JPH11202003A - ｒｍｓコンバータ、電力線信号のｒｍｓ値を計算するための方法および電力線信号の高速ｒｍｓ測定を得るための測定計器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 周波数が５０ヘルツまたは６０ヘルツのいず
れかである電力線信号の高速ｒｍｓ（二乗平均平方根）
測定を得るためのｒｍｓコンバータを提供する。 【解決手段】 ｒｍｓコンバータに達する電力線周波数
信号のデジタルサンプルは二乗され、平均化回路内で加
算される。各ｒｍｓ測定期間の終わりに、平均値が平方
根回路に与えられ、平方根回路はｒｍｓ値を計算する。
ｒｍｓ測定期間は、最大毎秒２０個のｒｍｓ値の速度に
おいてｒｍｓ値をもたらすために、６０ヘルツの周波数
に対して６サイクル、または５０ヘルツの周波数に対し
て５サイクルのいずれかの、電力線信号の二乗の最小整
数のサイクル数にわたるように５０ミリ秒として選択さ
れている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の背景】この発明は一般的に二乗平均平方根（ｒ
ｍｓ）コンバータ回路に関し、特に電力線信号の高速ｒ
ｍｓ測定を得るための回路および方法に関する。

【０００２】マルチメータおよび電圧計は典型的に電圧
ｒｍｓでのａ．ｃ．（交流）電圧測定値をもたらす。電
力線信号は、典型的に１２０Ｖまたは２４０Ｖｒｍｓの
ａ．ｃ．電圧であり、消費者および産業へ電力設備によ
り提供される。電力線信号のｒｍｓ値を高い精度および
信頼性をもって判定する能力はテストおよび測定応用に
おいて非常に重要であるが、多くの場合、これは測定速
度を犠牲にして得られるものであり、ｒｍｓ値を得るた
め測定期間が入力信号の複数のサイクルにわたる。

【０００３】初期のマルチメータではダイオード整流器
およびコンデンサ平均化回路を用いて、既知の周波数を
有しほぼ正弦波形である電力線信号のアナログｒｍｓ測
定値を十分な精度で得ていた。このような読取には、ｒ
ｍｓ値を表わすｄ．ｃ．電圧に強いられるａ．ｃ．リプ
ル電圧が最小である安定した読取を得るため、信号の複
数のサイクルにわたって平均化することが必要であっ
た。

【０００４】アナログｒｍｓ−ｄ．ｃ．コンバータは、
より多様な波形を有する信号に対してｄ．ｃ．電圧の形
で「真のｒｍｓ」値を生成することによりダイオードの
平均化の限界を改善する。熱的ｒｍｓコンバータは、熱
的に隔離された環境において抵抗器へ信号を印加し、か
つ抵抗器の温度の同等の熱上昇を測定してｒｍｓに対応
する同等のｄ．ｃ．加熱値を得ることにより動作するｒ
ｍｓコンバータの一種である。熱的ｒｍｓコンバータは
抵抗器の熱的応答に従って同等のｄ．ｃ．加熱値を測定
するため、安定した測定を得るための時間は入力信号の
多くのサイクルにわたることとなり、その測定時間は、
抵抗器の熱的特性、周囲温度、ｒｍｓ測定の要求される
精度およびその他の要因に依存する。

【０００５】モノリシックｒｍｓコンバータは、単一の
集積回路内の増幅器、乗算器、除算器および積分器など
のアナログ回路により構成され、ｒｍｓ値を表わすｄ．
ｃ．電圧を得るためのまた別のタイプのｒｍｓコンバー
タである。ｒｍｓ値は予め定められた平均化時間にわた
って判定され、予め定められた平均化時間は、所望の精
度レベルと、ｒｍｓ値を表わすｄ．ｃ．信号に強いられ
得るａ．ｃ．リプルの最大量とに従って設定される。５
０ヘルツおよび６０ヘルツの電力線信号では、平均化期
間は必然的に多くのサイクルにわたる。

【０００６】アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）
は以前はアナログｒｍｓコンバータの後に配置され、ｒ
ｍｓ値を表わすｄ．ｃ．電圧をデジタルサンプルに変換
していたが、現在では、一般的に新型の計器設計におい
てアナログｒｍｓコンバータに代わり、フロントエンド
において入力信号を測定する。現在ではＡＤＣにより、
より速いサンプリング速度およびより高い測定精度が得
られ、このため入力信号を直接サンプリングすることが
でき、さらに処理するためにデジタルサンプルを時間記
録として記憶することができる。数学的演算を用いて、
時間記録からの予め定められた数のデジタルサンプルに
わたってデジタルサンプルを積分し、次に信号のｒｍｓ
値を計算する。信号の正確な周期は未知であるかもしれ
ないため、所望の精度レベルを得るには時間記録は信号
の複数のサイクルにわたる。

【０００７】フルーク・コーポレイション（Fluke Corp
oration ）に譲渡される、スティーブン・Ｄ・スウィフ
ト（Steven D. Swift ）への「測定装置のための測定フ
ロントエンドおよび信号電圧から複数個の測定パラメー
タを得るための方法」（"FRONT-END ARCHITECTURE FOR
A MEASUREMENT INSTRUMENT" ）と題された係属中の米国
特許出願第０８／８４０，０８６号には、入力信号がフ
ロントエンド回路により調節され、ＡＤＣによりデジタ
ル化され、デジタルサンプルを生成する測定計器のため
のフロントエンドアーキテクチャが開示される。デジタ
ルサンプルは、ｒｍｓ値およびピーク最小および最大値
を含むさまざまな測定パラメータの同時抽出のために１
組のデジタル抽出フィルタへ与えられる。デジタルフィ
ルタの長さおよび複雑さはさまざまな伝達関数の所望の
特徴により定められる。フロントエンドアーキテクチャ
は多様な信号に対して測定を行なうように適合させても
よいが、電力線信号の高速ｒｍｓ測定をどのように得る
かに関して何ら教示していない。

【０００８】フルーク・コーポレイションに譲渡され
る、スウィフト（Swift ）他への「ｒｍｓコンバータ、
ｒｍｓ値測定装置およびｒｍｓ値計算方法」（"RMS CON
VERTERUSING DIGITAL FILTERING" ）と題された係属中
の米国特許出願第０８／８０２，０２０号では、二乗回
路と、その後段に続くデジタルフィルタおよび平方根回
路として実現されるｒｍｓコンバータが記載される。ｒ
ｍｓ値は、入力信号の周期にかかわらず、かつ積分期間
が予め定められることなく、連続した一連のデジタルサ
ンプルから得られる。デジタルフィルタの伝達関数は上
述の熱的ｒｍｓコンバータ内の物理的抵抗器の熱的応答
に則しているため、ｒｍｓ値を得るための応答時間は測
定応用の精度要件により決定される。電力線信号などの
既知の周期を有する信号に対するｒｍｓ値を高速測定速
度において得ることに関する問題には向かっていない。

【０００９】このため、先行技術によるｒｍｓ測定は、
広範囲の可能な入力期間にわたって許容可能な精度を得
るために比較的に遅い速度で行なわれる。このような速
度は、断続する問題を検出するのにより速いｒｍｓ測定
速度が必要である数多くのトラブルシューティング応用
には必ずしも十分ではない。５０ヘルツおよび６０ヘル
ツの世界共通標準の電力線周波数での信号の測定に適応
させたテストおよび測定応用において、電力線信号の周
期は２つの別個の周期のうちの１つであることが知られ
ている。そのため、先行技術より実質的に速い測定速度
を得るため、電力線信号の既知の周期を利用することに
より電力線信号に対して高速ｒｍｓ測定を行なうｒｍｓ
コンバータを提供することが望ましい。

【００１０】

【発明の効果】この発明によれば、電力線信号の高速ｒ
ｍｓ測定を得るためのｒｍｓコンバータが提供される。
電力線周波数信号は、周波数が世界共通標準に従って５
０ヘルツまたは６０ヘルツのいずれかである周期的正弦
波である。トラブルシューティングおよび診断の目的に
は、電力線周波数信号のｒｍｓ値が可能なかぎり速い速
度で生成されることが望ましい。

【００１１】この発明によるｒｍｓコンバータは、電力
線信号周波数および波形が既知であることを利用して５
０ミリ秒（ｍｓ）の最小測定期間で高速ｒｍｓ測定をも
たらし、これは５０ヘルツまたは６０ヘルツのいずれに
も適応され、毎秒２０回のｒｍｓ測定の測定速度が得ら
れる。

【００１２】ｒｍｓコンバータを含む測定計器におい
て、測定される信号（「入力信号」）はフロントエンド
を介して結合され、フロントエンドは調節された入力信
号を、典型的にはアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤ
Ｃ）、シグマ−デルタコンバータ、または当該技術にお
いて公知である他のデジタルサンプリング技術の形であ
るサンプリングシステムに与え、アナログ信号のデジタ
ルサンプルをもたらす。サンプリングシステムからのデ
ジタルサンプルは、５０ｍｓのｒｍｓ測定期間にわたっ
て所望の精度レベルを得るのに実質的に十分に高いサン
プル速度および分解能においてもたらされる。好ましい
実施例では、デジタルサンプルは振幅分解能が８ビット
である、毎秒１０００個のサンプルのサンプル速度にお
いてサンプリングシステムによりもたらされる。

【００１３】ｒｍｓコンバータに達するデジタルサンプ
ルは二乗回路内で二乗され、平均化回路内で加算され
る。各ｒｍｓ測定期間の終わりに、平均値が平方根回路
に与えられ、平方根回路はｒｍｓ値を計算する。次にｒ
ｍｓ値はさらに処理するためマイクロプロセッサに与え
られる。このさらなる処理には最小および最大ｒｍｓ値
を記憶すること、または経時的にｒｍｓ値のグラフ図を
作ることを含めてもよい。ｒｍｓ測定期間は、５０ヘル
ツおよび６０ヘルツの周波数の双方に対し、二乗された
電力線信号の最小整数のサイクル数にわたるように５０
ｍｓに選択されている。５０ｍｓのｒｍｓ測定期間は６
０ヘルツの周波数では６サイクルにわたり、５０ヘルツ
の周波数では５サイクルにわたり、最大速度が毎秒２０
個のｒｍｓ値である高速ｒｍｓ測定をもたらす。

【００１４】この発明の目的の１つは高速ｒｍｓ測定を
得るための方法を提供することである。

【００１５】この発明の別の目的は、電力線周波数信号
の高速ｒｍｓ測定を得るためのｒｍｓコンバータを提供
することである。

【００１６】この発明のまた別の目的は、５０ヘルツま
たは６０ヘルツのいずれかの電力線周波数信号に適応す
る高速ｒｍｓ測定値を生成する方法を提供することであ
る。

【００１７】この発明のさらなる目的は、電力線周波数
信号の高速ｒｍｓ測定値を生成する測定計器を提供する
ことである。

【００１８】他の特徴、達成および利点は当業者には添
付の図面と関連して以下の説明を読むことから明らかに
なるであろう。

【００１９】

【詳細な説明】図１は、電力線信号の高速ｒｍｓ測定値
を生成するために適応させた測定計器１０の簡略化され
たブロック図である。測定計器１０は電圧源１２に結合
され、電圧源１２は典型的なテストおよび測定応用にお
いて遭遇する電力線周波数信号を設計する。電力線信号
は、世界共通電力標準に従った５０ヘルツまたは６０ヘ
ルツのいずれかの周波数を有する周期的正弦波である。
トラブルシューティングおよび診断の目的のため、電力
線信号のｒｍｓ値が可能な限り速い速度で生成されるこ
とが望ましい。このようにして生成されるｒｍｓ値は記
憶でき、最小および最大値として捕らえることができ、
または短期の変則を検出するためなど、さらなる分析の
ためグラフ表示に表わすことができる。

【００２０】電圧源１２は１対のテストプローブ１６を
介してフロントエンド１４に結合される。フロントエン
ド回路１４は１対のテストプローブ１６にわたって電圧
を入力電圧として受ける。入力電圧のレベルが未知であ
ることもあり、入力電圧に別の周波数またはノイズ成分
が存在することもあり得るため、フロントエンド回路１
４は、過電圧保護回路、増幅器、フィルタおよび除算器
を含む信号調節回路を備えており、デジタルサンプルの
変換のために振幅レベルおよび入力帯域幅が適した調節
された入力信号をもたらす。

【００２１】調節された入力信号はサンプリングシステ
ム１８に与えられ、サンプリングシステム１８は調節さ
れた入力信号を一連のデジタルサンプルに変換し、これ
はｒｍｓコンバータ２０に与えられる。サンプリングシ
ステム１８はアナログ−デジタルコンバータ（図示せ
ず）として実現されても、またはシグマ−デルタコンバ
ータおよびデシメーションフィルタ（decimation filte
r ）（図示せず）により実現しても、または当該技術に
おいて公知である他のサンプリング技術により実現して
もよい。サンプリングシステムのサンプル速度は、ｒｍ
ｓ測定の必要な精度および測定計器１０の入力帯域幅を
得るのに十分に速い速度において選択してもよい。好ま
しい実施例では、サンプルパラメータとして、毎秒１０
００個のサンプルのサンプル速度および８ビットの振幅
分解能が所望の精度レベルのｒｍｓ値を得るために選択
された。

【００２２】毎秒２０個のｒｍｓ値という可能な限り高
い速度においてｒｍｓ測定をもたらすため、変更を加え
ることなく６０ヘルツおよび５０ヘルツの双方の周波数
の電力線信号に適応する最小の測定期間として５０ミリ
秒のｒｍｓ測定期間が選択された。ｒｍｓ測定期間と６
０ヘルツおよび５０ヘルツに対する電力線信号との関係
は図２および図３に示される。５０ｍｓのｒｍｓ測定期
間は、変更を加えることなく５０および６０ヘルツの周
波数の双方の電力線信号と互換性のある、図２（Ｂ）に
示される６サイクルまたは図３（Ｂ）に示される５サイ
クルのいずれかの、電力線信号の二乗の最小整数のサイ
クル数にわたるように選択される。

【００２３】図２（Ａ）には、従来のオシロスコープに
表示されるであろう態様で周期的正弦波のトレース５０
として描かれる、周波数が６０ヘルツである電力線信号
の振幅対時間グラフが示される。トレース５０は「電力
線信号６０ヘルツ」と記され、デジタルサンプルとして
現れる振幅値を表わす。６０ヘルツの周波数の電力線信
号は通常６０ヘルツに非常に近いため、正弦波の３つの
全サイクルの期間は５０ｍｓに非常に近くなる。図２
（Ｂ）では、「二乗された電力線信号」と記される図２
（Ａ）の電力線信号の二乗のトレース５２が示される。
トレース５２は、ｒｍｓコンバータ２０内で生成される
二乗されたデジタルサンプルの振幅値を表わす。電力線
信号の二乗を取ることで、その周波数が効果的に倍にな
るため、トレース５２には６つの完全なサイクルが現れ
る。図２（Ｃ）では、好ましい実施例において５０ミリ
秒にわたるｒｍｓ測定期間５４が示される。ｒｍｓ測定
期間５４がトレース５２に示されるように二乗されたデ
ジタルサンプルの６つの整数サイクルにわたるため、ｒ
ｍｓ測定期間に関連する電力線周波数入力信号の位相は
ｒｍｓ値の結果生じる計算に影響を及ぼさない。このた
め、ｒｍｓ測定期間５４は電力線周波数入力信号のいず
れかの特定の位相において開始するよう同期、またはト
リガさせる必要がなく、測定プロセスがかなり簡略化さ
れる。

【００２４】図３（Ａ）では、「電力線信号５０ヘル
ツ」と記されるトレース６０として描かれる、周波数が
５０ヘルツである電力線信号の、図２（Ａ）のグラフに
類似した振幅対時間グラフが示される。トレース６０
は、デジタルサンプルの形で振幅値を表わす。５０ヘル
ツの周波数の電力線信号は通常５０ヘルツにごく近いた
め、正弦波の２ 1/2の全サイクルの期間は５０ｍｓにご
く近くなる。図３（Ｂ）では、「二乗された電力線信
号」と記された、二乗されたデジタルサンプルの形であ
る、図２（Ａ）の電力線信号の二乗であるトレース６２
が示される。電力線信号の二乗を取ることでその周波数
が効果的に２倍になるため、５つの完全なサイクルがト
レース６２に現れる。図３（Ｃ）では、（図２（Ｃ）に
も示される）ｒｍｓ測定期間５４が示される。ｒｍｓ測
定期間５４は、トレース６２に示されるように二乗され
たデジタルサンプルの５つの整数のサイクル数を含むた
め、ｒｍｓ測定期間５４に関連する電力線周波数入力信
号の位相はｒｍｓ値の結果生じる計算に影響を及ぼさな
い。このため、ｒｍｓ測定期間５４は、それぞれ６０ヘ
ルツおよび５０ヘルツの電力線信号の二乗に対してトレ
ース５２およびトレース６２の、６または５のいずれか
の、整数のサイクル数を可能にする可能な限り短い期間
である。

【００２５】図４（Ａ）では、今度は延長されたサイク
ル数にわたってのトレース７０として描かれる、（図３
（Ａ）に示される）周波数が５０ヘルツの電力線信号の
振幅対時間グラフが示される。毎秒２０個のｒｍｓ値の
ｒｍｓ測定速度を得るため、それぞれが次のものに続く
複数のｒｍｓ測定期間５４が行なわれ、５０ｍｓ、１０
０ｍｓ、１５０ｍｓなど（以下同様）の時間値において
ｒｍｓ値を生成する。代わりに、ｒｍｓ測定期間と電力
線信号のサイクル数との関係が実質的に同じである限
り、すなわち５０ヘルツの周波数の入力信号に対して２
1/2サイクル、または６０ヘルツの周波数の入力信号に
対して３サイクルのいずれかであれば、ｒｍｓ測定期間
は互いに正確に後に続いていなくてもよく、互いに全く
同じ開始位相の関係を保っていなくてもよい。

【００２６】図５では、この発明によるｒｍｓコンバー
タ２０の簡略化されたブロック図が示される。サンプリ
ングシステム１８（図１に示される）により生成される
デジタルサンプルはｒｍｓコンバータ２０に達する。各
デジタルサンプルは二乗回路１００内で二乗され、電力
線信号の二乗を表わす二乗されたデジタルサンプルをも
たらし、これは次に平均化回路１０２に与えられる。平
均化回路１０２は二乗されたデジタルサンプルを蓄積
し、５０ｍｓごとに届く更新信号を受取ると平均化回路
１０２はｒｍｓ測定期間５４にわたって蓄積されたデジ
タルサンプルから平均値を計算する。そこで、平方根回
路１０４が平均値の平方根を計算し、ｒｍｓ値を生成す
る。

【００２７】この発明の上述の好ましい実施例の詳細に
おいて、より幅広い局面においてこの発明の精神から逸
脱することなく数多くの変更がなされ得ることが当業者
には明らかになるであろう。たとえば、ｒｍｓコンバー
タ２０はハードウェアにおいて専用デジタル回路を用い
て実現されてもよく、ソフトウェアにおいてマイクロプ
ロセッサにより実行されるものとして実現されてもよ
く、または応用の要件に従ってこれらの組合せにおいて
実現してもよい。平均値の改善された分解能を得るた
め、二乗されたデジタルサンプルの整数のサイクル数を
維持する、たとえば１００ｍｓなどの、より長いｒｍｓ
測定期間を選択してもよい。電力線周波数のいずれか一
方のみを、他方に適応させることなく測定すればよい場
合、毎秒２０個のｒｍｓ値よりも速い測定速度において
ｒｍｓ値を得るためにより短いｒｍｓ測定期間を選択し
てもよい。すなわち、この発明の範囲は前述の特許請求
の範囲によって定められるべきである。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による電力線信号の高速ｒｍｓ測定値
を生成するための測定計器の簡略化されたブロック図で
ある。

【図２】６０ヘルツの電力線信号とｒｍｓ測定期間との
関係を示すグラフ図である。

【図３】５０ヘルツの電力線信号とｒｍｓ測定期間との
関係を示すグラフ図である。

【図４】ｒｍｓ測定期間に従って電力線信号からの高速
ｒｍｓ測定値の生成を示すグラフ図である。

【図５】この発明によるｒｍｓコンバータの簡略化され
たブロック図である。

【符号の説明】

１０ 測定計器 １２ 電圧源 １４ フロントエンド回路 １６ テストプローブ １８ サンプリングシステム ２０ ｒｍｓコンバータ ５０、５２ トレース ５４ ｒｍｓ測定期間 ６０、６２、７０ トレース １００ 二乗回路 １０２ 平均化回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｒｍｓコンバータであって、 （ａ） 電力線信号を受取り、二乗されたデジタルサン
   プルを生成するための二乗回路と、 （ｂ） 前記二乗回路に結合され、ｒｍｓ測定期間にわ
   たって前記二乗されたデジタルサンプルの平均値をもた
   らすための平均化回路とを含み、前記ｒｍｓ測定期間は
   前記二乗されたデジタルサンプルの整数のサイクル数に
   わたり、前記ｒｍｓコンバータはさらに（ｃ） 前記平
   均値の平方根を計算し、前記電力線周波数入力信号のｒ
   ｍｓ値を生成するための平方根回路を含む、ｒｍｓコン
   バータ。
2. 【請求項２】 前記電力線信号の周波数は５０ヘルツお
   よび６０ヘルツのいずれかである、請求項１に記載のｒ
   ｍｓコンバータ。
3. 【請求項３】 前記ｒｍｓ測定期間が５０ミリ秒に実質
   的に近い、請求項２に記載のｒｍｓコンバータ。
4. 【請求項４】 電力線信号のｒｍｓ値を計算するための
   方法であって、 （ａ） 前記電力線信号をデジタル的にサンプリングし
   て、デジタルサンプルを得るステップと、 （ｂ） 二乗回路内で前記デジタルサンプルを二乗し
   て、二乗されたデジタルサンプルを生成するステップ
   と、 （ｃ） 前記二乗されたデジタルサンプルをｒｍｓ測定
   期間にわたって平均化し、平均値を生成するステップと
   を含み、前記ｒｍｓ測定期間は前記二乗されたデジタル
   サンプルの整数のサイクル数にわたっており、前記方法
   はさらに、 （ｄ） 前記平均値の平方根をとり、前記ｒｍｓ値を生
   成するステップを含む、方法。
5. 【請求項５】 前記電力線信号の周波数は５０ヘルツお
   よび６０ヘルツのいずれかである、請求項４に記載の電
   力線信号のｒｍｓ値を計算するための方法。
6. 【請求項６】 前記ｒｍｓ測定期間は５０ミリ秒に実質
   的に近い、請求項５に記載の電力線信号のｒｍｓ値を計
   算するための方法。
7. 【請求項７】 電力線信号の高速ｒｍｓ測定を得るため
   の測定計器であって、 （ａ） 前記電力線信号に結合され、前記電力線信号の
   デジタルサンプルを生成するためのサンプリングシステ
   ムと、 （ｂ） 前記サンプリングシステムに結合され、前記デ
   ジタルサンプルをｒｍｓ測定期間にわたって受取り、前
   記電力線信号の前記ｒｍｓ値を生成するためのｒｍｓコ
   ンバータとを含み、前記ｒｍｓ測定期間は前記電力線信
   号の二乗の最小整数のサイクル数にわたっており、前記
   測定計器はさらに（ｃ） 前記ｒｍｓ測定期間に従って
   前記ｒｍｓコンバータから前記ｒｍｓ値を受取るための
   マイクロプロセッサと、 （ｄ） 前記マイクロプロセッサに結合され、前記ｒｍ
   ｓ値を受取り、かつ表示するための表示とを含む、測定
   計器。
8. 【請求項８】 前記ｒｍｓコンバータは（ａ） 前記電
   力線信号の前記デジタルサンプルを受取り、二乗された
   デジタルサンプルを生成するための二乗回路と、 （ｂ） 前記二乗回路に結合され、前記ｒｍｓ測定期間
   にわたっての前記二乗されたデジタルサンプルの平均値
   をもたらすための平均化回路と、 （ｃ） 前記平均値の平方根を計算して、前記電力線信
   号の前記ｒｍｓ値を生成するための平方根回路とを含
   む、請求項７に記載の電力線信号の高速ｒｍｓ測定を得
   るための測定計器。
9. 【請求項９】 前記電力線信号の周波数は５０ヘルツお
   よび６０ヘルツのいずれかである、請求項７に記載の電
   力線信号の高速ｒｍｓ測定を得るための測定計器。
10. 【請求項１０】 前記ｒｍｓ測定期間は５０ミリ秒に実
    質的に近い、請求項７に記載の電力線信号の高速ｒｍｓ
    測定を得るための測定計器。