JPH11206148A

JPH11206148A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH11206148A
Application number: JP10001714A
Authority: JP
Inventors: Sei Azuma; 聖東
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-01-07
Filing date: 1998-01-07
Publication date: 1999-07-30

Abstract

(57)【要約】【課題】様々な各相の電圧制御に対して導電ノイズの
発生や放射ノイズの発生の原因となる漏洩電流の抑制が
可能な電力変換装置を提供すること。【解決手段】この発明に係る電力変換装置は、電源１
と、電源１で出力された交流電圧を直流電圧に変換する
変換器２と、変換器２に並列に接続されたコンデンサ
３、第１の切り換え部及び第２の切り換え部からなる複
数の直列体４、５、６、少なくとも２つの切り換え速度
の異なる切り換えが行える第３の切り換え部及び第４の
切り換え部からなる直列体７と、一端が複数の直列体の
各々の第１の切り換え部と第２の切り換え部間に接続さ
れ他端が接地されている負荷８と、一端が第３の切り換
え部と第４の切り換え部間に接続され他端が接地された
インピータンス９と、各切り換え部の切り換えを制御す
る切り換え制御手段１０とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、インバータによ
り可変速駆動される負荷から漏洩する漏洩電流を抑制す
る電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１６は特開平９−２３３８３７号公報
に記載された従来の電力変換装置を示す図である。図に
おいて、１０１は商用電源、１０２は商用電源１０１か
らの交流を直流に変換するコンバータ、１０３はコンバ
ータ１０２により変換された直流のエネルギーを蓄積す
るコンデンサ、１０４は各スイッチをＯＮ、ＯＦＦさせ
ることによりコンデンサ１０３に蓄積されたエネルギー
をＵ相、Ｖ相、Ｗ相から出力させるスイッチング部、１
０５はＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接続されると共に接地された
モータ、１０６はスイッチング部１０４のスイッチング
を制御する制御部である。

【０００３】１０７は各スイッチをＯＮ、ＯＦＦさせる
ことによりコンデンサ１０３に蓄積されたエネルギーを
負荷漏洩インピーダンス１０８に出力するスイッチング
部、１０８はスイッチング部１０７に接続されモータ１
０５の漏洩インピーダンスと等価な負荷漏洩インピーダ
ンス、１０９はスイッチング部１０７のスイッチングを
制御する制御部である。

【０００４】次に、図１６に示した従来の電力変換装置
の動作を説明する。コンバータ１０２により商用電源１
０１からの交流を直流に変換し、変換された直流のエネ
ルギーをコンデンサ１０３に蓄積する。そして、スイッ
チ１０４ａをＯＮ、１０４ｂをＯＦＦすることによりＵ
相にコンデンサ１０３の充電電圧Ｅを印加し、逆にスイ
ッチ１０４ａをＯＦＦ、１０４ｂをＯＮすることにより
Ｕ相の電圧をゼロにする。同様にスイッチ１０４ｃ、ｄ
をＯＮ、ＯＦＦすることによりＶ相、１０４ｅ、ｆをＯ
Ｎ、ＯＦＦすることによりＷ相の印加電圧をＥ、または
ゼロになるようにそれぞれ制御する。

【０００５】図１７は図１６に示した従来の電力変換装
置の各相及び負荷漏洩インピーダンスにかかる電圧とこ
れらの電圧印加により生じる漏れ電流及びキャンセル電
流を示す図で、図１７（ａ）はＵ相電圧、図１７（ｂ）
はＶ相電圧、図１７（ｃ）はＷ相電圧、図１７（ｄ）は
三相電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）への電圧印加により生じる漏
洩電流、図１７（ｅ）は負荷漏洩インピーダンスへの印
加電圧、図１７（ｆ）は負荷漏洩インピーダンスへの電
圧印加により生じるキャンセル電流を示す図である。

【０００６】まず、図１６に示したスイッチを制御する
ことにより図１７（ａ）〜（ｃ）に示すように各相に電
圧が印加される。図１６に示した電力変換装置では、接
地されてるモータフレームとモータ中性点の間、及びモ
ータ巻き線の間に浮遊コンデンサが存在することになる
ので、各相の電圧がスイッチの切り替えによりゼロから
Ｅに上昇するときには、上記モータ１０５の端子に正の
ステップ電圧が印加されることになり、この浮遊コンデ
ンサ、モータフレームが接地されている接地点、商用電
源１０１の接地点を介して商用電源１０１、コンバータ
１０２、コンデンサ１０３、スイッチング部１０４、モ
ータ１０５の経路により図１７（ｄ）に示すような高周
波成分を伴う漏洩電流ＩＬが発生する。逆に、各相の電
圧がスイッチの切り換えによりＥからゼロに下降すると
きにも、モータ１０５の端子に負のステップ電圧が印加
されることになり、上記漏洩電流ＩＬと逆方向に漏洩電
流が流れることになる。

【０００７】この漏洩電流を防止するために、制御部１
０９は図１７（ｅ）に示すように各相の印加電圧がＥか
らゼロに下降するときには、負荷漏洩インピーダンス１
０８の印加電圧がゼロからＥになるようにスイッチング
部１０７のスイッチを制御し、逆に、各相の印加電圧が
ゼロからＥに上昇するときには、負荷漏洩インピーダン
ス１０８の印加電圧がＥからゼロになるようにスイッチ
ング部１０７のスイッチを制御する。このように制御す
ることにより、接地点を介して負荷漏洩インピーダンス
１０８、スイッチング部１０７、コンバータ１０２、商
用電源１０１から商用電源１０１の接地点と漏洩電流
（以下、キャンセル電流と呼ぶ）が流れ、このキャンセ
ル電流が、漏洩電流と逆方向に流れるで、漏洩電流ＩＬ
が打ち消されることになる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の電
力変換装置では、スイッチング部のスイッチの切り換え
を制御することにより、負荷漏洩インピーダンスの電圧
をゼロからＥに上昇させてキャンセル電流を生成させ、
次に、Ｅからゼロに下降させることにより逆向きのキャ
ンセル電流を生成させ、以後、これらを繰り返している
ので、例えばＵ相の電圧がゼロからＥになった後、次に
いずれかの相がＥからゼロになる前に、Ｖ相がゼロから
Ｅになるように制御された場合には、負荷漏洩インピー
ダンスの電圧は既にＥであるため、ゼロからＥへ上昇さ
せることができず、このときのＶ相のスイッチの切り換
えの際に生じる漏洩電流を防止することができないとい
う問題点があった。

【０００９】この発明は、かかる問題点を解決するため
になされたもので、様々な各相の電圧制御に対して伝導
ノイズの発生や放射ノイズの発生の原因となる漏洩電流
の抑制が可能な電力変換装置を提供することを目的とす
る。また、低コスト化、小型軽量化された電力変換装置
を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明に係る電力変換
装置は、交流電圧を出力する電源と、電源で出力された
交流電圧を直流電圧に変換する変換器と、変換器に並列
に接続されたコンデンサと、コンデンサに並列に接続さ
れ第１の切り換え部及び第２の切り換え部からなる複数
の直列体と、コンデンサに並列に接続され少なくとも２
つの切り換え速度の異なる切り換えが行える第３の切り
換え部及び第４の切り換え部からなる直列体と、一端が
複数の直列体の各々の第１の切り換え部と第２の切り換
え部間に接続され他端が接地されている負荷と、一端が
第３の切り換え部と第４の切り換え部間に接続され他端
が接地された負荷の漏洩インピーダンスを模擬したイン
ピーダンスと、各切り換え部の切り換えを制御する切り
換え制御手段とを備えている。

【００１１】さらに、第３の切り換え部及び第４の切り
換え部は、即時に切り換え可能な切り換えと徐々に切り
換え可能な切り換えとが行える。また、切り換え制御手
段は、複数の直列体の第１、第２の切り換え部が切り換
えられないときに第３または第４の切り換え部を徐々に
切り換える。さらに、複数の直列体の第１の切り換え部
と第２の切り換え部間に接続されている負荷の一端に流
れる電流を検出する検出手段を備え、切り換え制御手段
は前記検出手段で検出された電流に応じて切り換え部の
切り換えを制御する。

【００１２】また、切り換え制御手段は、第１の切り換
え部と第２の切り換え部とを同時に切り換えない。ま
た、切り換え制御手段は、複数の直列体中の１つの直列
体の切り換え部の切り換えをしないように制御する。さ
らに、インピーダンスの値を可変にする。さらにまた、
第３の切り換え部及び第４の切り換え部の両方またはい
ずれか一方は、小電流容量である。

【００１３】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１はこの実施の
形態１による電力変換装置を示す図である。図におい
て、１は３相系統電源、２は３相系統電源１からの交流
を直流に変換するダイオード等からなる整流回路、３は
整流回路２により変換された直流のエネルギーを蓄積す
るコンデンサである。

【００１４】４はスイッチ４ａ、４ｂからなり、これら
のスイッチを切り換えることによりＵ相にコンデンサ３
に蓄積された充電電圧を印加するＵ相スイッチ部、５は
スイッチ５ａ、５ｂからなり、これらのスイッチを切り
換えることによりＶ相にコンデンサ３に蓄積された充電
電圧を印加するＶ相スイッチ部、６はスイッチ６ａ、６
ｂからなり、これらのスイッチを切り換えることにより
Ｗ相にコンデンサ３に蓄積された充電電圧を印加するＷ
相スイッチ部である。

【００１５】７はスイッチ７ａ、７ｂからなり、これら
のスイッチを切り換えることによりインピーダンス９に
コンデンサ３に蓄積された充電電圧を印加するＸ相スイ
ッチ部で、このＸ相スイッチ部７のスイッチ７ａ、７ｂ
は各々切り換え時間の異なる２種類の切り換えが行える
スイッチで構成されている。８はＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接
続されると共に接地されたモータ等の負荷、９は一端が
Ｘ相スイッチ部７のスイッチ７ａ、７ｂ間に接続され他
端が接地された負荷８の漏洩インピーダンスと等価なイ
ンピーダンス、１０はＵ相スイッチ４、Ｖ相スイッチ
５、Ｗ相スイッチ６、Ｘ相スイッチ７の各々のスイッチ
の切り換えを制御するスイッチ制御回路である。

【００１６】図２は図１に示した電力変換装置のＸ相ス
イッチ部のスイッチを示す図である。図において、２
０、２１は直列に接続された抵抗、２２は抵抗２０に並
列に接続されたスイッチで、このスイッチ２２をＯＮす
ることにより抵抗２０間を短絡できるようになってい
る。２３はトランジスタである。

【００１７】図２に示したＸ相スイッチ部のスイッチの
動作を説明する。スイッチの切り換えを即時に行う場合
には、スイッチ制御回路１０からスイッチをＯＮ、ＯＦ
Ｆするかを定めるオンオフ信号と切り換えを即時に行う
切換信号がスイッチに送られる。この切換信号が送られ
ると、スイッチ２２はＯＮされ抵抗２０間が短絡された
状態になる。そして、オンオフ信号が抵抗２１を介して
トランジスタ２３に入力され、この信号によりトランジ
スタに接続されている端子間がＯＮあるいはＯＦＦ状態
になる。

【００１８】逆に、スイッチの切り換えをゆっくりと行
う場合には、スイッチ制御回路１０からオンオフ信号と
切り換えをゆっくりと行う切換信号がスイッチに送られ
る。この切換信号が送られると、スイッチ２２はＯＦＦ
された状態になる。そして、オンオフ信号が抵抗２０及
び抵抗２１を介してトランジスタ２３に入力され、この
信号によりトランジスタに接続されている端子間がオン
オフ状態になる。

【００１９】このように、切換信号によりスイッチ２２
をＯＮ、ＯＦＦさせることにより、切り換えをゆっくり
行う場合には、電流ＩＤは抵抗２１のみでなく抵抗２２
も介してトランジスタ２３に入力されるので、トランジ
スタ２３に流れ込む電流ＩＤが少なくなり、トランジス
タ２３のオンオフ動作がゆっくりとなる。このように抵
抗を切り替えることによりスイッチングの速さを切り替
えることができる。

【００２０】図３は図１に示した電力変換装置の負荷が
モータである場合のインピーダンスを示す図で、図３
（ａ）はインバータと負荷８を接続する配線を考慮しな
い場合のインピーダンス、図３（ｂ）はインバータと負
荷８を接続する配線が長い場合のインピーダンスを示す
図である。図において、９ａはモータ巻き線に存在する
抵抗を模擬した抵抗、９ｂはモータ巻線間の浮遊コンデ
ンサを模擬した浮遊コンデンサ、９ｃはモータの中性点
とモータフレーム間の浮遊コンデンサを模擬した浮遊コ
ンデンサであり、これらによりモータ８に対するインピ
ーダンス９が構成される。このように、インピーダンス
９を構成することにより、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相から見た漏洩
インピーダンスとＸ相から見たインピーダンスは等しく
なる。

【００２１】また、９ｄは上記インバータと上記モータ
８を接続する配線に存在するインダクタンスを模擬した
インダクタンスである。このように、抵抗とコンデンサ
のみでなくインダクタンスも含めることにより、インバ
ータと負荷８を接続する配線の長さにより生じるインダ
クタンスをも考慮したインピーダンスを構成できる。そ
のため、インダクタンス９をインバータから近接した接
地点で接地しても、所期の目的を達成し得ることはいう
までもない。また、Ｘ相出力とモータとの配線を省略で
きるため、システム設置の簡素化が図れる。

【００２２】なお、図３（ａ）に示したインピーダンス
は図３（ｂ）に示した上記インダクタンス９ｄを含めた
インピーダンスとは異なるが、上記Ｘ相にもモータのフ
レームまでの配線がなされているため上記インダクタン
ス９ｄと同様のインダクタンスが上記抵抗９ａ及び上記
コンデンサ９ｂ、９ｃと直列に存在することになるの
で、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相から見た漏洩インピーダンスとＸ相
から見たインピーダンスは等しくなる。

【００２３】次に、図１に示した電力変換装置の動作に
ついて説明する。まず、漏洩電流の発生及びこの漏洩電
流低減の原理につき説明する。整流回路２により３相系
統電源１からの交流を直流に変換し、変換された直流の
エネルギーをコンデンサ３に蓄積する。そして、スイッ
チ４ａをＯＮ、４ｂをＯＦＦすることによりＵ相にコン
デンサ３の充電電圧Ｅを印加し、逆にスイッチ４ａをＯ
ＦＦ、４ｂをＯＮすることによりＵ相の電圧をゼロにす
る。同様にスイッチ５ａ、５ｂをＯＮ、ＯＦＦすること
によりＶ相、５ａ、５ｂをＯＮ、ＯＦＦすることにより
Ｗ相の印加電圧がＥ、ゼロになるようようにそれぞれ制
御する。

【００２４】図４は図１に示した電力変換装置の漏洩電
流及びこの漏洩電流を防止するための漏洩電流（以下、
防止電流と呼ぶ）の経路を示す図である。なお、説明を
簡単にするため、スイッチ制御回路１０は省略してい
る。図５は図１に示した電力変換装置におけるＵ相電
圧、漏洩電流ＩＬ１、Ｘ相電圧、防止電流ＩＬ２の関係
を示す図で、図５（ａ）はＵ相電圧の波形、図５（ｂ）
は漏洩電流ＩＬ１の波形、図５（ｃ）はＸ相電圧の波
形、図５（ｄ）は防止電流ＩＬ２の波形を示す図であ
る。

【００２５】いま、上記スイッチ４ａをオンすると同時
に上記スイッチ４ｂをオフしたと仮定すると、Ｕ相電圧
は図５（ａ）に示したような波形となり上記モータ８に
正のステップ電圧が印加される。すると、このステップ
電圧により図４に示した経路に図５（ｂ）に示したよう
な波形の漏洩電流ＩＬ１が流れる。

【００２６】このとき同時に上記スイッチ７ａをオフさ
せると共に上記スイッチ７ｂをオンさせたと仮定する
と、Ｘ相電圧は図５（ｃ）に示したような波形となり上
記モータ８に負のステップ電圧が印加される。すると、
このステップ電圧により図４に示した経路に図５（ｄ）
に示したような波形の防止電流ＩＬ２が流れる。そし
て、この防止電流ＩＬ２は上記漏洩電流ＩＬ１と互いに
逆方向に流れ、その大きさも等しいことから、上記モー
タ８の接地点及び上記３相系統電源１の接地点を介して
大地を流れる電流はキャンセルされる。

【００２７】次に、図１に示した電力変換装置の動作に
ついて説明する。図６は上記キャリア信号の１周期期間
に着目したときのインバータ出力電圧と上記信号Ｓ１〜
Ｓ８の波形を示す図であり、図６（ａ）はインバータＵ
相電圧の波形、図６（ｂ）はインバータＶ相電圧の波
形、図６（ｃ）はインバータＷ相電圧の波形、図６
（ｄ）はインバータＸ相電圧の波形、図６（ｅ）は上記
信号Ｓ１の波形、図６（ｆ）は上記信号Ｓ２の波形、図
６（ｇ）は上記信号Ｓ３の波形、図６（ｈ）は上記信号
Ｓ４の波形、図６（ｉ）は上記信号Ｓ５の波形、図６
（ｊ）は上記信号Ｓ６の波形、図６（ｋ）は上記信号Ｓ
７の波形、図６（ｌ）は上記信号Ｓ８の波形を示す図で
ある。なお、上記インバータは例えばその出力平均電圧
を正弦波化するために、出力パルス電圧は三角波キャリ
ア信号などにより変調される。

【００２８】図において、まず時刻ｔ１にてＳ１をオ
ン、Ｓ２をオフさせることによりＵ相電圧がゼロからＥ
に変化する。このとき同時にＳ７をオフ、Ｓ８をオンと
するとＸ相電圧がＥからゼロに変化し、この電圧変化に
より防止電流が流れＵ相への電圧印加により生じる漏洩
電流は前述の原理に従ってキャンセルされる。

【００２９】次に、時刻ｔ３においてＶ相電圧をゼロか
らＥに変化させるが、その前に時刻ｔ２にてＳ８をオ
フ、Ｓ７をゆっくりオンさせ、Ｘ相電圧の波形をゼロか
らＥまでゆっくりと上昇させる。このとき、Ｘ相ではゆ
っくりと電圧が印加されるので、Ｘ相の電圧切換による
漏洩電流はほとんど流れない。このようにＸ相電圧をＥ
にリセットしておき、時刻ｔ３にてＶ相電圧が変化する
ときにあわせて、Ｓ７をオフ、Ｓ８をオンさせてＸ相電
圧をＥからゼロに変化させることによりＶ相電圧変化時
においても漏洩電流はキャンセルされる。Ｗ相電圧を変
化させるときも同様であるので説明を省略する。

【００３０】次に、時刻ｔ６においてＳ５をオフ、信号
Ｓ６をオンさせることによりＷ相電圧がＥからゼロに変
化する。このとき同時に、Ｓ７をオン、Ｓ８をオフにす
ることにより、Ｘ相電圧がゼロからＥに変化し、この電
圧変化により防止電流が流れ、漏洩電流がキャンセルさ
れる。次に時刻ｔ８においてＶ相電圧をＥからゼロに変
化させるが、その前に時刻ｔ７にてＳ７をオフ、Ｓ８を
ゆっくりオンさせ、Ｘ相電圧の波形をＥからゼロまでゆ
っくりと下降させる。このとき、Ｘ相ではゆっくりと電
圧が変化するので、Ｘ相の電圧切換による漏洩電流はほ
とんど流れない。このようにＸ相電圧をゼロにリセット
しておき、時刻ｔ８にてＶ相電圧が変化するときにあわ
せて、Ｓ７をオン、Ｓ８をオフさせてＸ相電圧をゼロか
らＥに変化させることによりＶ相電圧変化時においても
漏洩電流はキャンセルされる。Ｕ相電圧が変化するとき
も同様であるので説明を省略する。

【００３１】このように、Ｘ相のスイッチをゆっくりと
切り換えることにより、漏洩電流（防止電流）を発生さ
せることなく、Ｘ相の電圧をＥからゼロまたはゼロから
Ｅに切り換えることができるので、例えばＵ相の電圧が
ゼロからＥになった後、次にいずれかの相がＥからゼロ
になる前に、Ｖ相がゼロからＥになるように制御される
場合、あるいは、Ｕ相の電圧がＥからゼロになった後、
次にいずれかの相がゼロからＥになる前に、Ｖ相がＥか
らゼロになるように制御される場合等においても、各相
のスイッチの切り替えにより生じる漏洩電流を防止する
ことができる。

【００３２】本実施の形態では、Ｘ相出力のインピーダ
ンスとして負荷に対するインピーダンスを厳密に求めた
ものを用いたが、これは、特に限定するものではなく、
Ｘ相出力のインピーダンスを抵抗とコンデンサにより近
似したものを用いてよいことは言うまでもない。

【００３３】本実施の形態では、インピーダンスの一端
を負荷の接地側に接続させているが、これは特に限定す
るものではなく、インピーダンスの一端を負荷の接地側
に接続させることなく、直接接地させてよいことは言う
までもない。

【００３４】本実施の形態の電力変換装置では、Ｘ相の
スイッチを即時に切り換え可能な切り換えと徐々に切り
換え可能な切り換えの２種類の切り換えが行えるように
しているので、ある相の電圧印加後、いずれかの相にお
いて逆電圧の電圧印加がなされることなく、再びある相
で同じ電圧印加が行われた場合においても、漏洩電流を
防止することができる。また、コモンモード電流検出回
路を接続することなく漏洩電流を低減し、伝導ノイズの
発生や放射ノイズの発生が抑制可能で、低コスト化、小
型軽量化することができる。

【００３５】実施の形態２．図７はこの実施の形態２の
電力変換装置を示す図である。図において、３０は一方
向スイッチ３０ａ、３０ｂからなり、これらのスイッチ
を切り換えることによりコンデンサ３に蓄積された充電
電圧をＵ相に印加するＵ相スイッチ部、３１は一方向ス
イッチ３１ａ、３１ｂからなり、これらのスイッチを切
り換えることによりコンデンサ３に蓄積された充電電圧
をＶ相に印加するＶ相スイッチ部、３２は一方向スイッ
チ３２ａ、３２ｂからなり、これらのスイッチを切り換
えることによりコンデンサ３に蓄積された充電電圧をＷ
相に印加するＷ相スイッチ部、３３は一方向スイッチ３
３ａ、３３ｂからなり、これらのスイッチを切り換える
ことによりコンデンサ３に蓄積された充電電圧をＸ相に
印加するＸ相スイッチ部である。

【００３６】４０ａ、４０ｂは一方向スイッチ３０ａ、
３０ｂの各々に逆並列に接続されたダイオード、４１
ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂ、４３ａ、４３ｂも同様に
一方向スイッチ３１ａ、３１ｂ、３２ａ、３２ｂ、３３
ａ、３３ｂの各々に逆並列に接続されたダイオード、５
０はＵ相に流れる電流を検出する電流検出器、５１はＶ
相に流れる電流を検出する電流検出器である。

【００３７】５２は電流検出器５０，５１で検出された
電流により、スイッチ３０ａのオンオフ信号Ｓ１、スイ
ッチ３０ｂのオンオフ信号Ｓ２、スイッチ３１ａのオン
オフ信号Ｓ３、スイッチ３１ｂのオンオフ信号Ｓ４、ス
イッチ３２ａのオンオフ信号Ｓ５、スイッチ３２ｂのオ
ンオフ信号Ｓ６、スイッチ３３ａのオンオフ信号Ｓ７、
スイッチ３３ｂのオンオフ信号Ｓ８の出力を制御するス
イッチ制御回路である。

【００３８】その他の符号は実施の形態１の図１で説明
したものと同様であるので説明は省略する。なお、図７
においては、説明を簡単にするために、図１に示した３
相系統電源１、整流回路２等を省略した。

【００３９】図８はこの実施の形態２の電力変換装置の
Ｕ相スイッチの波形とＵ相の電圧波形の関係を示した図
である。実際の電力変換装置における一方向スイッチに
おいては、スイッチングタイミングの遅れが生じるた
め、例えばスイッチ３０ａをオンし、同時にスイッチ３
０ｂをオフしようとした場合に、スイッチ３０ａのスイ
ッチングに対して、スイッチ３０ｂのスイッチングの遅
れの方が大きいと、スイッチ３０ａとスイッチ３０ｂが
共にオン状態となる期間が発生し、コンデンサ３が短絡
される状態が起こりうる。そこで、この短絡を防ぐため
に、図８に示すように、信号Ｓ１と信号Ｓ２のスイッチ
ング切換のタイミングにおいては、いずれもオフの状態
の期間ＴＤを設定するのが普通である。

【００４０】このとき、インバータ出力相電流の極性に
より相電圧の発生波形が異なる。例えば、いまインバー
タＵ相電流ＩＵの流れる向きが図７に示した矢印の向き
（正の向き）とすると、期間ＴＤにおいては、電流ＩＵ
はダイオード４０ｂを流れるため、Ｕ相電圧はゼロとな
る。逆に、インバータＵ相電流ＩＵの流れる向きが図７
に示した矢印逆向き（負の向き）とすると、期間ＴＤに
おいては、電流ＩＵはダイオード４０ａを流れるため、
Ｕ相電圧はＥとなる。

【００４１】次に、以上のような相電流の極性にあわせ
たＸ相電圧の制御方法につき述べる。まず、Ｕ相電流Ｉ
Ｕが正の向きの場合につき述べる。図９はこのときの信
号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ７及びＳ８のスイッチングタイミング
を説明する図であり、図において（ａ）は信号Ｓ１の波
形、（ｂ）は信号Ｓ２の波形、（ｃ）はＵ相電圧の波
形、（ｄ）は信号Ｓ７の波形、（ｅ）は信号Ｓ８の波
形、（ｆ）はＸ相電圧の波形を示す図である。

【００４２】図９において、時刻ｔ１にて信号Ｓ２がオ
フになり、このとき信号Ｓ７もオフになる。このとき、
Ｘ相には電流が流れていないので、信号Ｓ７をオフして
もＸ相の電圧はＥに保持されたままである。これは上記
スイッチ３３ｂ及び上記ダイオード４３ｂに存在する浮
遊コンデンサが電圧Ｅに充電されているからである。

【００４３】次に、期間ＴＤ後の時刻ｔ２にて、信号Ｓ
１がオンになるとＵ相電圧の波形はゼロからＥとなる。
このとき同時に信号Ｓ８をオンにすると、Ｘ相の電圧は
Ｅからゼロとなり、前述と同様の原理で漏洩電流がキャ
ンセルされる。

【００４４】また、図９において、時刻ｔ３にてあらか
じめ信号Ｓ８をオフにする。このとき、Ｘ相には電流が
流れていないので、信号Ｓ８をオフしてもＸ相の電圧は
ゼロに保持されたままである。これは上記スイッチ３３
ａ及び上記ダイオード４３ａに存在する浮遊コンデンサ
が電圧Ｅに充電されているからである。

【００４５】次に、期間ＴＤ後の時刻ｔ４にて、信号Ｓ
１がオフになるとＵ相電圧の波形はＥからゼロとなる。
このとき同時に信号Ｓ７をオンにすると、Ｘ相の電圧は
ゼロからＥとなり、前述と同様の原理で漏洩電流がキャ
ンセルされる。更に、期間ＴＤ後の時刻ｔ５にて信号Ｓ
２がオンになる。Ｕ相電流ＩＵが正の向きの場合には、
このようにＸ相のスイッチングを行うことにより漏洩電
流を低減することができる。

【００４６】次に、Ｕ相電流ＩＵが負の向きの場合につ
き述べる。図１０はこのときの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ７、
及びＳ８のスイッチングタイミングを説明する図であ
り、図において、（ａ）は信号Ｓ１の波形、（ｂ）は信
号Ｓ２の波形、（ｃ）はＵ相電圧の波形、（ｄ）は信号
Ｓ７の波形、（ｅ）は信号Ｓ８の波形、（ｆ）はＸ相電
圧の波形を示す図である。

【００４７】図１０において、時刻ｔ１にてあらかじめ
信号Ｓ７をオフにする。このとき、Ｘ相には電流が流れ
ていないので、信号Ｓ７をオフしてもＸ相の電圧はＥに
保持されたままである。これは上記スイッチ３３ｂ及び
上記ダイオード４３ｂに存在する浮遊コンデンサが電圧
Ｅに充電されているからである。

【００４８】次に、期間ＴＤ後の時刻ｔ２にて、信号Ｓ
２がオフになるとＵ相電圧の波形はゼロからＥとなる。
このとき同時に信号Ｓ８をオンにすると、Ｘ相の電圧は
Ｅからゼロとなり、前述と同様の原理で漏洩電流がキャ
ンセルされる。更に、期間ＴＤ後の時刻ｔ３にて信号Ｓ
１がオンになる。

【００４９】また、図１０において、時刻ｔ４にて信号
Ｓ１がオフとなり、このとき信号Ｓ８もオフにする。こ
のとき、Ｘ相には電流が流れていないので、信号Ｓ８を
オフにしてもＸ相の電圧はゼロに保持されたままであ
る。これは上記スイッチ３３ａ及び上記ダイオード４３
ａに存在する浮遊コンデンサが電圧Ｅに充電されている
からである。

【００５０】次に、期間ＴＤ後の時刻ｔ５にて、信号Ｓ
２がオンになるとＵ相電圧の波形はＥからゼロとなる。
このとき同時に信号Ｓ７をオンにとすると、Ｘ相の電圧
はゼロからＥとなり、前述と同様の原理で漏洩電流がキ
ャンセルされる。従ってＵ相電流ＩＵが負の向きの場合
にも、このようにＸ相のスイッチングを行うことにより
漏洩電流を低減することができる。なお、Ｖ相、Ｗ相の
電圧が変化するときも同様に行えばよい。

【００５１】また、電流の極性検出においては、図７に
示した電流検出器５０及び５１により電流ＩＵ、ＩＶを
検出して、電流ＩＵ、ＩＶを求め、電流ＩＷに関して
は、高周波漏れ電流分を無視すると、モータに流れる電
流には、下記式（１）に示すような関係があるので、ス
イッチング制御回路５２にて電流ＩＵ、ＩＶより電流Ｉ
Ｗを演算して極性判別すればよい。ＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０・・・（１）

【００５２】本実施の形態では、電流検出器５０及び５
１により、電流ＩＵ、ＩＶを求め、これらの電流より電
流ＩＷを求めているが、これは特に限定するものではな
く、電流ＩＷを検出する電流検出器を設け、この電流検
出器の検出値より直接電流ＩＷを求めるようにしてもよ
い。

【００５３】図１１は例えばＵ相電流ＩＵ及びＶ相電流
ＩＶを正、Ｗ相電流ＩＷを負としたときの、キャリア信
号の１周期期間に着目したときのインバータ出力電圧と
上記信号Ｓ１〜Ｓ８の波形を示す図である。ここで、電
流の向きは図７に示した方向を正とし、逆方向を負と定
義する。

【００５４】図において、（ａ）は信号Ｓ１の波形、
（ｂ）は信号Ｓ２の波形、（ｃ）はインバータＵ相電圧
の波形、（ｄ）は信号Ｓ３の波形、（ｅ）は信号Ｓ４の
波形、（ｆ）はインバータＶ相電圧の波形、（ｇ）は信
号Ｓ５の波形、（ｈ）は信号Ｓ６の波形、（ｉ）はイン
バータＷ相電圧の波形、（ｊ）は信号Ｓ７の波形、
（ｋ）は信号Ｓ８の波形、（ｌ）はインバータＸ相電圧
の波形を示す図である。

【００５５】まず、時刻ｔ１にて信号Ｓ２がオフにな
り、同時に信号Ｓ７もオフになる。次に、期間ＴＤ後の
時刻ｔ２にて信号Ｓ１がオンになるとＵ相電圧がゼロか
らＥとなる。このとき、同時に信号Ｓ８をオンにすると
Ｘ相電圧がＥからゼロとなり、漏洩電流がキャンセルさ
れる。次に、時刻ｔ３にて信号Ｓ８をオフにすると、漏
洩電流を打ち消すためのＸ相を流れる電流が既に減衰
し、Ｘ相には電流が流れていないため、Ｘ相の電圧はゼ
ロに保持される。

【００５６】次に、期間ＴＤ後の時刻ｔ４において信号
Ｓ７をゆっくりとオンさせる。このときＸ相電圧もゆっ
くりと上昇するため漏洩電流はほとんど流れない。この
ようにしてＸ相の電圧は時刻ｔ５にてＥにリセットされ
る。Ｖ相電圧波形を変化させるときも同様の動作となる
ので説明を省略する。

【００５７】次に時刻ｔ１２にてＷ相電圧を変化させる
が、その前の時刻ｔ１１にて信号Ｓ７をオフにしてお
く。Ｘ相には電流が流れていないため、Ｘ相の電圧はＥ
に保持される。時刻ｔ１２にて信号Ｓ６をオフすること
によるＷ相電圧はゼロからＥとなる。このとき同時に信
号Ｓ８をオンするとＸ相電圧がＥからゼロとなり漏洩電
流がキャンセルされる。次に、期間ＴＤ後の時刻ｔ１３
に信号Ｓ５をオンにする。

【００５８】次に、時刻ｔ１４にて信号Ｓ５をオフに
し、同時に信号Ｓ８もオフにする。次に、期間ＴＤ後の
時刻ｔ１５にて信号Ｓ６がオンになり、Ｗ相電圧がＥか
らゼロとなる。このとき同時に信号Ｓ７をオンにすると
Ｘ相電圧がゼロからＥとなり、漏洩電流がキャンセルさ
れる。次に、時刻ｔ１６にて信号Ｓ７をオフすることに
より、漏洩電流を打ち消すためのＸ相を流れる電流が既
に減衰し、Ｘ相には電流が流れていないため、Ｘ相の電
圧はＥに保持される。期間ＴＤ後の時刻ｔ１７において
信号Ｓ８をゆっくりとオンさせる。このときＸ相電圧も
ゆっくりと下降するため漏洩電流はほとんど流れない。
このようにしてＸ相の電圧は時刻ｔ１８にてゼロにリセ
ットされる。

【００５９】次に、時刻ｔ２０にてＶ相電圧を変化させ
るが、その前の時刻ｔ１９にて信号Ｓ８をオフにしてお
く。Ｘ相には電流が流れていないため、Ｘ相の電圧はゼ
ロに保持される。時刻ｔ２０にて信号Ｓ３がオフするこ
とによりＶ相電圧はＥからゼロとなる。このとき同時に
信号Ｓ７をオンするとＸ相電圧がゼロからＥとなり漏洩
電流がキャンセルされる。次に、期間ＴＤ後の時刻ｔ２
１にて信号Ｓ４をオンにする。また、信号Ｓ７も任意の
時間（例えば、時刻ｔ２１）にてオフにしておく。漏洩
電流を打ち消すためのＸ相を流れる電流が既に減衰し、
Ｘ相には電流が流れていないため、Ｘ相の電圧はＥに保
持される。

【００６０】次に、期間ＴＤ後の時刻ｔ２２にて信号Ｓ
８をゆっくりとオンする。このときＸ相電圧はゆっくり
と下降するため漏洩電流はほとんど流れない。このよう
にしてＸ相の電圧は時刻ｔ２３にてゼロにリセットされ
る。なお、時刻ｔ２５にてＵ相電圧が変化するときも上
記Ｖ相電圧が変化したときと同様の動作となるため説明
を省略する。

【００６１】このように、本実施の形態の電力変換装置
では、期間ＴＤの存在により上下のスイッチの同時オン
が存在しないスイッチング制御を行う場合においても、
ある相の電圧印加後、いずれかの相において逆電圧の電
圧印加がなされることなく、再びある相で同じ電圧印加
が行われた場合においても、漏洩電流を防止することが
できる。また、コモンモード電流検出回路を接続するこ
となく漏洩電流を低減し、伝導ノイズの発生や放射ノイ
ズの発生が抑制可能で、低コスト化、小型軽量化するこ
とができる。

【００６２】また、上記電流検出回路５０及び５１は、
上記モータ４を制御するときに必要とすることがあり、
そうしたシステムにおいては既にある電流検出回路をそ
のまま利用すればよいため、伝導ノイズの発生や放射ノ
イズの発生が抑制可能な、低コスト化、小型軽量化され
た電力変換装置を提供することができる。

【００６３】さらに、上記電流検出回路５０及び５１
は、電流の極性を判別する機能を持つのみでも充分であ
り、低コスト、小型軽量な電流検出回路を使用できるこ
とから、伝導ノイズの発生や放射ノイズの発生が抑制可
能な、低コスト化、小型軽量化された電力変換装置を提
供することができる。

【００６４】実施の形態３．モータ制御するためのイン
バータスイッチングの方法の一つとして線間電圧制御に
よるスイッチング方法がある。図１２はこの実施の形態
３の線間電圧制御による各相の電圧波形を示す図であ
る。図において、（ａ）はＵ相電圧波形、（ｂ）はＶ相
電圧波形、（ｃ）はＷ相電圧波形を示す図である。ま
た、図１３は実施の形態１、２で述べた三角波比較によ
るインバータ出力各相の、キャリア１周期に着目した電
圧波形を示す図である。図において、（ａ）はＵ相電圧
波形、（ｂ）はＶ相電圧波形、（ｃ）はＷ相電圧波形を
示す図である。

【００６５】図１３に示した制御方法では、期間Ｔ１、
Ｔ２、Ｔ３においては、全ての相の電圧がゼロ、または
Ｅであり、各線間電圧はいずれの場合にもすべてゼロに
なる。そこで、図１２に示した線間電圧制御において
は、このことに着目して、ある相のスイッチングをしな
いことによりスイッチング損失を減少させることを目的
とし、図１３における全ての相の電圧がゼロの期間Ｔ
１、Ｔ２を、全ての相の電圧がＥとなるように置き換え
ている。

【００６６】すなわち、Ｕ相電圧は常にＥになるように
し、Ｖ相電圧は期間Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ４の間はＥ、他の期
間はゼロになるように、Ｗ相電圧は期間Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ
３の間はＥ、他の期間はゼロになるようにする。なお、
この期間Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３は上記Ｖ相電圧の期間Ｔ１＋
Ｔ２＋Ｔ４の間に含まれるものとする。このようにする
ことにより、Ｕ相電圧は常にＥになるので、スイッチン
グする必要がなくなり、スイッチング損失を減少させる
ことができる。

【００６７】図１２に示したような電圧波形に対して
も、実施の形態１または実施の形態２で示したような電
力変換装置がそのまま適用できる。すなわち、実施の形
態１、２では、すべての相の変化に対してＸ相のスイッ
チングを制御させているが、本実施の形態では、Ｖ相及
びＷ相が変化するときのみＸ相をスイッチング制御すれ
ばよい。具体的には図６または図１１で説明したような
スイッチング制御をすることにより、スイッチング回数
の少ない低損失な、また伝導ノイズの発生や放射ノイズ
の発生が抑制可能な、低コスト化、小型軽量化された電
力変換装置を提供することができる。

【００６８】本実施の形態では、Ｕ相スイッチ部の切り
換えを行わないようにし、Ｕ相電圧が常にＥになるよう
にしているが、これは特に限定するものではなく、各相
の電圧が図１２に示したものと逆になるようにさせても
よい。すなわち、Ｕ相スイッチ部の切り換えを行わない
ようにし、Ｕ相電圧が常にゼロになるようにしてもよ
い。なお、他の相が常にＥ、又はゼロになるようにして
もよいことは言うまでもない。

【００６９】実施の形態４．図１４はこの実施の形態４
の電力変換装置の構成を示す図である。図において、５
３は抵抗値が変更可能な可変抵抗、５４は容量値が変更
可能な可変コンデンサである。その他は、実施の形態１
で説明したものと同様であるので、説明は省略する。上
記各実施の形態１〜３では、抵抗及びコンデンサの値が
固定値のものを接続しているが、この実施の形態では、
図１４に示すように、これらを可変抵抗５３、可変コン
デンサ５４として、その値を可変にするので、負荷のモ
ータが他のモータに付け替えられた場合にも、そのモー
タの漏洩インピーダンスに応じて可変抵抗５３、可変コ
ンデンサ５４の値を変更することにより対応でき、適切
な漏洩電流の防止を達成し得る。

【００７０】また、上記各実施の形態でのＸ相を構成す
るスイッチは漏洩電流の補償分しか流さないので、これ
らのスイッチは小電流対応のもので構成しても、所期の
目的を達成し得ることはいうまでもない。また、小電流
対応のスイッチは低価格なため、伝導ノイズの発生や放
射ノイズの発生が抑制可能な、更なる低コスト化、小型
軽量化された電力変換装置を提供することができる。

【００７１】実施の形態５．図１５はこの実施の形態５
の電力変換装置のＸ相スイッチ部を示す図である、図に
おいて、６０は上記スイッチ７にあたるスイッチ、６１
は可変電圧源である。上記スイッチ６０をゆっくりとオ
ンさせない場合は、切換信号の情報により、可変電圧源
６１の出力を大きくしてスイッチング速度を早め、上記
スイッチ６０をゆっくりとオンさせる場合は、切換信号
の情報により、可変電圧源６１の出力を小さくしてスイ
ッチングの速度をゆっくりとさせる。このようにしてス
イッチングの早さを切り換えることができる。

【００７２】他の方式としては、例えば図（ｂ）に示す
ような回路がある。図において、６２は可変電流源であ
る。上記スイッチ６０をゆっくりとオンさせない場合
は、切換信号の情報により、可変電流源６２の出力を大
きくしてスイッチングの速度を早め、上記スイッチング
６０をゆっくりとオンさせる場合には、切換信号の情報
により、可変電流源６２の出力を小さくしてスイッチン
グの速度をゆっくりとさせる。このようにしてスイッチ
ングの速さを切り替えることができる。

【００７３】

【発明の効果】本発明の係る電力変換装置は、交流電圧
を出力する電源と、前記電源で出力された交流電圧を直
流電圧に変換する変換器と、前記変換器に並列に接続さ
れたコンデンサと、前記コンデンサに並列に接続され第
１の切り換え部及び第２の切り換え部からなる複数の直
列体と、前記コンデンサに並列に接続され少なくとも２
つの切り換え速度の異なる切り換えが行える第３の切り
換え部及び第４の切り換え部からなる直列体と、一端が
前記複数の直列体の各々の第１の切り換え部と第２の切
り換え部間に接続され他端が接地されている負荷と、一
端が前記第３の切り換え部と前記第４の切り換え部間に
接続され他端が接地された前記負荷の漏洩インピーダン
スを模擬したインピーダンスと、前記各切り換え部の切
り換えを制御する切り換え制御手段とを備えているの
で、様々な各相の電圧制御に対して導電ノイズの発生や
放射ノイズの発生の原因となる漏洩電流の抑制が可能で
ある。また、低コスト化、小型軽量化することができ
る。

【００７４】第３の切り換え部及び第４の切り換え部
は、即時に切り換え可能な第１の切り換え可能な切り換
えと徐々に切り換え可能な切り換えとが行えるので、漏
洩電流抑制のための切り換えと漏洩電流抑制のためでな
い切り換えとができ、続いて変化する各相電圧変化の積
が正である場合においても漏洩電流の抑制をすることが
できる。

【００７５】切り換え制御手段は、複数の直列体の第
１、第２の切り換え部が切り換えられないときに第３ま
たは第４の切り換え部を徐々に切り換えるので、続いて
変化する各相電圧変化の積が正である場合においても、
あらかじめ第３及び第４の両方またはいずれか一方の切
り換え器を漏洩電流を流すことなく切り換えることがで
き、様々な各相の電圧制御に対して漏洩電流の抑制をす
ることができる。

【００７６】複数の直列体の第１の切り換え部と第２の
切り換え部間に接続されている負荷の一端に流れる電流
を検出する検出手段を備え、切り換え制御手段は前記検
出手段で検出された電流に応じて切り換え部の切り換え
を制御するので、負荷で検出された電流に応じた切り換
え制御をすることができる。

【００７７】切り換え制御手段は、第１の切り換え部と
第２の切り換え部とを同時に切り換えないので、第１の
切り換え部と第２の切り換え部の両方の切り換えにより
コンデンサの短絡が発生しないような安全で、伝導ノイ
ズの発生や放射ノイズの発生の抑制、低コスト化、小型
軽量化が可能である。

【００７８】切り換え制御手段は、複数の直列体中の１
つの直列体の切り換え部の切り換えをしないように制御
するので、スイッチング回数を少なくすることができ、
低損失な電力変換装置を提供できる。

【００７９】インピーダンスの値を可変にするので、負
荷を他の負荷に付け替えても付け替えられた負荷の漏洩
インピーダンスに対応することができ、伝導ノイズの発
生や放射ノイズの発生の抑制、低コスト化、小型軽量化
が可能である。

【００８０】第３の切り換え部及び第４の切り換え部の
両方またはいずれか一方は、小電流容量であるので、伝
導ノイズの発生や放射ノイズの発生が抑制可能であると
ともに、更に低コスト化、小型軽量化することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１の電力変換装置を示す
図である。

【図２】図１のＸ相スイッチ部のスイッチを示す図で
ある。

【図３】図１の電力変換装置のインピーダンスを示す
図である。

【図４】本発明の実施の形態１の漏洩電流低減原理を
説明する図である。

【図５】本発明の実施の形態１の漏洩電流低減原理を
説明する図である。

【図６】本発明の実施の形態１のスイッチングを示し
た図である。

【図７】本発明の実施の形態２の電力変換装置の回路
構成を示す図である。

【図８】本発明の実施の形態２のＵ相電圧波形を示す
図である。

【図９】本発明の実施の形態２のＸ相のスイッチング
を示す図である。

【図１０】本発明の実施の形態２のＸ相のスイッチン
グを示す図である。

【図１１】本発明の実施の形態２のスイッチングを示
す図である。

【図１２】本発明の実施の形態３の各相の出力電圧波
形を示す図である。

【図１３】三角波比較による各相の出力電圧波形を示
す図である。

【図１４】本発明の実施の形態４の電力変換装置を示
す図である。

【図１５】本発明の実施の形態５のＸ相スイッチを示
す図である。

【図１６】従来の電力変換装置を示す図である。

【図１７】従来の電力変換装置の漏洩電流波形発生の
原理を示す図である。

【符号の説明】

１３相系統電源２整流回路３コンデンサ４Ｕ相スイッチ部５Ｖ相スイッチ部６Ｗ相スイッチ部７Ｘ相スイッチ部８負荷９インピーダンス１０切り換え制御回路２０、２１抵抗２２スイッチ２３トランジスタ３０Ｕ相スイッチ部３１Ｖ相スイッチ部３２Ｗ相スイッチ部３３Ｘ相スイッチ部４０、４１、４２、４３ダイオード５０、５１電流検出器５２スイッチ制御回
路５３可変抵抗５４可変コンデンサ５５抵抗５６コンデンサ５７リアクトル６０スイッチ６１可変電圧源６２可変電流源１０１商用電源１０２コンバータ１０３コンデンサ１０４スイッチング
部１０５モータ１０６制御部１０７スイッチング部１０８負荷漏洩イン
ピーダンス１０９制御部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電圧を出力する電源と、前記電源で
出力された交流電圧を直流電圧に変換する変換器と、前
記変換器に並列に接続されたコンデンサと、前記コンデ
ンサに並列に接続され第１の切り換え部及び第２の切り
換え部からなる複数の直列体と、前記コンデンサに並列
に接続され少なくとも２つの切り換え速度の異なる切り
換えが行える第３の切り換え部及び第４の切り換え部か
らなる直列体と、一端が前記複数の直列体の各々の第１
の切り換え部と第２の切り換え部間に接続され他端が接
地されている負荷と、一端が前記第３の切り換え部と前
記第４の切り換え部間に接続され他端が接地された前記
負荷の漏洩インピーダンスを模擬したインピーダンス
と、前記各切り換え部の切り換えを制御する切り換え制
御手段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】第３の切り換え部及び第４の切り換え部
は、即時に切り換え可能な切り換えと徐々に切り換え可
能な切り換えとが行えることを特徴とする請求項１記載
の電力変換装置。
【請求項３】切り換え制御手段は、複数の直列体の第
１、第２の切り換え部が切り換えられないときに第３ま
たは第４の切り換え部を徐々に切り換えることを特徴と
する請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】複数の直列体の第１の切り換え部と第２
の切り換え部間に接続されている負荷の一端に流れる電
流を検出する検出手段を備え、切り換え制御手段は前記
検出手段で検出された電流に応じて切り換え部の切り換
えを制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか
１項記載の電力変換装置。
【請求項５】切り換え制御手段は、第１の切り換え部
と第２の切り換え部とを同時に切り換えないことを特徴
とする請求項１〜４のいずれか１項記載の電力変換装
置。
【請求項６】切り換え制御手段は、複数の直列体中の
１つの直列体の切り換え部の切り換えをしないように制
御することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項記
載の電力変換装置。
【請求項７】インピーダンスの値を可変にすることを
特徴とする請求項１〜６のいずれか１項記載の電力変換
装置。
【請求項８】第３の切り換え部及び第４の切り換え部
の両方またはいずれか一方は、小電流容量であることを
特徴とする請求項１〜７のいずれか１項記載の電力変換
装置。