JPH11224822A - 非接触給電装置における高調波電流抑制方法 - Google Patents
非接触給電装置における高調波電流抑制方法Info
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- JPH11224822A JPH11224822A JP10039546A JP3954698A JPH11224822A JP H11224822 A JPH11224822 A JP H11224822A JP 10039546 A JP10039546 A JP 10039546A JP 3954698 A JP3954698 A JP 3954698A JP H11224822 A JPH11224822 A JP H11224822A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 １次側の給電線に流れる高調波電流を低減す
ることにより、１次側の給電線が長い場合においても、
給電線に流れる高調波電流の表皮効果による損失や給電
線近傍の金属体の渦電流による損失が小さく、電力の伝
達効率がよく、給電線の発熱による温度上昇が小さい、
非接触給電装置における高調電流波抑制方法を提供する
こと。 【解決手段】 高周波インバータにより１次側の給電線
を励磁し、電磁誘導を利用して非接触で電力を２次側に
伝達する非接触給電装置において、高周波インバータの
出力電圧波形を２段階以上に変化させることにより、１
次側の給電線に流れる高調波電流を低減するようにす
る。
ることにより、１次側の給電線が長い場合においても、
給電線に流れる高調波電流の表皮効果による損失や給電
線近傍の金属体の渦電流による損失が小さく、電力の伝
達効率がよく、給電線の発熱による温度上昇が小さい、
非接触給電装置における高調電流波抑制方法を提供する
こと。 【解決手段】 高周波インバータにより１次側の給電線
を励磁し、電磁誘導を利用して非接触で電力を２次側に
伝達する非接触給電装置において、高周波インバータの
出力電圧波形を２段階以上に変化させることにより、１
次側の給電線に流れる高調波電流を低減するようにす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、非接触給電装置に
おける高調電流波抑制方法に関し、特に、半導体製造工
場や倉庫等で稼動する無人搬送車等の搬送設備において
用いられる、高周波インバータにより１次側の給電線を
励磁し、電磁誘導を利用して非接触で電力を２次側に伝
達する非接触給電装置において、１次側の給電線に流れ
る高調波電流を低減するようにした非接触給電装置にお
ける高調波電流抑制方法に関するものである。
おける高調電流波抑制方法に関し、特に、半導体製造工
場や倉庫等で稼動する無人搬送車等の搬送設備において
用いられる、高周波インバータにより１次側の給電線を
励磁し、電磁誘導を利用して非接触で電力を２次側に伝
達する非接触給電装置において、１次側の給電線に流れ
る高調波電流を低減するようにした非接触給電装置にお
ける高調波電流抑制方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、半導体製造工場や倉庫等で稼動す
る無人搬送車等の搬送設備において、高周波インバータ
により１次側の給電線を励磁し、電磁誘導を利用して非
接触で電力を２次側に伝達する非接触給電装置が汎用さ
れている。この非接触給電装置は、１次側の給電線の損
失、２次側の受電ピックアップコイルのコアの大きさ、
伝達効率の制約等から、高周波インバータにより１次側
の給電線に供給される電流の周波数は、１０ＫＨｚ近辺
の周波数が使用されている。これは、１０ＫＨｚよりも
低い周波数では、１次側の給電線の損失が少なくなり、
また、２次側の受電ピックアップコイルに珪素鋼板の鉄
心が使える利点があるものの、装置が大形化するととも
に、共振回路のコンデンサの容量を大きくしなければな
らない等の制約が生じることとなるるためであり、ま
た、一方、１０ＫＨｚよりも高い周波数では、１次側の
給電線の損失が増大するとともに、給電線から不要輻射
が生じたり、電波法の法的な規制がかかることとなるた
めである。ところで、従来、１次側の給電線の励磁は、
高周波インバータにより１次側の給電線に交流電流を流
すことにより行うようにしている。高周波インバータ
は、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの商用電源を用いる場合
には、パルス幅変調（ＰＷＭ）により電圧波形をスイッ
チングし、インダクティブなモータ負荷を駆動する高周
波インバータが実用化されている。
る無人搬送車等の搬送設備において、高周波インバータ
により１次側の給電線を励磁し、電磁誘導を利用して非
接触で電力を２次側に伝達する非接触給電装置が汎用さ
れている。この非接触給電装置は、１次側の給電線の損
失、２次側の受電ピックアップコイルのコアの大きさ、
伝達効率の制約等から、高周波インバータにより１次側
の給電線に供給される電流の周波数は、１０ＫＨｚ近辺
の周波数が使用されている。これは、１０ＫＨｚよりも
低い周波数では、１次側の給電線の損失が少なくなり、
また、２次側の受電ピックアップコイルに珪素鋼板の鉄
心が使える利点があるものの、装置が大形化するととも
に、共振回路のコンデンサの容量を大きくしなければな
らない等の制約が生じることとなるるためであり、ま
た、一方、１０ＫＨｚよりも高い周波数では、１次側の
給電線の損失が増大するとともに、給電線から不要輻射
が生じたり、電波法の法的な規制がかかることとなるた
めである。ところで、従来、１次側の給電線の励磁は、
高周波インバータにより１次側の給電線に交流電流を流
すことにより行うようにしている。高周波インバータ
は、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの商用電源を用いる場合
には、パルス幅変調（ＰＷＭ）により電圧波形をスイッ
チングし、インダクティブなモータ負荷を駆動する高周
波インバータが実用化されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来の
非接触給電装置においては、パルス幅変調（ＰＷＭ）イ
ンバータのスイッチングを行うキャリア周波数は、スイ
ッチング時の電力損失、スイッチング素子の発熱等の制
約から、スイッチング素子にバイポーラトランジスタを
使用する場合には、１〜２ＫＨｚ、ＩＧＢＴを使用する
場合には、１０〜２０ＫＨｚ程度である。このため、出
力周波数が、１０ＫＨｚのインバータでは、パルス幅変
調（ＰＷＭ）の使用が困難となる。このため、パルス幅
変調（ＰＷＭ）を用いず、方形波駆動、あるいは、方形
波をローパスフィルタにより高調波電流を低減し、１次
側の給電線の励磁を行うようにしていた。
非接触給電装置においては、パルス幅変調（ＰＷＭ）イ
ンバータのスイッチングを行うキャリア周波数は、スイ
ッチング時の電力損失、スイッチング素子の発熱等の制
約から、スイッチング素子にバイポーラトランジスタを
使用する場合には、１〜２ＫＨｚ、ＩＧＢＴを使用する
場合には、１０〜２０ＫＨｚ程度である。このため、出
力周波数が、１０ＫＨｚのインバータでは、パルス幅変
調（ＰＷＭ）の使用が困難となる。このため、パルス幅
変調（ＰＷＭ）を用いず、方形波駆動、あるいは、方形
波をローパスフィルタにより高調波電流を低減し、１次
側の給電線の励磁を行うようにしていた。
【０００４】図１に、その主回路の一例を示す。この主
回路は、４個のトランジスタによるブリッジ回路で構成
されている。このブリッジ回路の各トランジスタの駆動
波形を、図２に示す。図２に示す方形波駆動による出力
電圧で、図３に示す１次側の給電線から負荷までの等価
回路における１次側の給電線の励磁を行うようにした場
合、給電線の電圧及び電流並びにインバータの出力であ
るフィルタコンデンサＣFの電流（ＣF電流）の計算値
は、それぞれ、図４に示すようになる。また、この場合
の波形の周波数のスペクトルを図５に示す。方形波の電
圧スペクトルは、一般に知られているようにフーリエ級
数展開すると、Ｎ次奇数次高調波成分を、基本波に対し
１／Ｎの振幅を持つ。電流は、負荷がインダクティブで
あるため、高調波成分は無負荷では大幅に減るが、負荷
の増加に伴い高調波成分が増加するとともに、フィルタ
コンデンサの高調波成分も大きくなるという問題があっ
た。そして、１次側の給電線が長いと、給電線に流れる
高調波電流の表皮効果による損失や給電線近傍の金属体
の渦電流による損失が増大し、電力の伝達効率が低下
し、給電線の発熱による温度上昇が大きくなるという問
題があった。ータの高調波電流抑制方法
回路は、４個のトランジスタによるブリッジ回路で構成
されている。このブリッジ回路の各トランジスタの駆動
波形を、図２に示す。図２に示す方形波駆動による出力
電圧で、図３に示す１次側の給電線から負荷までの等価
回路における１次側の給電線の励磁を行うようにした場
合、給電線の電圧及び電流並びにインバータの出力であ
るフィルタコンデンサＣFの電流（ＣF電流）の計算値
は、それぞれ、図４に示すようになる。また、この場合
の波形の周波数のスペクトルを図５に示す。方形波の電
圧スペクトルは、一般に知られているようにフーリエ級
数展開すると、Ｎ次奇数次高調波成分を、基本波に対し
１／Ｎの振幅を持つ。電流は、負荷がインダクティブで
あるため、高調波成分は無負荷では大幅に減るが、負荷
の増加に伴い高調波成分が増加するとともに、フィルタ
コンデンサの高調波成分も大きくなるという問題があっ
た。そして、１次側の給電線が長いと、給電線に流れる
高調波電流の表皮効果による損失や給電線近傍の金属体
の渦電流による損失が増大し、電力の伝達効率が低下
し、給電線の発熱による温度上昇が大きくなるという問
題があった。ータの高調波電流抑制方法
【０００５】本発明は、上記従来の非接触給電装置の有
する問題点に鑑み、１次側の給電線に流れる高調波電流
を低減することにより、１次側の給電線が長い場合にお
いても、給電線に流れる高調波電流の表皮効果による損
失や給電線近傍の金属体の渦電流による損失が小さく、
電力の伝達効率がよく、給電線の発熱による温度上昇が
小さい、非接触給電装置における高調電流波抑制方法を
提供することを目的とする。
する問題点に鑑み、１次側の給電線に流れる高調波電流
を低減することにより、１次側の給電線が長い場合にお
いても、給電線に流れる高調波電流の表皮効果による損
失や給電線近傍の金属体の渦電流による損失が小さく、
電力の伝達効率がよく、給電線の発熱による温度上昇が
小さい、非接触給電装置における高調電流波抑制方法を
提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の高周波インバータにより１次側の給電線を
励磁し、電磁誘導を利用して非接触で電力を２次側に伝
達する非接触給電装置において、インバータの出力電圧
波形を２段階以上に変化させることにより、１次側の給
電線に流れる高調波電流を低減することを特徴とする。
め、本発明の高周波インバータにより１次側の給電線を
励磁し、電磁誘導を利用して非接触で電力を２次側に伝
達する非接触給電装置において、インバータの出力電圧
波形を２段階以上に変化させることにより、１次側の給
電線に流れる高調波電流を低減することを特徴とする。
【０００７】この非接触給電装置における高調波電流抑
制方法は、１次側の給電線に流れる高調波電流を低減す
ることにより、１次側の給電線が長い場合においても、
給電線に流れる高調波電流の表皮効果による損失や給電
線近傍の金属体の渦電流による損失が小さく、このた
め、電力の伝達効率がよく、給電線の発熱による温度上
昇が小さいものとなる。
制方法は、１次側の給電線に流れる高調波電流を低減す
ることにより、１次側の給電線が長い場合においても、
給電線に流れる高調波電流の表皮効果による損失や給電
線近傍の金属体の渦電流による損失が小さく、このた
め、電力の伝達効率がよく、給電線の発熱による温度上
昇が小さいものとなる。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の非接触給電装置に
おける高調波電流抑制方法の実施の形態を図面に基づい
て説明する。
おける高調波電流抑制方法の実施の形態を図面に基づい
て説明する。
【０００９】図１、図３、図６〜図８及び図１３は、本
発明の非接触給電装置における高調波電流抑制方法の第
１実施例を示す。図１は、４個のトランジスタＱ１，Ｑ
２，Ｑ３，Ｑ４によるブリッジ回路で構成される主回路
（従来例と同様）を示し、各トランジスタＱ１，Ｑ２，
Ｑ３，Ｑ４の駆動方法によってパルス幅変調（ＰＷＭ）
を行うことができるように構成する。これは、パルス幅
変調（ＰＷＭ）の波形の分割数が１の場合に相当する。
このブリッジ回路の各トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，
Ｑ４の駆動波形は、図６に示すようになる。すなわち、
図２に示す従来例の駆動波形に対し、出力電圧がゼロに
なるオフ期間（Ｔoff）を設けることにより、方形波駆
動に比較し、同一の基本波電流に対し、１次側の給電線
に流れる高調波電流を低減できるようにする。すなわ
ち、各アームの上下のトランジスタＱ１，Ｑ２又はトラ
ンジスタＱ３，Ｑ４は、互いに上下のトランジスタＱ
１，Ｑ２又はトランジスタＱ３，Ｑ４が同時にオンしな
いように駆動するが、これは、図２に示す従来例と同様
である。トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、トラ
ンジスタＱ１とトランジスタＱ２が同時にオンしている
期間は、負荷に電圧−Ｅが印加され、トランジスタＱ１
は、出力の半周期の間はオンし、トランジスタＱ４は、
オフ期間（Ｔoff）はオフし、オン期間のみオンするよ
うにする。同様に、トランジスタＱ３とトランジスタＱ
２は、トランジスタＱ３を半周期オンし、トランジスタ
Ｑ２は、オフ期間（Ｔoff）はオフし、オン期間のみオ
ンするようにする。
発明の非接触給電装置における高調波電流抑制方法の第
１実施例を示す。図１は、４個のトランジスタＱ１，Ｑ
２，Ｑ３，Ｑ４によるブリッジ回路で構成される主回路
（従来例と同様）を示し、各トランジスタＱ１，Ｑ２，
Ｑ３，Ｑ４の駆動方法によってパルス幅変調（ＰＷＭ）
を行うことができるように構成する。これは、パルス幅
変調（ＰＷＭ）の波形の分割数が１の場合に相当する。
このブリッジ回路の各トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，
Ｑ４の駆動波形は、図６に示すようになる。すなわち、
図２に示す従来例の駆動波形に対し、出力電圧がゼロに
なるオフ期間（Ｔoff）を設けることにより、方形波駆
動に比較し、同一の基本波電流に対し、１次側の給電線
に流れる高調波電流を低減できるようにする。すなわ
ち、各アームの上下のトランジスタＱ１，Ｑ２又はトラ
ンジスタＱ３，Ｑ４は、互いに上下のトランジスタＱ
１，Ｑ２又はトランジスタＱ３，Ｑ４が同時にオンしな
いように駆動するが、これは、図２に示す従来例と同様
である。トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、トラ
ンジスタＱ１とトランジスタＱ２が同時にオンしている
期間は、負荷に電圧−Ｅが印加され、トランジスタＱ１
は、出力の半周期の間はオンし、トランジスタＱ４は、
オフ期間（Ｔoff）はオフし、オン期間のみオンするよ
うにする。同様に、トランジスタＱ３とトランジスタＱ
２は、トランジスタＱ３を半周期オンし、トランジスタ
Ｑ２は、オフ期間（Ｔoff）はオフし、オン期間のみオ
ンするようにする。
【００１０】出力部分のフィルタコンデンサＣFは給電
線のインダクタンスと並列共振回路を構成し、出力周波
数近辺で共振をするように設定する。共振の鋭さＱ（Qu
ality Factor）が大きい場合、コンデンサに流しうる電
流の制約からコンデンサに直列抵抗を挿入し、Ｑ（Qual
ity Factor）を下げ、コンデンサの電流を下げる。１次
回路での共振の効果は、１次側の給電線に流れる電流に
対し、インバータの出力電流を小さくする。
線のインダクタンスと並列共振回路を構成し、出力周波
数近辺で共振をするように設定する。共振の鋭さＱ（Qu
ality Factor）が大きい場合、コンデンサに流しうる電
流の制約からコンデンサに直列抵抗を挿入し、Ｑ（Qual
ity Factor）を下げ、コンデンサの電流を下げる。１次
回路での共振の効果は、１次側の給電線に流れる電流に
対し、インバータの出力電流を小さくする。
【００１１】オフ期間（Ｔoff）を大きく取ると、基本
波に対する全高調波成分の比率は極小値まで下がり、そ
の後増加する。電圧の実効値はオフ期間（Ｔoff）に対
し単調に減少する。この場合、給電線の電圧及び電流並
びにインバータの出力であるフィルタコンデンサＣFの
電流（ＣF電流）の計算値は、それぞれ、図７に示すよ
うになる。また、この場合の波形の周波数のスペクトル
を図８に示す。図８及び図１３より、従来例の図５の波
形の周波数のスペクトルに対し、第３次高調波成分を大
幅に低減できることが分かる。これにより、１次側の給
電線の温度上昇、フィルタコンデンサＣFの温度上昇を
抑制することができる。
波に対する全高調波成分の比率は極小値まで下がり、そ
の後増加する。電圧の実効値はオフ期間（Ｔoff）に対
し単調に減少する。この場合、給電線の電圧及び電流並
びにインバータの出力であるフィルタコンデンサＣFの
電流（ＣF電流）の計算値は、それぞれ、図７に示すよ
うになる。また、この場合の波形の周波数のスペクトル
を図８に示す。図８及び図１３より、従来例の図５の波
形の周波数のスペクトルに対し、第３次高調波成分を大
幅に低減できることが分かる。これにより、１次側の給
電線の温度上昇、フィルタコンデンサＣFの温度上昇を
抑制することができる。
【００１２】フィルタ回路のインダクタンスＬFは、ス
イッチングトランジスタからみた負荷をインダクティブ
にするために入れるが、インダクタンスＬFに比例して
インダクタンスの電圧降下が増加するために限界があ
る。フィルタ回路のフィルタコンデンサＣFは、無極性
で容量の大きいフィルム系コンデンサが効果的であり、
通常は、直列に電流制限の抵抗をいれてコンデンサに流
れる電流を制限し、１次側の給電線から発生する電磁波
の不要輻射を低減する。しかしながら、フィルタ回路に
よって、基本波の第３次から第１０次程度までの高調波
成分を大幅に低減することは困難である。この場合、オ
フ期間（Ｔoff）の長さにより基本波の電圧を可変にで
きる。ここで、図３に、１次側の給電線から負荷までの
等価回路を示す。図３において、Ｌ１は、１次側の給電
線を、ＲSは給電線の抵抗分を示す。２次側の受電ピッ
クアップコイルＬ２と、１次側の給電線Ｌ１は、相互誘
導Ｍで結合する。また、２次側の受電ピックアップコイ
ルＬ２の発生電圧は、共振コンデンサＣRと２次側の受
電ピックアップコイル（インダクタンス）Ｌ２により共
振し、その電圧が負荷ＺLにかかるようにする。このよ
うに、図３に示す１次側の給電線Ｌ１から負荷ＺLまで
の等価回路における２次側を共振状態で使用する場合、
基本波成分は電力として負荷に伝達されるが、高調波成
分は共振しないため、２次側での発生電圧が低くなり、
電力を有効に伝達しない。このため、電圧源の電圧Ｅを
可変にする場合に比べ、電力伝達効率が低くなるととも
に、高調波電流が出力電圧により変化することから実用
的でない。
イッチングトランジスタからみた負荷をインダクティブ
にするために入れるが、インダクタンスＬFに比例して
インダクタンスの電圧降下が増加するために限界があ
る。フィルタ回路のフィルタコンデンサＣFは、無極性
で容量の大きいフィルム系コンデンサが効果的であり、
通常は、直列に電流制限の抵抗をいれてコンデンサに流
れる電流を制限し、１次側の給電線から発生する電磁波
の不要輻射を低減する。しかしながら、フィルタ回路に
よって、基本波の第３次から第１０次程度までの高調波
成分を大幅に低減することは困難である。この場合、オ
フ期間（Ｔoff）の長さにより基本波の電圧を可変にで
きる。ここで、図３に、１次側の給電線から負荷までの
等価回路を示す。図３において、Ｌ１は、１次側の給電
線を、ＲSは給電線の抵抗分を示す。２次側の受電ピッ
クアップコイルＬ２と、１次側の給電線Ｌ１は、相互誘
導Ｍで結合する。また、２次側の受電ピックアップコイ
ルＬ２の発生電圧は、共振コンデンサＣRと２次側の受
電ピックアップコイル（インダクタンス）Ｌ２により共
振し、その電圧が負荷ＺLにかかるようにする。このよ
うに、図３に示す１次側の給電線Ｌ１から負荷ＺLまで
の等価回路における２次側を共振状態で使用する場合、
基本波成分は電力として負荷に伝達されるが、高調波成
分は共振しないため、２次側での発生電圧が低くなり、
電力を有効に伝達しない。このため、電圧源の電圧Ｅを
可変にする場合に比べ、電力伝達効率が低くなるととも
に、高調波電流が出力電圧により変化することから実用
的でない。
【００１３】主回路の構成は正負の独立した２電源と２
個のトランジスタで上下のトランジスタを交互にオンす
る構成を採用することも可能である。ただし、この正負
の独立した２電源は、商用電源を中間端子を有するトラ
ンスで変圧し、両波整流することにより得られるが、ト
ランスの大形化、整流効率の点から実用的でない。
個のトランジスタで上下のトランジスタを交互にオンす
る構成を採用することも可能である。ただし、この正負
の独立した２電源は、商用電源を中間端子を有するトラ
ンスで変圧し、両波整流することにより得られるが、ト
ランスの大形化、整流効率の点から実用的でない。
【００１４】図９〜図１３は、本発明の非接触給電装置
における高調波電流抑制方法の第２実施例を示す。本実
施例は、２組のブリッジ回路により主回路を構成するも
のである。この方法は、電圧が＋Ｅ、０（ゼロ）、−Ｅ
の３値をとり、各トランジスタのスイッチング回数は出
力周波数の２倍である。このように構成することによ
り、トランジスタのスイッチング回数を増やさずに、高
調波電流を低減するための２組のブリッジ回路と電圧源
を設けることにより、５段階の出力電圧を出すことがで
きるようにする。
における高調波電流抑制方法の第２実施例を示す。本実
施例は、２組のブリッジ回路により主回路を構成するも
のである。この方法は、電圧が＋Ｅ、０（ゼロ）、−Ｅ
の３値をとり、各トランジスタのスイッチング回数は出
力周波数の２倍である。このように構成することによ
り、トランジスタのスイッチング回数を増やさずに、高
調波電流を低減するための２組のブリッジ回路と電圧源
を設けることにより、５段階の出力電圧を出すことがで
きるようにする。
【００１５】電圧源Ｅ１，Ｅ２の一方は、商用電源を直
接整流し作ることができ、もう一方は、トランスで降圧
（あるいは昇圧）し、他方とは絶縁した電源とする。な
お、両方にトランスを設け、絶縁することも可能であ
る。以下、一例として、Ｅ１は直接整流した電圧源、Ｅ
２はトランスで絶縁した電圧源として説明する。主回路
の各トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ
６，Ｑ７，Ｑ８の駆動波形を図１０に示す。各アームの
上下のトランジスタＱ１とトランジスタＱ２、トランジ
スタＱ３とトランジスタＱ４、トランジスタＱ５とトラ
ンジスタＱ６、トランジスタＱ７とトランジスタＱ８
は、上下のトランジスタが同時にオンしないように駆動
するのは、上記第１実施例と同様である。１組のブリッ
ジの場合と同様に、トランジスタＱ１とトランジスタＱ
４及びトランジスタＱ５とトランジスタＱ８を、出力電
圧が負の半周期の間にオンし、トランジスタＱ４がオン
している間は、出力電圧が−Ｅ１，トランジスタＱ８が
オンしている期間は出力電圧が−Ｅ２になる。出力電圧
が正の半周期では、トランジスタＱ３とトランジスタＱ
２，トランジスタＱ７とトランジスタＱ６をオンし、ト
ランジスタＱ２をオンしている間は、出力電圧が＋Ｅ１
に、トランジスタＱ６をオンしている間は、出力電圧が
＋Ｅ２になる。電圧源Ｅ１の電圧＞電圧源Ｅ２の電圧の
場合には、電圧源Ｅ２に接続したトランジスタＱ２，Ｑ
４のオン期間を電圧源Ｅ１に接続したトランジスタＱ
６，Ｑ８のオンする期間に対し長くする。
接整流し作ることができ、もう一方は、トランスで降圧
（あるいは昇圧）し、他方とは絶縁した電源とする。な
お、両方にトランスを設け、絶縁することも可能であ
る。以下、一例として、Ｅ１は直接整流した電圧源、Ｅ
２はトランスで絶縁した電圧源として説明する。主回路
の各トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ
６，Ｑ７，Ｑ８の駆動波形を図１０に示す。各アームの
上下のトランジスタＱ１とトランジスタＱ２、トランジ
スタＱ３とトランジスタＱ４、トランジスタＱ５とトラ
ンジスタＱ６、トランジスタＱ７とトランジスタＱ８
は、上下のトランジスタが同時にオンしないように駆動
するのは、上記第１実施例と同様である。１組のブリッ
ジの場合と同様に、トランジスタＱ１とトランジスタＱ
４及びトランジスタＱ５とトランジスタＱ８を、出力電
圧が負の半周期の間にオンし、トランジスタＱ４がオン
している間は、出力電圧が−Ｅ１，トランジスタＱ８が
オンしている期間は出力電圧が−Ｅ２になる。出力電圧
が正の半周期では、トランジスタＱ３とトランジスタＱ
２，トランジスタＱ７とトランジスタＱ６をオンし、ト
ランジスタＱ２をオンしている間は、出力電圧が＋Ｅ１
に、トランジスタＱ６をオンしている間は、出力電圧が
＋Ｅ２になる。電圧源Ｅ１の電圧＞電圧源Ｅ２の電圧の
場合には、電圧源Ｅ２に接続したトランジスタＱ２，Ｑ
４のオン期間を電圧源Ｅ１に接続したトランジスタＱ
６，Ｑ８のオンする期間に対し長くする。
【００１６】この場合、給電線の電圧及び電流並びにイ
ンバータの出力であるフィルタコンデンサＣFの電流
（ＣF電流）の計算値は、それぞれ、図１１に示すよう
になる。また、この場合の波形の周波数のスペクトルを
図１２に示す。図１２及び図１３より、従来例の図５の
波形の周波数のスペクトルに対し、第３次高調波成分を
大幅に低減でき、さらに、４個のトランジスタでオフ期
間（Ｔoff）を設ける上記第１実施例の方法と比較して
も、第５次、第７次の高調波成分を大幅に低減できるこ
とがることが分かる。これにより、１次側の給電線の温
度上昇、フィルタコンデンサＣFの温度上昇を確実に抑
制することができる。
ンバータの出力であるフィルタコンデンサＣFの電流
（ＣF電流）の計算値は、それぞれ、図１１に示すよう
になる。また、この場合の波形の周波数のスペクトルを
図１２に示す。図１２及び図１３より、従来例の図５の
波形の周波数のスペクトルに対し、第３次高調波成分を
大幅に低減でき、さらに、４個のトランジスタでオフ期
間（Ｔoff）を設ける上記第１実施例の方法と比較して
も、第５次、第７次の高調波成分を大幅に低減できるこ
とがることが分かる。これにより、１次側の給電線の温
度上昇、フィルタコンデンサＣFの温度上昇を確実に抑
制することができる。
【００１７】なお、スイッチング素子としては、バイポ
ーラトランジスタ、ＩＧＢＴのほか、電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）等を使用することができる。
ーラトランジスタ、ＩＧＢＴのほか、電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）等を使用することができる。
【００１８】負荷から１次回路に電力を回生する場合
に、通常のパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータと同様
に、一定電圧以上に主回路電圧が上昇した場合に、回生
電力を抵抗で放電することが可能である。無人搬送車等
ではモータにサーボモータを使用することが多く、この
場合には、２次回路の整流部分で回生電力を抵抗で消
費、放電し、１次回路には戻さない。これは給電の効率
が低いことと、１次回路に戻し放電するのに要する時間
が２次回路側で放電するのに比して長くなり、２次回路
の半導体の保護を行う目的に合致しないためである。２
次回路に直接に電動機を接続する用途においては１次回
路に回生することができる。
に、通常のパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータと同様
に、一定電圧以上に主回路電圧が上昇した場合に、回生
電力を抵抗で放電することが可能である。無人搬送車等
ではモータにサーボモータを使用することが多く、この
場合には、２次回路の整流部分で回生電力を抵抗で消
費、放電し、１次回路には戻さない。これは給電の効率
が低いことと、１次回路に戻し放電するのに要する時間
が２次回路側で放電するのに比して長くなり、２次回路
の半導体の保護を行う目的に合致しないためである。２
次回路に直接に電動機を接続する用途においては１次回
路に回生することができる。
【００１９】また、本実施例では、出力電圧は一定とし
て説明したが、出力電圧を可変にする場合、従来から使
用されている整流回路でサイリスタの点弧角を遅らせる
ことにより整流と電圧の調整を同時に行う位相制御を併
用するようにし、負荷が変動した場合でも、給電線を一
定電流で駆動する定電流駆動、あるいは、一定電圧で駆
動する定電圧駆動とすることもできる。
て説明したが、出力電圧を可変にする場合、従来から使
用されている整流回路でサイリスタの点弧角を遅らせる
ことにより整流と電圧の調整を同時に行う位相制御を併
用するようにし、負荷が変動した場合でも、給電線を一
定電流で駆動する定電流駆動、あるいは、一定電圧で駆
動する定電圧駆動とすることもできる。
【００２０】
【発明の効果】本発明の非接触給電装置における高調波
電流抑制方法によれば、１次側の給電線に流れる高調波
電流を低減することにより、１次側の給電線が長い場合
においても、給電線に流れる高調波電流の表皮効果によ
る損失や給電線近傍の金属体の渦電流による損失が小さ
く、このため、電力の伝達効率を向上することができる
ととも、給電線の発熱による温度上昇を低減することが
でき、効率的で、安全な非接触給電を行うことが可能と
なる。
電流抑制方法によれば、１次側の給電線に流れる高調波
電流を低減することにより、１次側の給電線が長い場合
においても、給電線に流れる高調波電流の表皮効果によ
る損失や給電線近傍の金属体の渦電流による損失が小さ
く、このため、電力の伝達効率を向上することができる
ととも、給電線の発熱による温度上昇を低減することが
でき、効率的で、安全な非接触給電を行うことが可能と
なる。
【図１】本発明の非接触給電装置における高調波電流抑
制方法の第１実施例に用いる４個のトランジスタによる
ブリッジ回路で構成された主回路図である。
制方法の第１実施例に用いる４個のトランジスタによる
ブリッジ回路で構成された主回路図である。
【図２】従来例のブリッジ回路の各トランジスタの駆動
波形図である。
波形図である。
【図３】本発明の非接触給電装置における高調波電流抑
制方法の第１実施例に用いる１次側の給電線から負荷ま
での等価回路図である。
制方法の第１実施例に用いる１次側の給電線から負荷ま
での等価回路図である。
【図４】従来例の給電線の電圧及び電流並びにインバー
タの出力であるフィルタコンデンサの電流の計算値の波
形図である。
タの出力であるフィルタコンデンサの電流の計算値の波
形図である。
【図５】図４の波形の周波数のスペクトルを示す図であ
る。
る。
【図６】本発明の非接触給電装置における高調波電流抑
制方法の第１実施例のブリッジ回路の各トランジスタの
駆動波形図である。
制方法の第１実施例のブリッジ回路の各トランジスタの
駆動波形図である。
【図７】同給電線の電圧及び電流並びにインバータの出
力であるフィルタコンデンサの電流の計算値の波形図で
ある。
力であるフィルタコンデンサの電流の計算値の波形図で
ある。
【図８】図７の波形の周波数のスペクトルを示す図であ
る。
る。
【図９】本発明の非接触給電装置における高調波電流抑
制方法の第２実施例に用いる２組のブリッジ回路により
構成された主回路図である。
制方法の第２実施例に用いる２組のブリッジ回路により
構成された主回路図である。
【図１０】同ブリッジ回路の各トランジスタの駆動波形
図である。
図である。
【図１１】同給電線の電圧及び電流並びにインバータの
出力であるフィルタコンデンサの電流の計算値の波形図
である。
出力であるフィルタコンデンサの電流の計算値の波形図
である。
【図１２】図１１の波形の周波数のスペクトルを示す図
である。
である。
【図１３】本発明の非接触給電装置における高調波電流
抑制方法の第１実施例及び第２実施例と従来例の高調波
成分を比較した図である。
抑制方法の第１実施例及び第２実施例と従来例の高調波
成分を比較した図である。
Ｑ１〜Ｑ８ トランジスタ Ｅ１ 電圧源 Ｅ２ 電圧源 ＬF インダクタンス ＣF フィルタコンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 高周波インバータにより１次側の給電線
を励磁し、電磁誘導を利用して非接触で電力を２次側に
伝達する非接触給電装置において、高周波インバータの
出力電圧波形を２段階以上に変化させることにより、１
次側の給電線に流れる高調波電流を低減することを特徴
とする非接触給電装置における高調波電流抑制方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10039546A JPH11224822A (ja) | 1998-02-04 | 1998-02-04 | 非接触給電装置における高調波電流抑制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10039546A JPH11224822A (ja) | 1998-02-04 | 1998-02-04 | 非接触給電装置における高調波電流抑制方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11224822A true JPH11224822A (ja) | 1999-08-17 |
Family
ID=12556064
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10039546A Pending JPH11224822A (ja) | 1998-02-04 | 1998-02-04 | 非接触給電装置における高調波電流抑制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11224822A (ja) |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002137659A (ja) * | 2000-08-23 | 2002-05-14 | Shinko Electric Co Ltd | 非接触給電装置 |
| JP2007202387A (ja) * | 2005-12-26 | 2007-08-09 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| US7782633B2 (en) | 2004-08-27 | 2010-08-24 | Hokushin Denki Co., Ltd. | Non-contact power transmission device |
| JP2011508572A (ja) * | 2007-12-28 | 2011-03-10 | イートン コーポレーション | 駆動回路及びこれを用いる方法 |
| JP2013223380A (ja) * | 2012-04-18 | 2013-10-28 | Sony Corp | 送電装置、非接触電力伝送システムおよび信号生成方法 |
| JP2013223409A (ja) * | 2012-04-19 | 2013-10-28 | Sony Corp | 送電装置、非接触電力伝送システムおよび信号生成方法 |
| JP2014508499A (ja) * | 2011-03-11 | 2014-04-03 | ユタ ステート ユニバーシティ | 非対称電圧相殺技術を使ってｌｃｌコンバータを制御する方法および装置 |
| CN103746588A (zh) * | 2013-12-26 | 2014-04-23 | 安徽巨日华电新能源有限公司 | 复合式逆变器 |
| JP2015510749A (ja) * | 2012-01-23 | 2015-04-09 | ユタ ステート ユニバーシティ | 無線電力伝送用デュアルサイド制御 |
| KR20150082860A (ko) * | 2014-01-08 | 2015-07-16 | 엘지이노텍 주식회사 | 전력 생성 장치, 무선 전력 송신 장치 및 무선 전력 전송 시스템 |
| JP2017504298A (ja) * | 2014-01-08 | 2017-02-02 | エルジー イノテック カンパニー リミテッド | 無線電力送信装置および無線電力伝送システム |
| US10199874B2 (en) | 2015-10-23 | 2019-02-05 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply apparatus for wirelessly supplying power to external apparatus, control method for power supply apparatus, and recording medium |
| EP4225432A4 (en) * | 2020-10-09 | 2024-12-25 | Cochlear Limited | POWER TRANSMISSION OF A QUANTIZED WAVEFORM |
-
1998
- 1998-02-04 JP JP10039546A patent/JPH11224822A/ja active Pending
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| US9761370B2 (en) | 2012-01-23 | 2017-09-12 | United States Department Of Energy | Dual side control for inductive power transfer |
| JP2015510749A (ja) * | 2012-01-23 | 2015-04-09 | ユタ ステート ユニバーシティ | 無線電力伝送用デュアルサイド制御 |
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| EP3096437A4 (en) * | 2014-01-08 | 2017-11-01 | LG Innotek Co., Ltd. | Wireless power transfer device and wireless power transfer system |
| US10193392B2 (en) | 2014-01-08 | 2019-01-29 | Lg Innotek Co., Ltd. | Wireless power transfer device and wireless power transfer system |
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|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050222 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050425 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20051206 |