧回路等が不用とな
るので、回路規模が小となる共に、コストが安くなる。更に、トランスから出力電圧を加算する部分までの回
路が２系統とされるので、各系統で分担する電圧は小と
なり、各系統の回路を構成するダイオード等の回路素子
を、耐圧の低いものとすることが出来る。従って、この
面でもコストが安くなる。

【００４１】（請求項３の発明の効果）入力電圧が所定
値以下の場合には、第１のトランスにはデューティ比１
００％で制御された入力電圧を印加し、第２のトランス
への入力電圧をデューティ比可変の制御をし、入力電圧
が所定値より大の場合には、第１のトランスへの入力電
圧をデューティ比可変の制御をし、第２のトランスへは
印加しないようにしたので、全体として見た場合、トラ
ンスに印加される電圧は従来に比べてデューティ比大の
形で印加され、トランスの効率が向上する。

【００４２】（請求項４の発明の効果）アーム２つから
成るブリッジ構成のインバータを、各系統に対して個別
に設けるのに比べて、少ない回路素子で所要のインバー
タを構成することが出来、コストも安くすることが出来
る。

【００４３】（請求項５の発明の効果）車両発電機やタ
ーボチャージャ回転電機の発電電圧を入力として一定直
流電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電
圧が大きく変動しても一定直流電圧を出力すること、車
両空間が限られていることより、出来るだけ狭いスペ
ースに搭載できること等が要望されているが、本発明の
ＤＣ−ＤＣコンバータはそれらの条件を満たすものであ
り、車両搭載用に好適である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかわるＤＣ−ＤＣコンバータを示
す図

【図２】トランスへの電圧印加制御の例を示す図

【図３】トランスへの電流経路とインバータのスイッ
チングを示す図

【図４】本発明におけるデューティ比制御を示す図

【図５】本発明におけるデューティ比制御の具体例を
示す図

【図６】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの使用例を示
す図

【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータでのデューティ
比制御を示す図

【図８】従来におけるデューティ比制御の具体例を示
す図

【図９】ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の従来例を示す
図

【図１０】ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の従来例を示
す図

【符号の説明】

１…入力交流電源、２…整流回路、３…電流検出器、
４，５…抵抗、６…平滑用コンデンサ、７…降圧回路、
８…インバータ、８Ｕ１，８Ｕ２，８Ｖ１，８Ｖ２，８
Ｗ１，８Ｗ２…トランジスタ、９，９Ａ，９Ｂ…トラン
ス、１０，１０Ａ，１０Ｂ…整流回路、１１，１１Ａ，
１１Ｂ…平滑用インダクタンス、１２，１２Ａ，１２Ｂ
…平滑用コンデンサ、１３，１４…抵抗、１５…電流検
出器、１６…負荷、１７…コントローラ、３１…プー
リ、３２…エンジン、３３…吸気管、３４…排気管、３
５…ターボチャージャ、３６…コンプレッサブレード、
３７…回転子、３８…固定子、３９…ターボチャージャ
回転電機、４０…タービンブレード、４１…ベルト、４
２…プーリ、４３…車両発電機、４４…コントローラ、
４５…パワー部、４６…ＤＣ−ＤＣコンバータ、４７…
バッテリ、４８…負荷、Ｖ_A，Ｖ_B，Ｖ_C…入力電圧、
Ｄ_A，Ｄ_B，Ｄ_C，Ｄ_M…デューティ比

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変動する入力電圧をデューティ比制御し
て交流に変換するインバータと、該交流を変圧するトラ
ンスと、変圧された交流を整流，平滑する整流平滑手段
と、直流出力電圧を検出する電圧検出手段と、該直流出
力電圧を一定値とするため該電圧検出手段からの検出値
を基に前記インバータのデューティ比制御を行うコント
ローラとを具えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記
インバータを第１，第２および第３のアームより成るブ
リッジ構成のものとし、入力電圧を検出し、検出信号を
前記コントローラへ入力する入力電圧検出手段と、前記
第１，第３のアームでのデューティ比制御を経て入力電
圧が印加される第１のトランスと、該第１のトランスの
出力を整流平滑する第１の整流平滑手段と、前記第２，
第３のアームでのデューティ比制御を経て入力電圧が印
加される第２のトランスと、該第２のトランスの出力を
整流平滑する第２の整流平滑手段と、前記第１，第２の
整流平滑手段の出力電圧を加算して前記直流出力電圧と
する手段と、を具え、入力電圧の大きさに応じて前記第
１，第２のトランスへ印加する電圧のデューティ比制御
の仕方を異ならせたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。
【請求項２】加算して得られる出力電圧の中で占める
第１の整流平滑手段からの出力電圧と第２の整流平滑手
段からの出力電圧との割合を、インバータへの入力電圧
の大きさに応じて変えるようにしたことを特徴とする請
求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】入力電圧が所定値以下である時は、第１
のトランスへはデューティ比１００％の電圧を印加し、
第２のトランスへはデューティ比可変で制御した電圧を
印加し、入力電圧が前記所定値より大である時は、第１
のトランスへはデューティ比可変で制御した電圧を印加
し、第２のトランスへの印加電圧はゼロとしたことを特
徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】第３のアームでのデューティ比制御は、
同時に行われる第１，第２のアームでのデューティ比制
御の内、大きい方のデューティ比と同じデューティ比で
行われることを特徴とする請求項１，２または３記載の
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】車両の内燃機関により駆動される発電機
からの発電電圧を入力電圧としたことを特徴とする請求
項１，２，３または４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。