JPH11206171A - ブラシレス直流モータ及びブラシレス直流モータの駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 駆動トランジスタでの電力損失を小さく
抑えた状態で固定子巻線の相切換を滑らかに行うことに
より、振動・騒音の少ない、電力効率に優れたブラシレ
ス直流モータを提供すること。 【解決手段】 第１の駆動トランジスタ群５ａの動作電
圧が第１の基準電圧発生手段９の基準電圧Ｅ１に等しく
なるように第２の駆動トランジスタ群５ｂを制御し、第
２の駆動トランジスタ群５ｂの動作電圧が第２の基準電
圧発生手段１０の基準電圧Ｅ２に等しくなるように電圧
変換手段４の直流出力電圧を制御する。駆動トランジス
タ群の動作電圧を位置信号合成手段４０の複数相の位置
信号とホール素子１，２，３のバッファ増幅器３１，３
２，３３の整形信号に応じて変化させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレス直流モ
ータに関し、特に電源から供給される電力を効率よく利
用するようにしたブラシレス直流モータに関する。

【０００２】

【従来の技術】ブラシレス直流モータはブラシ付の直流
モータに比べると、機械的接点を持たないため長寿命で
あると同時に電気的雑音も少ない。この利点のため、近
年では高信頼性が要求される産業用機器や映像・音響機
器に広くブラシレス直流モータが使用されている。

【０００３】従来のブラシレス直流モータにおいては、
出力電圧が一定の直流電源から供給される電圧を電圧制
御トランジスタなどを用いて可変制御し、例えば回転速
度に応じた電圧をモータに供給していた。したがって、
モータ駆動に利用される有効電圧は常に直流電源の電圧
よりも低く、直流電源電圧と実際にモータに供給される
電圧との差はほとんど電圧制御トランジスタのコレクタ
損失（熱損失）となり、その結果、電力効率を低下させ
ていた。

【０００４】ブラシレス直流モータの電力効率を向上す
るために、電圧制御トランジスタをスイッチング制御す
ることにより電圧制御トランジスタのコレクタ損失を低
減する方法がいくつか提案されている。

【０００５】そのうちの一例では、直流電源の一端と固
定子巻線の電流給電端子との間の電流路を形成する第１
の駆動トランジスタ群を、電流指令と位置信号に応じて
電流制御する。そして、直流電源の他端と電流給電端子
との間の電流路を形成する第２の駆動トランジスタ群
を、第１の駆動トランジスタ群の動作電圧の最小電圧が
所定の基準電圧に等しくなるように制御する。さらに電
圧制御用のスイッチングトランジスタを、第２の駆動ト
ランジスタ群の動作電圧が所定の基準電圧に等しくなる
ようにオン・オフ制御する。このようにして、モータに
供給される電圧が制御される。このような制御を行うこ
とにより、モータの電力効率を大幅に改善している（例
えば、特開昭５８−１９８１８９公報参照）。

【０００６】上記のような構成は、エミッタを共通接続
した差動トランジスタのベース入力に位置信号を与えて
差動切換を行うので、固定子巻線の駆動電流は安定に切
換えられる。しかし、固定子巻線に流れる駆動電流は通
電幅が電気角でほぼ１２０度の矩形波状となり、急峻に
オン・オフされる。このため、振動・騒音を発生しやす
くなる。

【０００７】固定子巻線の相切換を滑らかに行うため
に、ある相から次の相に電流切換を行う際、２相に同時
に電流を通電させる期間が存在する、いわゆるオーバラ
ップ駆動を行う方法がある（例えば、特開昭６２−２２
１８９４号公報参照）。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術におい
て、第１及び第２の駆動トランジスタ群をオーバラップ
駆動し、電力効率を向上するため（電力損失を低減する
ため）に第１及び第２の駆動トランジスタ群のエミッタ
・コレクタ間の残り電圧を低減してトランジスタの動作
電圧を低減すると、今度は電流切換が滑らかに行われ
ず、駆動電流波形に歪みが発生し、この状態でモータを
駆動すると振動・騒音を発生する（この問題の詳細につ
いては、後述する発明の実施の形態の中で図７を用いて
説明を加える）。すなわち、滑らかな駆動電流の相切換
と電力損失の低減とを両立させるのは困難である。

【０００９】本発明は上述のような従来の問題点に鑑み
てなされたものであり、振動・騒音が少なく、かつ電力
効率に優れたブラシレス直流モータを提供することを目
的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載のブラシ
レス直流モータの発明は、複数の磁極を有する回転子
と、複数相の固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検
出するための複数のホール素子と、前記複数のホール素
子の出力から複数相の位置信号を生成する位置信号合成
手段と、直流電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変
換手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記
固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する
複数のトランジスタを含む第１の駆動トランジスタ群
と、前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号及
び前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動
トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第１の分配
制御手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前
記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成す
る複数のトランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群
と、前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆
動トランジスタ群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一
致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流れる電
流を分配制御する第２の分配制御手段と、前記第２の駆
動トランジスタ群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一
致するように前記電圧変換手段の出力電圧を制御する電
圧制御手段とを備え、前記第１及び第２の基準電圧は、
前記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞ
れ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相
に同時に電流が流れる相切換通電状態のほうが、１相に
のみ電流が流れる１相通電状態より大きく、かつ、その
大きさが前記回転子の回転速度に応じて変化するように
構成されている。

【００１１】このような構成により、第１の駆動トラン
ジスタ群及び第２の駆動トランジスタ群を構成するそれ
ぞれの複数の駆動トランジスタにおいて、駆動電流の相
切換が行われている相切換期間では、対応する駆動トラ
ンジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧を位置信号
合成手段の出力する複数相の位置信号と回転子の回転速
度に応じて高めに切換えて駆動トランジスタの飽和を防
止し、その一方、駆動電流の相切換の完了している１相
通電期間では、駆動電流を流している駆動トランジスタ
のエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ低く設
定することができる。

【００１２】したがって、１相通電期間では駆動トラン
ジスタでの電力損失を低く抑えることができ、一方、相
切換期間では、駆動トランジスタに十分な動作電圧が与
えられることから駆動電流の相切換が滑らかに行われ、
モータの振動・騒音がきわめて低減される。このように
して、振動・騒音が少なく、かつ、電力効率に優れたブ
ラシレス直流モータを実現することができる。

【００１３】請求項２記載の発明は、請求項１記載のブ
ラシレス直流モータにおいて、前記第１及び第２の基準
電圧は、前記第１及び第２の駆動トランジスタ群におい
てそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行
われ２相に同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相
にのみ電流が流れる１相通電状態より大きく、その大き
さは前記回転子の回転速度に略比例して連続的に大きく
なるよう構成とした。

【００１４】これにより、モータの高速回転にともなっ
て生じるリップル分を小さくして、より滑らかな相切換
を行うことができる。

【００１５】請求項３記載の発明は、請求項１記載のブ
ラシレス直流モータにおいて、前記第１及び第２の基準
電圧が連続的に変化し、前記相切換通電状態では２相に
流れる電流を略等しくなる時点を頂点とする三角波状に
変化させる構成とした。

【００１６】この構成では、相切換通電状態で高めに切
換える第１及び第２の基準電圧を対称的な三角波状に変
化させるので、固定子巻線に誘起される逆起電力の影響
を低減して駆動電流の相切換動作をさらに滑らかに行う
ことができ、したがって、ブラシレス直流モータの駆動
時の振動・騒音を一層低減することができる。

【００１７】請求項４記載の発明は、請求項１記載のブ
ラシレス直流モータにおいて、前記第１及び第２の基準
電圧が前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号
に応じて変化する構成とした。

【００１８】固定子巻線への電流供給の大小変化に応じ
て第１及び第２の基準電圧を変えるため、駆動電流の変
化にかかわらず、常に電流切換が滑らかに行われ、駆動
電流の波形歪みを発生しない状態でモータを駆動するこ
とができる。その結果、電力効率に優れ、かつ振動・騒
音が少ない効果が一層高まる。

【００１９】請求項５記載の発明は、請求項１記載のブ
ラシレス直流モータにおいて、前記位置信号合成手段
は、前記複数のホール素子の各出力を増幅する複数のバ
ッファ増幅器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の
差を生成する複数の減算回路とから構成され、前記第１
及び第２の基準電圧は、前記位置信号合成手段が出力す
る複数相の位置信号と前記バッファ増幅器の出力を波形
整形した整形信号とから生成されるようにした。

【００２０】これにより、簡単な回路構成で第１及び第
２の基準電圧を生成することができる。

【００２１】請求項６記載のブラシレス直流モータの発
明は、複数の磁極を有する回転子と、複数相の固定子巻
線と、前記回転子の回転位置を検出するための複数のホ
ール素子と、前記複数のホール素子の出力から複数相の
位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流電源から
可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前記電圧変
換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の各相の給
電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを
含む第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子巻線への
電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号合成手段
の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群に流れる
電流を分配制御する第１の分配制御手段と、前記電圧変
換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の各相の給
電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを
含む第２の駆動トランジスタ群と、前記位置信号合成手
段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群の最小
動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前記第２の
駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第２の
分配制御手段と、前記第２の駆動トランジスタ群の最小
動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前記電圧変
換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と、を備え、
前記第１及び前記第２の基準電圧は、前記第１及び第２
の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子巻線の１
相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に流れる相
切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通
電状態より大きく、かつ、少なくとも前記回転子を高速
で回転させるときには、前記電圧変換手段の出力電圧の
波形が略平坦になるように前記第１の基準電圧と第２の
基準電圧の大きさを変化させるようにした。

【００２２】これにより、高速回転時においても、駆動
電流の相切換動作が波形歪みなしに滑らかに行われるの
で、振動，騒音が非常に少ないモータ駆動が実現され
る。

【００２３】請求項７記載の発明では、請求項６記載の
ブラシレス直流モータの発明において、高速回転時にお
ける前記第１及び第２の基準電圧のレベルを低速回転時
のレベルよりも高くするようにした。

【００２４】この構成により、高速回転時においても、
前記電圧変換手段の出力電圧（トランジスタ群の動作電
圧）のリップル分がきわめて抑制され、平坦な波形が得
られる。

【００２５】請求項８記載の発明は、請求項６のブラシ
レス直流モータの発明において、前記第１及び第２の基
準電圧が連続的に変化し、前記相切換通電状態では２相
に流れる電流が略等しくなる時点を頂点とする三角波状
に変化する構成とした。

【００２６】この三角波状の基準電圧のレベルを最適化
することによって、固定子巻線に生じる逆起電力の影響
を低減して、なめらかな相切換を行うことができる。

【００２７】請求項９記載の発明は、請求項６記載のブ
ラシレス直流モータの発明において、前記第１及び第２
の基準電圧が前記固定子巻線への電流供給を指令する指
令信号に応じて変化する構成とした。

【００２８】これにより、固定子巻線への電流供給の大
小変化に応じて第１及び第２の基準電圧を変えるため、
駆動電流の変化にかかわらず、常に電流切換が滑らかに
行われ、駆動電流の波形歪みを発生しない状態でモータ
を駆動することができる。

【００２９】請求項１０記載の発明は、請求項６記載の
ブラシレス直流モータの発明において、前記位置信号合
成手段は、前記複数のホール素子の各出力を増幅する複
数のバッファ増幅器と、前記複数のバッファ増幅器の各
出力の差を生成する複数の減算回路とから構成され、前
記第１及び第２の基準電圧は、前記位置信号合成手段が
出力する複数相の位置信号と前記バッファ増幅器の出力
を波形整形した整形信号とから生成される構成とした。

【００３０】これにより、簡単な回路構成によって第１
及び第２の基準電圧を発生することができる。

【００３１】請求項１１記載のブラシレス直流モータの
駆動制御方法の発明では、複数のホール素子から出力さ
れる回転子の回転位置を示す信号に基づいて複数相の位
置信号を生成し、その位置信号を用いて、固定子巻線の
２相に同時に電流が流れる相切換状態のときにその他の
状態に比べて電圧値が増大する第１及び第２の基準電圧
を生成し、その第１及び第２の基準電圧をそれぞれ第１
及び第２のオペアンプの非反転端子に入力し、その第１
及び第２のオペアンプの負帰還ループに前記固定子巻線
に給電するための給電端子を含めることにより前記給電
端子の電圧を前記第１及び第２の基準電圧に基づいて制
御し、これにより、前記給電端子を介して前記固定子巻
線に電流を供給する第１及び第２の駆動トランジスタ群
における所望の動作電圧を確保するようにした。

【００３２】これにより、固定子巻線の相切換タイミン
グにおいて駆動トランジスタ群の必要な（所望の）動作
電圧が確保されて、滑らかな相切換が行え、また、電力
損失の低減も実現される。

【００３３】請求項１２記載の発明は、請求項１１のブ
ラシレス直流モータの駆動制御方法の発明において、前
記第１及び第２の基準電圧の生成に際し、モータの回転
速度に応じて電圧値を変化させるようにした。

【００３４】これにより、高速回転時でもトランジスタ
の電流増幅率の低下を防止することができる。

【００３５】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるブラシレス直
流モータの具体的な実施形態について、図面を参照しな
がら説明する。

【００３６】図１に本発明の実施形態によるブラシレス
直流モータの回路構成を示す。

【００３７】図１において、２７は複数の磁極を有する
永久磁石回転子、１１，１２，１３は回転子２７との間
に所定の空隙ができるように設けられた固定子巻線、５
ａは第１の駆動トランジスタ群、５ｂは第２の駆動トラ
ンジスタ群、２０は直流電源、４は直流電源２０から可
変出力の直流電圧を得るスイッチング制御方式の電圧変
換回路である。

【００３８】第１の駆動トランジスタ群５ａは３個のＮ
ＰＮ型の駆動トランジスタ２１，２２，２３からなり、
各駆動トランジスタ２１，２２，２３はそれぞれ固定子
巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃと電圧
変換回路４の負極側端子（ＧＮＤ）との間の電流路に介
装されている。また第２の駆動トランジスタ群５ｂは３
個のＰＮＰ型の駆動トランジスタ２４，２５，２６から
なり、各駆動トランジスタ２４，２５，２６はそれぞれ
電圧変換回路４の正極側端子と固定子巻線１１，１２，
１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃとの間の電流路に介装さ
れている。

【００３９】図１左端に位置する１，２，３は、回転子
２７との間に所定の空隙ができるように配置された３個
のホール素子である。３０は、３個のホール素子１，
２，３の直流電源、３１，３２，３３はバッファ増幅器
であり、各ホール素子１，２，３の差動出力に比例した
出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力する。４１，４２，４３は
減算回路である。

【００４０】減算回路４１は、バッファ増幅器３１の出
力Ｈ１と、バッファ増幅器３３の出力Ｈ３とを入力し、
これらの差（Ｈ１−Ｈ３）に比例する電流Ｉｐ１を出力
する。減算回路４２は、バッファ増幅器３２の出力Ｈ２
とバッファ増幅器３１の出力Ｈ１とを入力し、これらの
差（Ｈ２−Ｈ１）に比例する電流Ｉｐ２を出力する。減
算回路４３は、バッファ増幅器３３の出力Ｈ３とバッフ
ァ増幅器３２の出力Ｈ２とを入力し、これらの差（Ｈ３
−Ｈ２）に比例する電流Ｉｐ３を出力する。各出力電流
Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は３相の位置信号となる。バッ
ファ増幅器３１，３２，３３と減算回路４１，４２，４
３とで位置信号合成回路４０が構成されている。

【００４１】減算回路４１，４２，４３は、それぞれ３
つの出力電流が得られるように構成されている。つま
り、電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３、これらの電流信
号と同極性の電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’、
及び極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ
３”の３種類の出力電流が得られる。

【００４２】そのうち、電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ
３は３相の位置信号に相当し、ダイオード５４，５５，
５６により負極性側のみが取り出されて電流ｇ，ｉ，ｅ
となり、第１の分配回路６ａに入力される。また、分岐
した出力電流Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は、ダイオード５
１，５２，５３により正極性側のみが取り出されて電流
ｄ，ｆ，ｈとなり、第２の分配回路６ｂに入力される。

【００４３】駆動トランジスタ２１，２２，２３の各ベ
ースには、第１の分配回路６ａによって生成された３相
の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’がそれぞれ供給され、駆動
トランジスタ２１，２２，２３の電流を制御する。同様
に、駆動トランジスタ２４，２５，２６の各ベースに
は、第２の分配回路６ｂによって生成された３相の電流
信号ｄ’，ｆ’，ｈ’がそれぞれ供給され、駆動トラン
ジスタ２４，２５，２６の電流を制御する。ＮＰＮ型ト
ランジスタ２１，２２，２３のベースには流し込む方向
の電流が加えられ、ＰＮＰ型トランジスタ２４，２５，
２６のベースには引き出す方向の電流が加えられる。

【００４４】図１中、５７は電流検出抵抗であり、３相
の固定子巻線１１,１２,１３に流れる電流を電圧に変換
する。３６は第１の比較制御回路であり、指令端子５０
に入力される指令信号と電流検出抵抗５７に得られた電
圧とを比較する。その結果得られた制御信号ＣＬは第１
の分配回路６ａに与えられ、入力された位置信号ｇ，
ｉ，ｅの大きさを制御して電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’を
生成する。これらの電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’が駆動ト
ランジスタ２１，２２，２３の電流を制御することによ
り、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される電
流の大きさが制御される。

【００４５】図１において、７は第１の駆動トランジス
タ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３
の最小動作電圧Ｌを検出する第１の動作電圧検出回路、
９は第２の比較制御回路３４に基準電圧を供給する第１
の基準電圧発生回路、３７はバッファ増幅器３１，３
２，３３の各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を波形整形し、整形
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する整形回路である。

【００４６】第１の基準電圧発生回路９は、減算回路４
１，４２，４３のそれぞれ３つの出力電流のうちのそれ
ぞれ１つずつの出力電流Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”
と整形回路３７の整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３と指令端子
６０に入力される切換信号とから基準電圧Ｅ１を形成す
る。

【００４７】第２の比較制御回路３４は、第１の基準電
圧発生回路９が発生する第１の基準電圧Ｅ１と第１の動
作電圧検出回路７が出力する最小動作電圧Ｌとを比較す
る。その結果、得られた制御信号ＣＵは第２の分配回路
６ｂに与えられ、入力された位置信号ｄ，ｆ，ｈの大き
さを制御して電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’を生成する。こ
れらの電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’が駆動トランジスタ２
４，２５，２６の電流を制御することにより、３相の固
定子巻線１１，１２，１３に供給される電流の大きさが
制御される。

【００４８】図１中、８は第２の駆動トランジスタ群５
ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の最小
動作電圧Ｕを検出する第２の動作電圧検出回路であり、
１０は電圧変換回路４に対する電圧制御回路３５に第２
の基準電圧Ｅ２を供給する第２の基準電圧発生回路であ
る。第２の基準電圧発生回路１０は、減算回路４１，４
２，４３のそれぞれ３つの出力電流のうちのそれぞれ１
つずつの出力電流Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’と整形
回路３７の整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３と指令端子６０に
入力される切換信号とから基準電圧Ｅ２を生成する。

【００４９】電圧制御回路３５は第２の基準電圧発生回
路１０が発生する基準電圧Ｅ２と第２の動作電圧検出回
路８に得られた最小動作電圧Ｕとを比較し、制御信号Ｃ
Ｓを電圧変換回路４に出力する。電圧変換回路４は、直
流電源２０の正極端子から固定子巻線１１，１２，１３
に至る給電路に直列に挿入され、電圧制御回路３５の制
御信号ＣＳに応じて電圧変換回路４の出力電圧ＶＭを制
御するように構成されている。

【００５０】電圧変換回路４は、直流電源２０の正極端
子から固定子巻線１１，１２，１３に至る給電路に直列
に挿入された給電制御用スイッチングトランジスタ１０
１と、電圧制御回路３５からの制御信号ＣＳに基づいて
スイッチングトランジスタ１０１をオン・オフ制御する
スイッチング制御回路１００と、環流ダイオード１０５
と、インダクタンスコイル１０６と、平滑コンデンサ１
０７によって構成されている。

【００５１】電圧制御回路３５には、第２の動作電圧検
出回路８により得られた最小動作電圧Ｕに応じた制御信
号ＣＳを生成する。スイッチング制御回路１００はこの
制御信号ＣＳに対応したパルス信号によってスイッチン
グトランジスタ１０１をオン・オフ制御する。これによ
って、電圧変換回路４は直流電源２０の電圧ＶＳを出力
電圧ＶＭに変換して出力し、第２の駆動トランジスタ群
５ｂに供給する。なお、スイッチング制御回路１００
は、例えば２００ｋＨｚの三角波電圧信号を発生する三
角波発生回路と、電圧制御回路３５の制御信号ＣＳを三
角波電圧信号と比較するコンパレータなどの周知の回路
を用いて構成することもできる。

【００５２】このような構成によれば、位置信号合成回
路４０の出力する位置信号により第１の駆動トランジス
タ群５ａと第２の駆動トランジスタ群５ｂとがそれぞれ
分配制御され、固定子巻線１１〜１３に流れる電流の相
切換が順次に行われ、回転子２７が回転駆動される。

【００５３】このとき、比較制御回路（オペアンプ）３
４の非反転端子に第１の基準電圧発生回路９が発生する
第１の基準電圧Ｅ１が入力され、一方、比較制御回路３
４の出力端，第２の分配回路６ｂ，第２の駆動トランジ
スタ群５ｂ，第１の動作電圧検出回路７を介する負帰還
制御ループが形成され、比較制御回路３４の非反転端子
と反転端子とは仮想接地されるため、第１の駆動トラン
ジスタ群５ａのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（つま
り、各トランジスタ２１〜２３のコレクタ電圧）が第１
の基準電圧発生回路９の出力する基準電圧Ｅ１に等しく
なるように第２の駆動トランジスタ群に流れる電流が制
御されることになる。

【００５４】同様に、電圧制御回路（オペアンプ）３５
の非反転端子には第２の基準電圧Ｅ２が供給され、か
つ、電圧制御回路３５の出力端，電圧変換回路４，第２
の駆動トランジスタ群５ｂ，第２の動作電圧検出回路８
を介して負帰還ループが形成され、電圧制御回路３５の
非反転端子と反転端子とは仮想接地されることから、第
２の駆動トランジスタ群５ｂのエミッタ・コレクタ間の
動作電圧（つまり、駆動トランジスタ２４〜２６のコレ
クタ電圧）が第２の基準電圧発生回路１０の出力する基
準電圧Ｅ２に等しくなるように電圧変換回路４の直流出
力電圧が制御されることになる。

【００５５】そして、第１の駆動トランジスタ群５ａと
第２の駆動トランジスタ群５ｂのエミッタ・コレクタ間
の動作電圧を位置信号合成回路４０の出力する複数相の
位置信号と回転子２７の回転速度に応じて変化させる。
すなわち、第１の駆動トランジスタ群５ａ及び第２の駆
動トランジスタ群５ｂを構成するそれぞれの複数の駆動
トランジスタにおいて、駆動電流の相切換が行われてい
る「相切換期間」では対応する駆動トランジスタのエミ
ッタ・コレクタ間の動作電圧を位置信号合成回路４０の
出力する複数相の位置信号と回転子の回転速度に応じて
高めに切り換え、逆起電力の影響による駆動トランジス
タ群５ａ，５ｂの動作電圧不足を解消して、滑らかな駆
動電流の相切換を実現する。

【００５６】一方、駆動電流の相切換の完了している
「１相通電期間」では、駆動電流を流している駆動トラ
ンジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだ
け低く設定して、駆動トランジスタの電力損失を低く抑
える。このようにして、図１の構成によって、オーバー
ラップ駆動における電力損失を抑制しつつ、滑らかな相
切換を行って、電力効率に優れ、かつ振動，騒音が少な
いブラシレス直流モータが実現される。

【００５７】次に、図１における第１の動作電圧検出回
路７の具体的な回路例を図３を用いて説明する。

【００５８】図３において、８１，８２，８３，８４は
ダイオードであり、それぞれのアノード端子が共通接続
され、ダイオード８１，８２，８３のカソード端子はそ
れぞれ３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端
子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている。８５は抵抗であり、そ
の一端は接地され、他端にダイオード８４のカソード端
子が接続されている。８６は定電流源であり、ダイオー
ド８１，８２，８３，８４のアノード共通端子に一定電
流を供給している。８７はこの第１の動作電圧検出回路
７の出力端子である。電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続さ
れている３個のダイオード８１，８２，８３のうちカソ
ード電位の最も低いダイオードがオンになると、ダイオ
ードのアノード共通端子の電位はオン状態のダイオード
の順方向電圧分だけカソード電位より高くなる。定電流
源８６の出力電流はダイオード８４を介して抵抗８５に
も供給される。したがって、抵抗８５にはアノード共通
端子の電位よりダイオードの順方向電圧分だけ下降した
電圧が発生する。したがって、３相の固定子巻線１１，
１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最小の電圧
である最小動作電圧Ｌが第１の動作電圧検出回路７の出
力端子８７から出力される。

【００５９】つぎに、図１における第２の動作電圧検出
回路８の具体的な回路例を図４に示す。図４において、
９１，９２，９３はダイオードであり、それぞれのカソ
ード端子が共通接続されている。ダイオード９１，９
２，９３のアノード端子はそれぞれ３相の固定子巻線１
１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されて
いる。９４はＰＮＰ型のトランジスタであり、エミッタ
は抵抗９６を介してスイッチング制御方式の電圧変換回
路４の出力電圧ＶＭに接続され、コレクタは抵抗９５を
介して接地されている。

【００６０】トランジスタ９４のベースはダイオード９
１，９２，９３の共通接続されたカソード端子に接続さ
れている。９７は定電流源であり、ダイオード９１，９
２，９３のカソード共通端子とトランジスタ９４のベー
スから一定電流を引き出している。９８はこの第２の動
作電圧検出回路８の出力端子である。

【００６１】電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている
３個のダイオード９１，９２，９３のうち、アノード電
位の最も高いダイオードだけがオンになると、ダイオー
ド９１，９２，９３のカソード共通端子の電位はオン状
態のダイオードの順方向電圧分だけアノード電位より低
くなる。トランジスタ９４のベースはダイオード９１，
９２，９３のカソード共通端子に接続され、トランジス
タ９４のエミッタ・ベース間の電圧はオン状態のダイオ
ード順方向電圧にほぼ等しいので、トランジスタ９４の
エミッタ電位ＶＥは電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最も
高い電位とほぼ等しくなる。

【００６２】抵抗９６の一端は電圧変換回路４の出力電
位ＶＭに接続されているので、抵抗９６には電位差（Ｖ
Ｍ−ＶＥ）に応じた電流が流れ、この電流とほぼ等しい
電流がトランジスタ９４のコレクタに流れる。したがっ
て、抵抗９５と抵抗９６の抵抗値を等しく選べば抵抗９
５の両端には、抵抗９６の両端と同じ（ＶＭ−ＶＥ）の
電位差を発生する。したがって、電圧変換回路４の出力
電圧ＶＭと３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給
電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうちの最も高い電位ＶＥとの差（Ｖ
Ｍ−ＶＥ）、すなわち電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち電
圧変換回路４の出力電圧ＶＭとの差が最も小さい最小動
作電圧Ｕが第２の動作電圧検出回路８の出力端子９８か
ら出力される。

【００６３】図１において、第１の分配回路６ａは１種
の乗算器で構成されており、入力された位置信号ｇ，
ｉ，ｅを第１の比較制御回路３６の制御信号ＣＬに応じ
て大きさを変化させた電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’を出力
する。これらの３相の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’は、第
１の駆動トランジスタ群５ａを構成する駆動トランジス
タ２１，２２，２３の各ベースに与えられ、駆動トラン
ジスタ２１，２２，２３の電流を制御する。第１の比較
制御回路３６は指令端子５０に入力される指令信号と電
流検出抵抗５７に得られた電圧とを比較し、得られた制
御信号ＣＬを第１の分配回路６ａに与える。このように
して、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される
電流の大きさは、指令端子５０に入力される指令信号に
応じて制御される。

【００６４】図１において、第２の分配回路６ｂも１種
の乗算器で構成されている。第２の分配回路６ｂに入力
された位置信号ｄ，ｆ，ｈは、第２の比較制御回路３４
の出力である制御信号ＣＵに応じて大きさが変えられ、
電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’が出力される。３相の電流信
号ｄ’，ｆ’，ｈ’は、第２の駆動トランジスタ群５ｂ
を構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の各ベー
スに与えられ、駆動トランジスタ２４，２５，２６の電
流を制御する。

【００６５】第２の比較制御回路３４は第１の基準電圧
発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第１の動作電圧検
出回路７により得られた最小動作電圧Ｌとを比較し、そ
の結果である制御信号ＣＵを第２の分配回路６ｂに出力
する。第２の分配回路６ｂが出力する電流信号ｄ’，
ｆ’，ｈ’は駆動トランジスタ２４，２５，２６のベー
スに入力され、第２の駆動トランジスタ群５ｂの出力電
流を制御する。この結果、３相の固定子巻線１１，１
２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの最小電圧が基準電
圧Ｅ１に等しくなるように制御される。

【００６６】同様にして、電圧制御回路３５は、第２の
基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２と第２の
動作電圧検出回路８で得られた最小動作電圧Ｕとを比較
し、その結果である制御信号ＣＳを電圧変換回路４のス
イッチング制御回路１００に出力する。スイッチング制
御回路１００はスイッチングトランジスタ１０１を制御
して直流電源２０の出力電圧ＶＳを調整し、出力電圧Ｖ
Ｍとして第２の駆動トランジスタ群５ｂに出力する。し
たがって、出力電圧ＶＭと３相の固定子巻線１１,１２,
１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧差が第２の基準電
圧Ｅ２に等しくなるように制御される。すなわち、第２
のトランジスタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２
４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の最小動作電圧
が基準電圧Ｅ２に等しくなるように制御される。

【００６７】図２は、上述のようなブラシレス直流モー
タが定常回転状態にあるときの位置信号合成回路４０の
動作に関する各部の信号波形を示している。図２（１）
は、固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起電力
波形ａ，ｂ，ｃを示し、図２（２）はホール素子１，
２，３の差動出力をバッファ増幅器３１，３２，３３で
増幅した後の出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を示す。出力波
形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３はそれぞれ１２０度ずつ位相がずれ
ている。また、出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は、それぞれ
の逆起電力波形ａ，ｂ，ｃに対して位相が３０度ずつ進
んでいる。

【００６８】図２（３）は、減算回路４１，４２，４３
の出力電流波形Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３であり、３相の
位置信号となる。図２（４）は、減算回路４１，４２，
４３の出力電流Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’の負極性
側をダイオード５１，５２，５３でカットした電流波形
ｄ，ｆ，ｈを示し、図２（５）は、出力電流Ｉｐ１，Ｉ
ｐ２，Ｉｐ３の極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ
２”，Ｉｐ３”の正極性側をダイオード５４，５５，５
６でカットした電流波形ｇ，ｉ，ｅを示す。図２
（６），（７），（８）は、バッファ増幅器３１，３
２，３３の出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を波形整形した整形信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３をそれぞれ示す。整形信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３の立ち上がりエッジはバッファ増幅器３１，３
２，３３の各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち上がり側のゼ
ロクロス点に対応し、整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の立ち
下がりエッジは各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち下がり側
のゼロクロス点に対応している。

【００６９】以上のような信号処理により得られた信号
で本発明のブラシレス直流モータを駆動したときの各部
の信号波形を図５に示す。また、比較のために、従来の
ブラシレス直流モータにおける同様の信号波形を図６及
び図７に示す。

【００７０】図６は、従来のブラシレス直流モータにお
けるつぎの問題を説明するために用いられる。基準電圧
Ｅ１及びＥ２を十分大きく設定したとき、固定子巻線１
１，１２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは相
切換期間において滑らかに変化する歪みのない台形波状
の電流となる。しかしその反面、駆動トランジスタ２
１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６
のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を大きく設定するこ
とになるので各駆動トランジスタでの電力損失が大きく
なる。

【００７１】一方、図７は、従来のブラシレス直流モー
タにおけるつぎの問題を説明するために用いられる。電
力損失を抑えるために基準電圧Ｅ１及びＥ２を十分小さ
い値Ｅ１’，Ｅ２’に設定したときは、駆動トランジス
タが飽和領域で動作することになり、エミッタ・コレク
タ間の動作電圧が不足するため、固定子巻線１１，１
２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期
間で歪みを生じるようになる。

【００７２】図６は、第１の基準電圧発生回路９が発生
する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生
する基準電圧Ｅ２を十分大きな一定電圧に設定したとき
の各部の信号波形を示している。

【００７３】図６において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１
１，１２，１３に誘起される逆起電力であり、ＶＡ，Ｖ
Ｂ，ＶＣは３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給
電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形である。また、ｇ’，
ｉ’，ｅ’は第１の分配回路６ａから第１の駆動トラン
ジスタ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，
２３のベースに流し込まれる台形波状の３相の電流信号
であり、ｄ’，ｆ’，ｈ’は第２の駆動トランジスタ群
５ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６のベ
ースから第２の分配回路６ｂへ引き出される台形波状の
３相の電流信号である。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは３相の固定
子巻線１１，１２，１３に通電される台形波状の駆動電
流である。

【００７４】駆動トランジスタ２１，２２，２３及び駆
動トランジスタ２４，２５，２６はそれぞれ電気特性が
揃ったトランジスタを使用するので、基準電圧Ｅ１及び
Ｅ２の大きさを十分大きく設定した場合は、駆動トラン
ジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２
５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧も十分大き
いので、それぞれのトランジスタの電流増幅率（ｈｆ
ｅ）は十分に大きくばらつきも少ない。したがって、３
相の固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流Ｉａ，Ｉ
ｂ，Ｉｃは、駆動トランジスタ２１，２２，２３のベー
スに入力される台形波状の３相の電流信号ｇ’，ｉ’，
ｅ’及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のベースに
入力される台形波状の３相の電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’
を等しく電流増幅することができる。その結果、歪みの
ない正確な台形波状の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを３相
の固定子巻線１１，１２，１３に供給することができ
る。

【００７５】図６に示す期間（１）においては、ベース
から引き出される電流信号ｄ’が大きいので駆動トラン
ジスタ２４はオンになる。これに対して、ベースから引
き出される電流信号ｆ’，ｈ’は零であるので駆動トラ
ンジスタ２５，２６はオフとなる。また、ベースに流し
込まれる電流信号ｇ’は零であるので駆動トランジスタ
２１はオフとなる。このように、縦続接続された駆動ト
ランジスタ２４，２１の同時オンが防止される。

【００７６】そして、ベースに流し込まれる電流信号
ｉ’が次第に減少する駆動トランジスタ２２のオン状態
は次第に減少し、ベースに流し込まれる電流信号ｅ’が
次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン状態は次第
に増加する。そして一対の駆動トランジスタ２２，２３
の総合導通量は一定に保たれる。したがって、駆動トラ
ンジスタ２４から固定子巻線１１に流し込まれた電流Ｉ
ａは中性点ｏで固定子巻線１２，１３に分流され、固定
子巻線１２には電流Ｉｂが流れ 、固定子巻線１３には
電流Ｉｃが流れる。固定子巻線１２，１３に流れる駆動
電流Ｉｂ，Ｉｃは駆動トランジスタ２２，２３を介して
引き出される。

【００７７】図６の期間（１）において、第２の駆動ト
ランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２
４，２５，２６のうち、オンとなっているのは駆動電流
Ｉａを流す駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動
トランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となって
いる。また、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する
３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３のうち、２つ
の駆動トランジスタ２２，２３がオンとなっていて、駆
動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換が行われているので、これら
の駆動トランジスタ２２，２３については、相切換期間
Ｔ２となっている。

【００７８】また、図６の期間（２）においては、ベー
スから引き出される電流信号ｄ’が次第に減少するので
駆動トランジスタ２４のオン状態が次第に低下し、固定
子巻線１１に流し込まれる駆動電流Ｉａは次第に減少す
る。一方、ベースから引き出される電流信号ｆ’が次第
に増加するので駆動トランジスタ２５のオン状態が次第
に増大し、固定子巻線１２に流し込まれる駆動電流Ｉｂ
は次第に増加する。そして２つの駆動電流の合計（Ｉａ
＋Ｉｂ）は一定である。固定子巻線１１，１２へ駆動ト
ランジスタ２４，２５を介して流し込まれる駆動電流Ｉ
ａ，Ｉｂは中性点ｏで合流し、固定子巻線１３には駆動
電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）が流れる。この駆動電流Ｉｃ
は駆動トランジスタ２３を介して引き出される。

【００７９】期間（２）において、第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉｃを
流す駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動トラン
ジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となっている。
また、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の
駆動トランジスタ２４，２５，２６のうち、２つの駆動
トランジスタ２４，２５がオンとなっていて、駆動電流
Ｉａ，Ｉｂの相切換が行われているので、これらの駆動
トランジスタ２４，２５については相切換期間Ｔ２とな
っている。

【００８０】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。

【００８１】以上のように、第１の基準電圧Ｅ１と第２
の基準電圧Ｅ２を十分大きく設定した場合は、各駆動ト
ランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧も十分大
きくそれぞれの電流増幅率（ｈｆｅ）が十分に大きいの
で、３相の固定子巻線１１，１２，１３に対して相切換
期間Ｔ２においても切り換えが滑らかな歪みのない台形
波状の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを供給することができ
る。

【００８２】しかしながら、基準電圧Ｅ１と基準電圧Ｅ
２の大きさを十分大きく設定し、駆動トランジスタ２
１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６
のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を大きく設定した場
合、駆動トランジスタでの電力損失が大きくなるという
問題がある。

【００８３】そこで、モータ駆動の電力効率を高めるた
めには、つぎに述べるように、駆動トランジスタ２１，
２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のエ
ミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ小さく設定
する必要がある。

【００８４】図７は、第１の基準電圧発生回路９が発生
する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生
する基準電圧Ｅ２の大きさを十分小さい電圧Ｅ１’，Ｅ
２’に設定したときの各部の信号波形を示している。

【００８５】図７において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１
１，１２，１３に誘起される逆起電力であり、図６と同
一の波形である。ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは３相の固定子巻線
１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形
を示し、それぞれの電圧の値は図６に比べて低くなって
いる。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、第１の基準電圧発生回路９
が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０
が発生する基準電圧Ｅ２を小さい電圧に設定したときの
３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給されるほぼ台
形波状の駆動電流である。

【００８６】図７に示す期間（１）において、固定子巻
線１１に駆動トランジスタ２４から流し込まれる電流Ｉ
ａは、図６と同様に一定の電流である。一方、固定子巻
線１１に流し込まれた電流Ｉａが中性点ｏで固定子巻線
１２，１３に分流し、固定子巻線１２（電流Ｉｂ）から
固定子巻線１３（電流Ｉｃ）へ電流の相切換が行われる
とき、固定子巻線１２，１３に流れる電流を制御する駆
動トランジスタ２２，２３は、基準電圧Ｅ１’の大きさ
を十分小さく設定しているため、飽和領域で動作してい
る。したがって、駆動トランジスタ２２，２３の電流増
幅率（ｈｆｅ）は、トランジスタのエミッタ・コレクタ
間の動作電圧（図７のＶＡ，ＶＢ，ＶＣにほぼ等しい）
に依存する。その結果、固定子巻線１２，１３に流れる
駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは、電流切換が滑らかに行われない
ことに起因する波形歪みを生ずる。すなわち、駆動トラ
ンジスタ２４についての１相通電期間Ｔ１では駆動電流
Ｉａに歪みは発生しないが、駆動トランジスタ２２，２
３についての相相切換期間Ｔ２においては駆動電流Ｉ
ｂ，Ｉｃに歪みが発生する。

【００８７】同様に、図７に示す期間（２）において
は、固定子巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ
２４，２５から流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂの合計
（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定であり、これらの電流Ｉａ，Ｉｂ
は中性点ｏで合流し、固定子巻線１３に電流Ｉｃ（＝Ｉ
ａ＋Ｉｂ）が流れる。この電流Ｉｃは固定子巻線１３か
ら駆動トランジスタ２３を介して引き出される。

【００８８】図７の期間（２）では、固定子巻線１３か
ら駆動トランジスタ２３を介して引き出される電流Ｉｃ
は、図６と同様に一定の電流波形である。一方、固定子
巻線１１（駆動電流Ｉａ）から固定子巻線１２（駆動電
流Ｉｂ）へ電流の相切換が行われるときは、固定子巻線
１１，１２に流れる電流を制御する駆動トランジスタ２
４，２５のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は、基準電
圧Ｅ２’の大きさを十分小さく設定しているため、駆動
トランジスタ２４，２５は、期間（２）においてはトラ
ンジスタの飽和領域で動作している。したがって、駆動
トランジスタ２４，２５の電流増幅率（ｈｆｅ）は、ト
ランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（図７の
ＶＭ−ＶＡ，ＶＭ−ＶＢにほぼ等しい）に依存する。そ
の結果、固定子巻線１１，１２に流れるそれぞれの駆動
電流Ｉａ，Ｉｂは、電流切換が滑らかに行われず、駆動
電流Ｉａ，Ｉｂは波形歪みを発生する。すなわち、駆動
トランジスタ２３についての１相通電期間Ｔ１では駆動
電流Ｉｃに歪みは発生しないが、駆動トランジスタ２
４，２５についての相切換期間Ｔ２においては駆動電流
Ｉａ，Ｉｂに歪みが発生する。

【００８９】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。すなわち、電力損失を抑えるた
めに基準電圧Ｅ１及び基準電圧Ｅ２を十分小さく設定し
たときは、駆動トランジスタが飽和領域で動作すること
になり、エミッタ・コレクタ間の動作電圧が不足するた
め、固定子巻線１１，１２，１３に流れる駆動電流Ｉ
ａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期間Ｔ２において歪みを生じ、
このような状態でモータを駆動すると振動・騒音を発生
する。

【００９０】このような問題を解決するために、本発明
のブラシレス直流モータでは、図５に示すような各部の
信号波形が得られるように制御する。つまり、第１の基
準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準
電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２の大きさを、
固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起電力ａ，
ｂ，ｃのタイミングに同期して連続的に変化させるよう
に構成している。

【００９１】図５に示すように、第１の基準電圧発生回
路９が発生する基準電圧Ｅ１は、逆起電力ａ，ｂ，ｃの
各信号が正から負へ変化するタイミングから徐々に増大
し、逆起電力ａ，ｂ，ｃのうちの２つが交叉する点を頂
点としてそれ以後は徐々に減少するように変化する。一
方、第２の基準電圧発生回路１０が発生する第２の基準
電圧Ｅ２は、逆に逆起電力ａ，ｂ，ｃの各信号が正から
負へ変化すタイミングから徐々に増大し、逆起電力ａ，
ｂ，ｃのうちの２つが交叉する点を頂点としてそれ以後
は徐々に減少するように変化する。

【００９２】つぎに、本発明のブラシレス直流モータを
低速及び高速で回転させたときの各部の信号波形を図８
に示す。比較のために、本発明のブラシレス直流モータ
を低速で回転させたときの各部の信号波形図を図８
（１）に示す。これは図５に示した波形図と同一で、Ｖ
Ａ，ＶＢ，ＶＣは電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形を
示し、ＶＭは電圧変換回路４の出力電圧波形を示す。図
８（１）において電圧変換回路４の出力電圧ＶＭのリッ
プル分は、極めて平坦な波形となっている。図８（２）
は、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１
と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２
の大きさを上記の低速回転時と同じ設定で、本発明のブ
ラシレス直流モータを高速で回転させたときの各部の信
号波形を示す。固定子巻線１１，１２，１３のそれぞれ
に誘起される逆起電力ａ，ｂ，ｃの大きさは、回転子２
７の回転速度に比例して増大するので、電流給電端子
Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣも増大する。

【００９３】その結果、電圧変換回路４の出力電圧ＶＭ
の大きさも増大する。ところが、第１の基準電圧発生回
路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路
１０が発生する基準電圧Ｅ２の大きさを高速回転時にも
低速回転時と同じ設定にしているため、図８（２）に示
す電圧変換回路４の出力すべき出力電圧ＶＭのリップル
分は、図８（１）に示す出力電圧ＶＭのリップル分に比
べて増大している。なお、図８において、横軸は電気角
ωｔで示しているため低速回転時と高速回転時とで波形
の周期が同じように記されているが、実際は回転速度に
反比例して波形の周期は短くなる。

【００９４】電圧変換回路４は、出力電圧ＶＭをできる
だけ平滑化するために、一般に、動作周波数に対してイ
ンダクタンスの大きいインダクタンスコイル１０６と、
静電容量の大きな平滑コンデンサ１０７を含んで構成さ
れるため、電圧変換回路４の出力電圧の制御帯域は低く
なるため、図８（２）のＶＭに示すような出力電圧のリ
ップルの発生には十分追従することができず、電圧変換
回路４の出力電圧には位相遅れを生じ、最悪の場合、電
圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形の山の部分（１周
期に６回）と出力電圧ＶＭの波形の谷の部分とが重なる
ようになる。

【００９５】電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形の
山の部分と出力電圧ＶＭの波形の谷の部分とが重なる
と、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する駆動トラ
ンジスタ２１，２２，２３及び第２の駆動トランジスタ
群５ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の
エミッタ・コレクタ間の電圧が十分確保されないためト
ランジスタの電流増幅作用は行われず、駆動電流Ｉａ，
Ｉｂ，ＩＣに波形歪みを発生する。このような状態でモ
ータを駆動すると振動・騒音を発生するため、従来では
電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形の山の部分と出
力電圧ＶＭの波形の谷の部分とが重ならないように第１
の駆動トランジスタ群５ａ及び第２の駆動トランジスタ
群５ｂのエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十分な余裕
を設けて高めに設定していた。その結果として、低速及
び高速回転の前範囲において振動・騒音の少ない、電力
効率に優れたブラシレス直流モータを実現することがで
きなかった。

【００９６】このような問題を解決するために、本実施
の形態のブラシレス直流モータは、高速回転時には、第
１及び第２の駆動トランジスタ群５ａ，５ｂにおいて、
それぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行わ
れ２相に同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相に
のみ電流が流れる１相通電状態より大きくし、その大き
さは高速回転時には低速回転時よりも大きくなるように
制御する。

【００９７】つまり、モータの回転速度に応じて、第１
の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の
基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２の大きさ
を高速回転時には低速回転時よりも高く設定させるよう
に構成している。

【００９８】モータの高速回転時において、基準電圧Ｅ
１と基準電圧Ｅ２を低速回転時の設定から変更したとき
の各部の信号波形を図８（３）に示す。図８（３）よ
り、出力電圧ＶＭのリップル分は極めて平坦な波形とな
っていることが分かる。このように基準電圧Ｅ１と基準
電圧Ｅ２を低速及び高速回転時に応じて変更することに
より、一般に制御帯域の低い電圧変換回路４を用いても
低速及び高速回転時においても振動・騒音の少ない、電
力効率に優れたブラシレス直流モータを実現することが
できる。

【００９９】以下、このような基準電圧Ｅ１及び基準電
圧Ｅ２を発生させる具体回路とその動作について詳しく
説明する。

【０１００】図９は、本発明のブラシレス直流モータに
おける第１の基準電圧発生回路９の一例を示し、図１０
は定常回転状態における各部の信号波形を示す。図９に
おいて、１１１，１１２，１１３はダイオードであり、
それぞれカソード端子が共通接続され、切換回路１２０
の入力端に接続されている。切換回路１２０は２つの出
力端を有し、片方の出力端Ｘには抵抗１１４ａが接続さ
れ、他方の出力端Ｙには抵抗１１４ｂが接続されてい
る。抵抗１１４ａと抵抗１１４ｂの他端はそれぞれ共通
接続され、基準電圧源１１５の低めに設定された基準電
圧Ｅ１’を介して接地されている。切換回路１２０は指
令端子６０に入力される切換信号が”Ｌ”レベルのとき
は切換スイッチは出力端Ｘに接続され、切換信号が”
Ｈ”レベルのときは切換スイッチは出力端Ｙに接続され
る。ダイオード１１１，１１２，１１３の各アノード端
子は、スイッチ回路１１６，１１７，１１８の一端と接
続され、スイッチ回路１１６，１１７，１１８の他端は
接地されている。

【０１０１】図９において、１２１，１２２，１２３
は、２入力のアンド回路であり、片方の入力端子には、
整形回路３７で得られた整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３をそ
れぞれのインバータ回路１２４，１２５，１２６で反転
した反転信号が入力されている。２入力のアンド回路１
２１，１２２，１２３の他方の入力端子には、それぞれ
整形信号Ｄ３，Ｄ１，Ｄ２が入力されている。

【０１０２】スイッチ回路１１６，１１７，１１８は、
アンド回路１２１，１２２，１２３の出力が”Ｈ”レベ
ルのときに閉じ、”Ｌ”レベルのときに開くように構成
されている。そして、ダイオード１１１，１１２，１１
３の各アノード端子には、それぞれ減算回路３１，３
２，３３が出力する電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３の
極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”
が入力される。また、符号１１９は第１の基準電圧発生
回路９の出力端子であり、基準電圧Ｅ１が出力される。

【０１０３】つぎに、図９に示す第１の基準電圧発生回
路９の動作を、回転子２７が定常回転している場合につ
いて、図１０の波形図を参照しながら説明する。図１０
（１）は、減算回路３１，３２，３３から第１の基準電
圧発生回路９に入力される電流信号波形Ｉｐ１”，Ｉｐ
２”，Ｉｐ３”を示し、図１０（２），（３），（４）
は、整形回路３７が出力する整形信号波形Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３を示している。図１０（５），（６），（７）は、
図９のアンド回路１２１，１２２，１２３の出力波形
（２入力の論理積）を示す。図１０（８）は、第１の基
準電圧発生回路９の出力端子１１９より出力される基準
電圧信号波形Ｅ１を示す。

【０１０４】スイッチ回路１１６，１１７，１１８は、
図１０（５），（６），（７）に示す信号で開閉される
ので、第１の基準電圧発生回路９に入力される電流信号
Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”は、それぞれスイッチ回
路１１６，１１７，１１８が開いているときのみダイオ
ード１１１，１１２，１１３を介して切換回路１２０に
流れる。

【０１０５】切換回路１２０の指令端子６０に入力され
る切換信号が”Ｌ”レベルのときは、切換スイッチは出
力端Ｘに接続されているので、切換回路１２０に入力さ
れた電流は抵抗１１４ａに流れる。その結果、第１の基
準電圧発生回路９の出力端子１１９には、基準電圧源１
１５の基準電圧Ｅ１’に、ダイオード１１１，１１２，
１１３を介して通電される電流により抵抗１１４ａで発
生する電圧降下分を加算した電圧が発生し、図１０
（８）の実線で示すような山形の基準電圧信号波形Ｅ１
が出力される。

【０１０６】切換回路１２０の指令端子６０に入力され
る切換信号が”Ｈ”レベルのときは、切換スイッチは出
力端Ｙに接続されるので、切換回路１２０に入力された
電流は抵抗１１４ｂに流れる。今、抵抗１１４ｂの大き
さを抵抗１１４ａよりも大きく選んでおくと、出力端子
１１９には、基準電圧源１１５の基準電圧Ｅ１’に、ダ
イオード１１１，１１２，１１３を介して通電される電
流により抵抗１１４ｂで発生する電圧降下分を加算した
電圧が発生し、図１０（８）の点線で示すような山形の
基準電圧信号波形Ｅ１が出力される。

【０１０７】つぎに、本発明のブラシレス直流モータに
おける第２の基準電圧発生回路１０の一例を図１１に示
す。また、定常回転状態における各部の信号波形を図１
２に示す。

【０１０８】図１１において、１３１，１３２，１３３
はダイオードであり、それぞれカソード端子が共通接続
され、切換回路１４０の入力端に接続されている。切換
回路１４０は２つの出力端を有し、片方の出力端Ｘには
抵抗１３４ａが接続され、他方の出力端Ｙには抵抗１３
４ｂが接続されている。抵抗１３４ａと抵抗１３４ｂの
他端はそれぞれ共通接続され、基準電圧源１３５の低め
に設定された基準電圧Ｅ２’を介して接地されている。
切換回路１４０は指令端子６０に入力される切換信号
が”Ｌ”レベルのときは切換スイッチは出力端Ｘに接続
され、切換信号が”Ｈ”レベルのときは切換スイッチは
出力端Ｙに接続される。ダイオード１３１，１３２，１
３３の各アノード端子は、スイッチ回路１３６，１３
７，１３８と接続され、スイッチ回路１３６，１３７，
１３８を介して接地されている。１４１，１４２，１４
３は２入力のアンド回路であり、片方の入力端子には、
整形回路３７で得られた整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が入
力され、他方の入力端子には、整形信号Ｄ３，Ｄ１，Ｄ
２をインバータ回路１４４，１４５，１４６で反転した
反転信号が入力されている。

【０１０９】スイッチ回路１３６，１３７，１３８は、
アンド回路１４１，１４２，１４３の出力によって開閉
され、出力が”Ｈ”レベルのときに閉じ、”Ｌ”レベル
のときに開くように構成されている。そして、ダイオー
ド１３６，１３７，１３８の各アノード端子には、それ
ぞれ減算回路３１，３２，３３が出力する電流信号Ｉｐ
１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’が入力される。１３９は第２
の基準電圧発生回路１０の出力端子で、基準電圧信号Ｅ
２が出力される。

【０１１０】つぎに、図１１に示す第２の基準電圧発生
回路１０の動作を、回転子２７が定常回転している場合
について、図１２の波形図を参照して説明する。図１２
（１）は、減算回路３１，３２，３３から第２の基準電
圧発生回路１０に入力される電流信号波形Ｉｐ１’，Ｉ
ｐ２’，Ｉｐ３’を示し、図１２（２），（３），
（４）は、整形回路３７が出力する整形信号波形Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３を示す。図１２（５），（６），（７）は、
図１１のアンド回路１４１，１４２，１４３の出力波形
（２入力の論理積）を示す。図１２（８）は、第２の基
準電圧発生回路１０の出力端子１３９より出力される基
準電圧信号波形Ｅ２を示す。スイッチ回路１３６，１３
７，１３８は、図１１（５），（６），（７）に示す信
号で開閉されるので、第２の基準電圧発生回路１０に入
力される電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’は、そ
れぞれのスイッチ回路１３６，１３７，１３８が開いて
いるときのみダイオード１３１，１３２，１３３を介し
て切換回路１４０に流れる。切換回路１４０の指令端子
６０に入力される切換信号が”Ｌ”レベルのときは、切
換スイッチは出力端Ｘに接続されているので、切換回路
１４０に入力された電流は抵抗１３４ａに流れる。その
結果、第２の基準電圧発生回路１０の出力端子１３９に
は、基準電圧源１３５の基準電圧Ｅ２’に、ダイオード
１３１，１３２，１３３を介して通電される電流により
抵抗１３４ａで発生する電圧降下分を加算した電圧が発
生し、図１２（８）の実線で示すような山形の基準電圧
信号波形Ｅ２が出力される。

【０１１１】切換回路１４０の指令端子６０に入力され
る切換信号が”Ｈ”レベルのときは、切換スイッチは出
力端Ｙに接続されるので、切換回路１４０に入力された
電流は抵抗１３４ｂに流れる。今、抵抗１３４ｂの大き
さを抵抗１３４ａよりも大きく選んでおくと、出力端子
１３９には、基準電圧源１３５の基準電圧Ｅ２’に、ダ
イオード１３１，１３２，１３３を介して通電される電
流により抵抗１３４ｂで発生する電圧降下分を加算した
電圧が発生し、図１２（８）の点線で示すような山形の
基準電圧信号波形Ｅ２が出力される。

【０１１２】図１０（８）及び図１２（８）より明らか
なように、第１の基準電圧発生回路９から出力される第
１の基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０から出
力される第２の基準電圧Ｅ２とは位相が１８０度ずれて
いる。

【０１１３】図５に示す期間（１）においては、図６で
説明したのと同様に、ベースから引き出す電流信号ｄ’
が大きいので駆動トランジスタ２４はオンとなるのに対
して、引き出す電流信号ｆ’，ｈ’は零であるので駆動
トランジスタ２５，２６はオフとなる。また、ベースに
流し込む電流信号ｇ’は零であるので駆動トランジスタ
２１はオフとなり、縦続接続された２つの駆動トランジ
スタ２４，２１の同時オンを防止する。そして、ベース
に流し込む電流信号ｉ’が次第に減少する駆動トランジ
スタ２２のオン状態は次第に低下し、流し込む電流信号
ｅ’が次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン状態
は次第に増大し、２つの駆動トランジスタ２２，２３の
総合導通量は一定に保たれる。したがって、固定子巻線
１１には駆動トランジスタ２４より駆動電流Ｉａが流し
込まれ、この駆動電流Ｉａは中性点ｏで固定子巻線１
２，１３に分流される。そして、固定子巻線１２には駆
動電流Ｉｂが流れ、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃが
通電される。これらの駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは駆動トラン
ジスタ２２，２３を介して引き出される。

【０１１４】期間（１）において、第２の駆動トランジ
スタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２
５，２６のうちオンとなっているのは駆動電流Ｉａを流
す１つの駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動ト
ランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となってい
る。この駆動トランジスタ２４についての１相通電期間
Ｔ１においては、固定子巻線１１に流し込まれる駆動電
流Ｉａは一定の値を保っている。この１相通電期間Ｔ１
においては、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基
準電圧は、低めに設定された基準電圧Ｅ２’となり、駆
動トランジスタ２４のエミッタ・コレクタ間の動作電圧
が低いので電力損失は少ない。

【０１１５】また、期間（１）において、第１の駆動ト
ランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２
１，２２，２３のうち、２つの駆動トランジスタ２２，
２３がオンとなっていて、駆動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換
が行われているので、これらの駆動トランジスタ２２，
２３については相切換期間Ｔ２となっている。この相切
換期間Ｔ２においては、第１の基準電圧発生回路９が出
力する基準電圧は、低めに設定された基準電圧Ｅ１’に
山形の電圧信号が加算された高めの基準電圧Ｅ１とな
り、駆動トランジスタ２２，２３のエミッタ・コレクタ
間の動作電圧は十分に大きい。

【０１１６】したがって、図７の場合のように駆動トラ
ンジスタ２２，２３の電流増幅率（ｈｆｅ）がトランジ
スタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（図７のＶＢ，
ＶＣにほぼ等しい）に依存するといったことはない。ま
た、電流給電端子Ｂ，Ｃの電圧ＶＢ，ＶＣの波形が滑ら
かになるため、固定子巻線１２，１３に流れるそれぞれ
の駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは電流切換が滑らかに行われるこ
とになり、相切換期間Ｔ２であっても波形歪みが発生し
ない。

【０１１７】また、図５に示す期間（２）において、図
６で説明したのと同様に、ベースから引き出される電流
信号ｄ’が次第に減少するので駆動トランジスタ２４の
オン状態が次第に低下し、固定子巻線１１に流し込まれ
る駆動電流Ｉａは次第に減少する。一方、ベースから引
き出される電流信号ｆ’が次第に増加するので駆動トラ
ンジスタ２５のオン状態が次第に増大し、固定子巻線１
２に流し込まれる駆動電流Ｉｂは次第に増加する。２つ
の駆動電流の合計（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定である。固定子
巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ２４，２５
を介して流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂは中性点ｏで
合流され、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋
Ｉｂ）が流れ、この駆動電流Ｉｃは駆動トランジスタ２
３を介して引き出される。

【０１１８】期間（２）において、第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉｃを
流す駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動トラン
ジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となっている。
この１相通電期間Ｔ１においては、固定子巻線１３に流
れる駆動電流Ｉｃは一定の値を保っている。この１相通
電期間Ｔ１においては、第１の基準電圧発生回路９が出
力する基準電圧は、低めに設定された第１の基準電圧Ｅ
１’となり、駆動トランジスタ２３でのエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧が低いので電力損失は少ない。

【０１１９】また、期間（２）において、第２の駆動ト
ランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２
４，２５，２６のうち、２つの駆動トランジスタ２４，
２５がオンとなっていて、駆動電流Ｉａ，Ｉｂの相切換
が行われているので、これらの駆動トランジスタ２４，
２５については相切換期間Ｔ２となっている。これら駆
動トランジスタ２４，２５についての相切換期間Ｔ２に
おいては、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基準
電圧は、低めに設定された第２の基準電圧Ｅ２’に山形
の電圧信号が加算された高めの第２の基準電圧Ｅ２とな
り、駆動トランジスタ２４，２５のエミッタ・コレクタ
間の動作電圧は十分に大きなものとなる。したがって、
図７の場合のように駆動トランジスタ２４，２５の電流
増幅率（ｈｆｅ）がトランジスタのエミッタ・コレクタ
間の動作電圧（図７のＶＭ−ＶＡ，ＶＭ−ＶＢにほぼ等
しい）に依存するといったことはなく、また、電流給電
端子Ａ，Ｂの電圧ＶＡ，ＶＢの波形も滑らかになる。そ
の結果、固定子巻線１１，１２に通電されるそれぞれの
駆動電流Ｉａ，Ｉｂは電流切換が滑らかに行われること
になり、相切換期間Ｔ２であっても、駆動電流Ｉａ，Ｉ
ｂには波形歪みが発生しない。

【０１２０】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。

【０１２１】以上のように構成することにより、第１の
駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジ
スタ２１，２２，２３で、固定子巻線１１，１２，１３
の駆動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ２において
は、第１の基準電圧発生回路９から高めの第１の基準電
圧Ｅ１を出力することによって駆動トランジスタ２１，
２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十分高
く設定して飽和領域での動作を避ける一方、相切換の完
了した１相通電期間Ｔ１においては、駆動トランジスタ
２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧
は、もともと低めに設定されていた第１の基準電圧Ｅ
１’の出力に基づいて十分低く設定される。

【０１２２】同様に、第２の駆動トランジスタ群５ｂを
構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６の駆
動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ２においては、
第２の基準電圧発生回路１０から高めの第２の基準電圧
Ｅ２を出力することによって駆動トランジスタ２４，２
５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十分高く
設定して飽和領域での動作を避ける一方、相切換の完了
した１相通電期間Ｔ１においては、駆動トランジスタ２
４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は、
もともと低めに設定されていた第２の基準電圧Ｅ２’の
出力に基づいて十分低く設定される。

【０１２３】また、本発明のブラシレス直流モータを高
速で回転させたときには、図１に示す指令端子６０に
は”Ｈ”レベル切換信号が入力され、切換回路１２０及
び切換回路１４０の切換スイッチはそれぞれ出力端Ｙに
接続されるので、第１の基準電圧発生回路９が発生する
基準電圧Ｅ１及び第２の基準電圧発生回路１０が発生す
る基準電圧Ｅ２は、それぞれ図１０（８）及び図１２
（８）に点線で示すように山形の電圧波形となり、この
山形部分の大きさを、モータの高速回転時には低速回転
時よりも高くするので、電圧変換回路４の出力すべき出
力電圧ＶＭのリップル分は極めて平坦な波形となる。

【０１２４】以上の説明から明らかなように、第１の基
準電圧発生回路９と第２の基準電圧発生回路１０から基
本的に低めに設定された基準電圧Ｅ１’と基準電圧Ｅ
２’をそれぞれ出力することにより、駆動トランジスタ
２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２
６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を小さく設定する
ことができるので、駆動トランジスタでの電力損失を小
さく抑えることができる。しかも、高めの基準電圧Ｅ１
及び高めの基準電圧Ｅ２として、固定子巻線１１，１
２，１３に誘起される逆起電力ａ，ｂ，ｃのタイミング
に同期して山形に変化させた信号を出力することによ
り、固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流の相切換動
作が波形歪みの発生なしに滑らかに行われるので、振動
・騒音が非常に少ないブラシレス直流モータの駆動が可
能となる。

【０１２５】また、本発明のブラシレス直流モータを高
速で回転させたときには、指令端子６０には”Ｈ”レベ
ルの切換信号が入力され、第１の基準電圧発生回路９と
基準電圧発生回路１０から基準電圧Ｅ１及び基準電圧Ｅ
２それぞれの電圧波形の山形部分の大きさを、モータの
高速回転時には低速回転時よりも高くして、電圧変換回
路４の出力すべき出力電圧ＶＭのリップル分を極めて平
坦な波形にすることができるので、低速及び高速回転時
においても固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流の相
切換動作が波形歪みの発生なしに滑らかに行われるの
で、振動・騒音が非常に少ないブラシレス直流モータの
駆動が可能となる。

【０１２６】なお、図８（１）及び図８（３）に示した
モータの低速及び高速回転における電圧変換回路４の出
力すべき出力電圧ＶＭは、どちらの場合にもリップル分
の極めて少ない平坦な波形となるように基準電圧Ｅ１及
び基準電圧Ｅ２の電圧波形の山形部分の大きさを決定し
たが、モータの高速回転時のみ出力電圧ＶＭがリップル
分の極めて少ない平坦な波形となるようにしてもよい。
モータが低速で回転しているときは電圧波形ＶＡ，Ｖ
Ｂ，ＶＣの包絡線波形のリップル周波数は低く、電圧変
換回路４の出力電圧の制御帯域よりも十分に低いので、
出力電圧ＶＭは電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形
のリップルに十分追従することができる。したがって、
電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形のリップル周波
数が電圧変換回路４の出力電圧の制御帯域よりも高くな
る高速回転時のみ出力電圧ＶＭはリップル分の極めて少
ない平坦な波形となるように基準電圧Ｅ１及び基準電圧
Ｅ２の電圧波形の山形部分の大きさを決定してもよい。
この場合は、モータの低速回転時の基準電圧Ｅ１及び基
準電圧Ｅ２の電圧波形の山形部分の大きさを図５に示し
たＥ１，Ｅ２の波形よりも小さく設定できるので、駆動
トランジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２
４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧をさ
らに小さく設定することができるので、駆動トランジス
タでの電力損失をさらに小さく抑えることができる。

【０１２７】なお、図９に示した第１の基準電圧発生回
路９及び図１１に示した第２の基準電圧発生回路１０で
は、切換回路１２０及び切換回路１４０の切換スイッチ
はモータの低速及び高速回転に応じて２段階にだけ切換
えるように構成したが、モータの回転速度に応じて何段
階にも切換えてもよい。さらには切換回路１２０及び切
換回路１４０を設けることなしに抵抗１１４及び抵抗１
３４の抵抗値を回転速度に応じて連続的に増加するよう
に構成してもよい。

【０１２８】また抵抗１１４及び抵抗１３４の抵抗値を
固定しておいて第１の基準電圧発生回路９に入力される
電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”及び第２の基準
電圧発生回路１０に入力される電流信号波形Ｉｐ１’，
Ｉｐ２’，Ｉｐ３’の大きさを回転速度に応じて連続的
に増加するように構成してもよい。

【０１２９】なお、図９に示した第１の基準電圧発生回
路９及び図１１に示した第２の基準電圧発生回路１０で
は、低めに設定された基準電圧Ｅ１’及び基準電圧Ｅ
２’の大きさは一定としたが、第１の駆動トランジスタ
群５ａ及び第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する駆
動トランジスタ２１，２２，２３，２４，２５，２６の
エミッタ・コレクタ間の動作電圧を固定子巻線への電流
供給を指令する指令信号に応じて変化させるように構成
し、供給電流が大きくなったときには基準電圧信号Ｅ
１’及び基準電圧信号Ｅ２’の大きさを増加するように
構成してもよい。

【０１３０】また、上記実施の形態では、固定子巻線１
１，１２，１３から流れ出す駆動電流の合計を電流検出
抵抗５７で検出し、駆動電流の合計が一定となるように
制御することにより駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの波形が
台形波状になるように構成したが、台形波状の駆動電流
に限らず固定子巻線１１，１２，１３から流れ出す駆動
電流の合計を変調（例えば、特開昭６１−１５０６９５
公報参照）することにより駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの
波形を正弦波状となるように構成してもよい。

【０１３１】また、本発明は、上記実施の形態のような
３相のモータに限らず、４相以上のモータにも適用する
ことができる。

【０１３２】

【発明の効果】以上のように、本発明のブラシレス直流
モータによれば、第１の駆動トランジスタ群のエミッタ
・コレクタ間の動作電圧を第１の基準電圧発生回路の出
力する基準電圧に等しくなるように第２の駆動トランジ
スタ群の通電電流を制御し、また第２の駆動トランジス
タ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を第２の基準電
圧発生回路の出力する基準電圧に等しくなるように電圧
変換回路の直流出力電圧を制御し、第１の駆動トランジ
スタ群と第２の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレク
タ間の動作電圧を位置信号合成回路の出力する複数相の
位置信号とホール素子の各出力を増幅するバッファ増幅
器の出力を波形整形した整形信号に応じて変化させ、１
相通電期間では、駆動電流を通電している駆動トランジ
スタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ低
く設定するように構成しているので、その駆動トランジ
スタでの電力損失を小さく抑えることができる。

【０１３３】さらに、駆動電流の相切換の行われている
相切換期間では、対応する駆動トランジスタのエミッタ
・コレクタ間の動作電圧をモータの回転速度に応じて変
化させ、高めに切り換えているので、固定子巻線の駆動
電流の相切換動作を滑らかに行い、ブラシレス直流モー
タを振動・騒音の非常に少ない状態で駆動することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るブラシレス直流モー
タの回路図

【図２】図１のブラシレス直流モータを構成する位置信
号合成回路及び整形回路の動作を説明するための各部の
信号波形図

【図３】図１のブラシレス直流モータにおける第１の動
作電圧検出回路の一例を示す回路図

【図４】図１のブラシレス直流モータにおける第２の動
作電圧検出回路の一例を示す回路図

【図５】図１のブラシレス直流モータにおいて駆動トラ
ンジスタの動作電圧を位置信号に応じて変化させたとき
の動作を説明するための各部の信号波形図

【図６】従来のブラシレス直流モータにおいて電力損失
が大きくなるという問題を説明するための各部の信号波
形図

【図７】従来のブラシレス直流モータにおいて第１の基
準電圧及び第２の基準電圧を低く設定したときに相切換
期間において固定子巻線の駆動電流に波形歪みが発生す
る問題を説明するための各部の信号波形図

【図８】（１），（２），（３）はそれぞれ、図１のブ
ラシレス直流モータにおいて駆動トランジスタの動作電
圧を位置信号とモータの回転速度に応じて変化させたと
きの動作を説明するための各部の信号波形図

【図９】図１のブラシレス直流モータにおける第１の基
準電圧発生回路の一例を示す回路図

【図１０】図８に示す第１の基準電圧発生回路の動作を
説明するための各部の信号波形図

【図１１】図１のブラシレス直流モータにおける第２の
基準電圧発生回路の一例を示す回路図

【図１２】図１０に示す第２の基準電圧発生回路の動作
を説明するための各部の信号波形図

【符号の説明】

１，２，３……ホール素子 ４……電圧変換回路 ５ａ……第１の駆動トランジスタ群 ５ｂ……第２の駆動トランジスタ群 ６ａ……第１の分配制御回路 ６ｂ……第２の分配制御回路 ９……第１の基準電圧発生回路 １０……第２の基準電圧発生回路 １１，１２，１３……固定子巻線 ２７……回転子 ４０……位置信号合成回路

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の磁極を有する回転子と、複数相の
   固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための
   複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から
   複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流
   電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前
   記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の
   各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトラン
   ジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子
   巻線への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号
   合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群
   に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段と、前
   記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の
   各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトラン
   ジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、前記位置信
   号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ
   群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前
   記第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御す
   る第２の分配制御手段と、前記第２の駆動トランジスタ
   群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前
   記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と、
   を備え、前記第１及び前記第２の基準電圧は、前記第１
   及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子
   巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に
   流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れ
   る１相通電状態より大きく、かつ、その大きさが前記回
   転子の回転速度に応じて変化するように構成されたこと
   を特徴とするブラシレス直流モータ。
2. 【請求項２】 前記第１及び前記第２の基準電圧は、前
   記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ
   固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に
   同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流
   が流れる１相通電状態より大きく、その大きさは前記回
   転子の回転速度に略比例して連続的に大きくなるように
   構成されたことを特徴とする請求項１記載のブラシレス
   直流モータ。
3. 【請求項３】 前記第１及び第２の基準電圧が連続的に
   変化し、前記相切換通電状態では２相に流れる電流が略
   等しくなる時点を頂点とする三角波状に変化することを
   特徴とする請求項１記載のブラシレス直流モータ。
4. 【請求項４】 前記第１及び第２の基準電圧が、前記固
   定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化
   することを特徴とする請求項１記載のブラシレス直流モ
   ータ。
5. 【請求項５】 前記位置信号合成手段は、前記複数のホ
   ール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、
   前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数
   の減算回路とから構成され、前記第１及び第２の基準電
   圧は、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信
   号と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号
   とから生成されることを特徴とする請求項１記載のブラ
   シレス直流モータ。
6. 【請求項６】 複数の磁極を有する回転子と、複数相の
   固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための
   複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から
   複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流
   電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前
   記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の
   各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトラン
   ジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子
   巻線への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号
   合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群
   に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段と、前
   記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の
   各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトラン
   ジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、前記位置信
   号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ
   群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前
   記第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御す
   る第２の分配制御手段と、前記第２の駆動トランジスタ
   群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前
   記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と、
   を備え、前記第１及び前記第２の基準電圧は、前記第１
   及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子
   巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に
   流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れ
   る１相通電状態より大きく、かつ、少なくとも前記回転
   子を高速で回転させるときには、前記電圧変換手段の出
   力電圧の波形が略平坦になるように前記第１の基準電圧
   と第２の基準電圧の大きさを変化させることを特徴とす
   るブラシレス直流モータ。
7. 【請求項７】 高速回転時における前記第１及び第２の
   基準電圧のレベルを低速回転時のレベルよりも高くする
   ことを特徴とする請求項６記載のブラシレス直流モー
   タ。
8. 【請求項８】 前記第１及び第２の基準電圧が連続的に
   変化し、前記相切換通電状態では２相に流れる電流が略
   等しくなる時点を頂点とする三角波状に変化することを
   特徴とする請求項６記載のブラシレス直流モータ。
9. 【請求項９】前記第１及び第２の基準電圧が前記固定子
   巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化する
   ことを特徴とする請求項６記載のブラシレス直流モー
   タ。
10. 【請求項１０】 前記位置信号合成手段は、前記複数の
    ホール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器
    と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する
    複数の減算回路とから構成され、前記第１及び第２の基
    準電圧は、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位
    置信号と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形
    信号とから生成されることを特徴とする請求項６記載の
    ブラシレス直流モータ。
11. 【請求項１１】 複数のホール素子から出力される回転
    子の回転位置を示す信号に基づいて複数相の位置信号を
    生成し、その位置信号を用いて、固定子巻線の２相に同
    時に電流が流れる相切換状態のときにその他の状態に比
    べて電圧値が増大する第１及び第２の基準電圧を生成
    し、その第１及び第２の基準電圧をそれぞれ第１及び第
    ２のオペアンプの非反転端子に入力し、その第１及び第
    ２のオペアンプの負帰還ループに前記固定子巻線に給電
    するための給電端子を含めることにより前記給電端子の
    電圧を前記第１及び第２の基準電圧に基づいて制御し、
    これにより、前記給電端子を介して前記固定子巻線に電
    流を供給する第１及び第２の駆動トランジスタ群におけ
    る所望の動作電圧を確保することを特徴とするブラシレ
    ス直流モータの駆動制御方法。
12. 【請求項１２】 前記第１及び第２の基準電圧の生成に
    際し、モータの回転速度に応じて電圧値を変化させるこ
    とを特徴とする請求項１１記載のブラシレス直流モータ
    の駆動制御方法。