JPH11234104A - 半導体モジュール及びインバータ装置 - Google Patents
半導体モジュール及びインバータ装置Info
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- JPH11234104A JPH11234104A JP10028951A JP2895198A JPH11234104A JP H11234104 A JPH11234104 A JP H11234104A JP 10028951 A JP10028951 A JP 10028951A JP 2895198 A JP2895198 A JP 2895198A JP H11234104 A JPH11234104 A JP H11234104A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、大電流遮断時のサージ電圧を抑え
るとともに通常電流時は高速スイッチングを行うことを
目的とする。 【解決手段】 コレクタ電流の大きさに依存するセンス
端子Ｓからの出力信号に応じて抵抗値が変化するゲート
抵抗６を、半導体素子４のゲート端子Ｇに接続したこと
を特徴とする。
るとともに通常電流時は高速スイッチングを行うことを
目的とする。 【解決手段】 コレクタ電流の大きさに依存するセンス
端子Ｓからの出力信号に応じて抵抗値が変化するゲート
抵抗６を、半導体素子４のゲート端子Ｇに接続したこと
を特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体モジュール
及びインバータ装置に関する。
及びインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】半導体モジュールは、モータ駆動用イン
バータ、無停電電源装置、周波数変換装置などの電力変
換器の主スイッチング素子として使われている。半導体
モジュールの中でもＩＧＢＴは大電流、絶縁ゲートとい
う利点があるため、産業用などに広く使われている。図
９は、ＩＧＢＴを用いたインバータ装置の一部分の構成
を示している。同図において、１はＩＧＢＴ、２はゲー
ト駆動回路、３はゲート抵抗である。また、Ｃはコレク
タ端子、Ｅはエミッタ端子、Ｇはゲート端子であり、コ
レクタ端子Ｃ、エミッタ端子Ｅは図示しない主回路に接
続されている。ＩＧＢＴ１は、Ｇ−Ｅ端子間に正極性電
圧を印加すると導通状態になり、負極性電圧を印加する
と阻止状態になる。Ｇ−Ｅ端子間にはゲート駆動回路２
からゲート抵抗３を介して制御信号を供給する。ＩＧＢ
Ｔ１のＧ−Ｅ間には、静電容量があるため、接続される
ゲート抵抗３の抵抗値によって、ターンオン及びターン
オフのスイッチング速度を制御できる。例えば、抵抗値
を小さく選ぶと、Ｇ−Ｅ間電圧が速く変化するので高速
にスイッチングすることができる。抵抗値を大きく選ぶ
と、低速になり、さらにゲート駆動回路２から信号を出
力してからスイッチングまでの遅れ時間が長くなる。Ｉ
ＧＢＴ１をターンオフすると、主回路に浮遊するインダ
クタンスのエネルギーによってサージ電圧が発生する。
サージ電圧は、ターンオフ電流及びターンオフ速度に依
存して大きくなる。
バータ、無停電電源装置、周波数変換装置などの電力変
換器の主スイッチング素子として使われている。半導体
モジュールの中でもＩＧＢＴは大電流、絶縁ゲートとい
う利点があるため、産業用などに広く使われている。図
９は、ＩＧＢＴを用いたインバータ装置の一部分の構成
を示している。同図において、１はＩＧＢＴ、２はゲー
ト駆動回路、３はゲート抵抗である。また、Ｃはコレク
タ端子、Ｅはエミッタ端子、Ｇはゲート端子であり、コ
レクタ端子Ｃ、エミッタ端子Ｅは図示しない主回路に接
続されている。ＩＧＢＴ１は、Ｇ−Ｅ端子間に正極性電
圧を印加すると導通状態になり、負極性電圧を印加する
と阻止状態になる。Ｇ−Ｅ端子間にはゲート駆動回路２
からゲート抵抗３を介して制御信号を供給する。ＩＧＢ
Ｔ１のＧ−Ｅ間には、静電容量があるため、接続される
ゲート抵抗３の抵抗値によって、ターンオン及びターン
オフのスイッチング速度を制御できる。例えば、抵抗値
を小さく選ぶと、Ｇ−Ｅ間電圧が速く変化するので高速
にスイッチングすることができる。抵抗値を大きく選ぶ
と、低速になり、さらにゲート駆動回路２から信号を出
力してからスイッチングまでの遅れ時間が長くなる。Ｉ
ＧＢＴ１をターンオフすると、主回路に浮遊するインダ
クタンスのエネルギーによってサージ電圧が発生する。
サージ電圧は、ターンオフ電流及びターンオフ速度に依
存して大きくなる。
【０００３】また、ＩＧＢＴを高機能化して過電流制限
機能を付加する技術が開発されている。その回路の例と
して、例えば、コロナ社発行パワーデバイス・パワーＩ
Ｃハンドブック（電気学会構成の高機能パワーデバイス
・パワーＩＣ調査専門委員会編）の１７９頁、７．３．
６節に記載されたものがある。図１０に、その過電流制
限回路を併用したＩＧＢＴを示す。同図において、４は
センス機能付きＩＧＢＴ、５は過電流制限回路、Ｓはセ
ンス端子である。導通時（ゲート端子Ｇから＋１５Ｖを
印加している状態）に、過電流が発生すると、過電流制
限回路５が導通状態となり、ゲート駆動回路２及びゲー
ト抵抗３に電流が流れる。この電流に伴うゲート抵抗３
の電圧降下によりＧ−Ｅ端子間電圧が低くなってセンス
機能付きＩＧＢＴ４がオフし、過電流が防止される。
機能を付加する技術が開発されている。その回路の例と
して、例えば、コロナ社発行パワーデバイス・パワーＩ
Ｃハンドブック（電気学会構成の高機能パワーデバイス
・パワーＩＣ調査専門委員会編）の１７９頁、７．３．
６節に記載されたものがある。図１０に、その過電流制
限回路を併用したＩＧＢＴを示す。同図において、４は
センス機能付きＩＧＢＴ、５は過電流制限回路、Ｓはセ
ンス端子である。導通時（ゲート端子Ｇから＋１５Ｖを
印加している状態）に、過電流が発生すると、過電流制
限回路５が導通状態となり、ゲート駆動回路２及びゲー
ト抵抗３に電流が流れる。この電流に伴うゲート抵抗３
の電圧降下によりＧ−Ｅ端子間電圧が低くなってセンス
機能付きＩＧＢＴ４がオフし、過電流が防止される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、サー
ジ電圧はターンオフ電流及びターンオフ速度に依存して
大きくなる。サージ電圧が大きい場合、高耐圧ＩＧＢＴ
の選択、回路の耐圧設計が必要になる。このため、大電
流の電力変換器では、サージ電圧を抑えるため、ゲート
抵抗値を大きく選ぶ。しかしながら、この場合は、ゲー
ト駆動回路に信号を入れてから、スイッチングを開始す
るまでの遅れ時間が大きくなるという問題点がある。ま
た、過電流制限回路を併用したＩＧＢＴでは、過電流制
限回路が作用している間、ゲート駆動回路からゲート抵
抗を介して過電流制限回路に直流電流が流れる。このと
き、電流によりゲート駆動回路の負担が増加し、さら
に、過電流制限回路が損失により発熱することがある。
ジ電圧はターンオフ電流及びターンオフ速度に依存して
大きくなる。サージ電圧が大きい場合、高耐圧ＩＧＢＴ
の選択、回路の耐圧設計が必要になる。このため、大電
流の電力変換器では、サージ電圧を抑えるため、ゲート
抵抗値を大きく選ぶ。しかしながら、この場合は、ゲー
ト駆動回路に信号を入れてから、スイッチングを開始す
るまでの遅れ時間が大きくなるという問題点がある。ま
た、過電流制限回路を併用したＩＧＢＴでは、過電流制
限回路が作用している間、ゲート駆動回路からゲート抵
抗を介して過電流制限回路に直流電流が流れる。このと
き、電流によりゲート駆動回路の負担が増加し、さら
に、過電流制限回路が損失により発熱することがある。
【０００５】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
大電流遮断時のサージ電圧を抑えることができるととも
に通常電流時は高速スイッチングを行うことができ、ま
た過電流制限回路が動作してもゲート駆動回路の負担が
増えない半導体モジュール及びインバータ装置を提供す
ることを目的とする。
大電流遮断時のサージ電圧を抑えることができるととも
に通常電流時は高速スイッチングを行うことができ、ま
た過電流制限回路が動作してもゲート駆動回路の負担が
増えない半導体モジュール及びインバータ装置を提供す
ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の半導体モジュールは、コレクタ端
子、エミッタ端子、ゲート端子及びコレクタ電流の大き
さに依存する信号を出力するセンス端子を備えた半導体
素子を内蔵する半導体モジュールにおいて、前記センス
端子の出力信号に応じて抵抗値が変化するゲート抵抗を
前記ゲート端子に接続してなることを要旨とする。この
構成により、半導体素子のコレクタ電流が大きいときに
は、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、大電流のターン
オフが低速で行われる。一方、コレクタ電流値が通常の
ときには、ゲート抵抗の抵抗値は小さく保持されて、半
導体素子のスイッチングが高速で行われる。
に、請求項１記載の半導体モジュールは、コレクタ端
子、エミッタ端子、ゲート端子及びコレクタ電流の大き
さに依存する信号を出力するセンス端子を備えた半導体
素子を内蔵する半導体モジュールにおいて、前記センス
端子の出力信号に応じて抵抗値が変化するゲート抵抗を
前記ゲート端子に接続してなることを要旨とする。この
構成により、半導体素子のコレクタ電流が大きいときに
は、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、大電流のターン
オフが低速で行われる。一方、コレクタ電流値が通常の
ときには、ゲート抵抗の抵抗値は小さく保持されて、半
導体素子のスイッチングが高速で行われる。
【０００７】請求項２記載の半導体モジュールは、コレ
クタ端子、エミッタ端子、ゲート端子及びコレクタ電流
の大きさに依存する信号を出力するセンス端子を備えた
半導体素子を内蔵する半導体モジュールにおいて、前記
センス端子の出力信号が一定値以上のとき、抵抗値が大
きくなるように切替えられるゲート抵抗を前記ゲート端
子に接続してなることを要旨とする。この構成により、
半導体素子のコレクタ電流が一定値以上になり、それに
依存してセンス端子の出力信号が一定値以上に大きくな
ると、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、大電流のター
ンオフが低速で行われる。一方、コレクタ電流値が通常
のときには、上記請求項１記載の半導体モジュールと同
様に作用する。
クタ端子、エミッタ端子、ゲート端子及びコレクタ電流
の大きさに依存する信号を出力するセンス端子を備えた
半導体素子を内蔵する半導体モジュールにおいて、前記
センス端子の出力信号が一定値以上のとき、抵抗値が大
きくなるように切替えられるゲート抵抗を前記ゲート端
子に接続してなることを要旨とする。この構成により、
半導体素子のコレクタ電流が一定値以上になり、それに
依存してセンス端子の出力信号が一定値以上に大きくな
ると、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、大電流のター
ンオフが低速で行われる。一方、コレクタ電流値が通常
のときには、上記請求項１記載の半導体モジュールと同
様に作用する。
【０００８】請求項３記載の半導体モジュールは、コレ
クタ端子、エミッタ端子、ゲート端子及びコレクタ電流
の大きさに依存する信号を出力するセンス端子を備えた
半導体素子を内蔵する半導体モジュールにおいて、前記
半導体素子のターンオンとターンオフで各別に機能する
ゲート抵抗を前記ゲート端子に接続し、ターンオフ時に
機能する前記ゲート抵抗は前記センス端子の出力信号に
応じて抵抗値を変化させることを要旨とする。この構成
により、コレクタ電流値が通常のときの半導体素子のタ
ーンオン時のスイッチング速度を所要の高速度に調整す
ることが可能となる。一方、コレクタ電流が大きいとき
は、上記請求項１記載の半導体モジュールと同様に作用
する。
クタ端子、エミッタ端子、ゲート端子及びコレクタ電流
の大きさに依存する信号を出力するセンス端子を備えた
半導体素子を内蔵する半導体モジュールにおいて、前記
半導体素子のターンオンとターンオフで各別に機能する
ゲート抵抗を前記ゲート端子に接続し、ターンオフ時に
機能する前記ゲート抵抗は前記センス端子の出力信号に
応じて抵抗値を変化させることを要旨とする。この構成
により、コレクタ電流値が通常のときの半導体素子のタ
ーンオン時のスイッチング速度を所要の高速度に調整す
ることが可能となる。一方、コレクタ電流が大きいとき
は、上記請求項１記載の半導体モジュールと同様に作用
する。
【０００９】請求項４記載の半導体モジュールは、上記
請求項１，２又は３記載の半導体モジュールにおいて、
前記センス端子の出力信号から高周波成分を除去するフ
ィルタ手段を有することを要旨とする。この構成によ
り、センス端子の出力信号に重畳するノイズによる誤動
作が防止されて、半導体素子のコレクタ電流が大きいと
きにゲート抵抗の抵抗値が確実に大きくなる。
請求項１，２又は３記載の半導体モジュールにおいて、
前記センス端子の出力信号から高周波成分を除去するフ
ィルタ手段を有することを要旨とする。この構成によ
り、センス端子の出力信号に重畳するノイズによる誤動
作が防止されて、半導体素子のコレクタ電流が大きいと
きにゲート抵抗の抵抗値が確実に大きくなる。
【００１０】請求項５記載の半導体モジュールは、上記
請求項１，２，３又は４記載の半導体モジュールにおい
て、前記センス端子の出力信号が一定レベル以上のとき
に動作して前記半導体素子をオフ状態に設定する過電流
制限回路を併用してなることを要旨とする。この構成に
より、コレクタ電流に過電流が発生すると、これに応じ
てセンス端子の出力信号が一定レベル以上に大きくな
り、過電流制限回路が動作して半導体素子がオフし、半
導体モジュールが過電流から保護される。この過電流制
限回路の動作時に、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、
ゲート駆動回路からの電流の増大が防止される。
請求項１，２，３又は４記載の半導体モジュールにおい
て、前記センス端子の出力信号が一定レベル以上のとき
に動作して前記半導体素子をオフ状態に設定する過電流
制限回路を併用してなることを要旨とする。この構成に
より、コレクタ電流に過電流が発生すると、これに応じ
てセンス端子の出力信号が一定レベル以上に大きくな
り、過電流制限回路が動作して半導体素子がオフし、半
導体モジュールが過電流から保護される。この過電流制
限回路の動作時に、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、
ゲート駆動回路からの電流の増大が防止される。
【００１１】請求項６記載のインバータ装置は、上記請
求項１，２，３，４又は５記載の半導体モジュールでス
イッチング部を構成してなることを要旨とする。この構
成により、負荷の増大などで、半導体素子のターンオフ
電流が大きくなっても、ゲート抵抗の抵抗値が大きくな
り、大電流のターンオフが低速で行われて、電圧サージ
の発生が起こりにくいインバータ装置が実現される。
求項１，２，３，４又は５記載の半導体モジュールでス
イッチング部を構成してなることを要旨とする。この構
成により、負荷の増大などで、半導体素子のターンオフ
電流が大きくなっても、ゲート抵抗の抵抗値が大きくな
り、大電流のターンオフが低速で行われて、電圧サージ
の発生が起こりにくいインバータ装置が実現される。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。
に基づいて説明する。
【００１３】図１及び図２は、半導体モジュールの第１
の実施の形態を示す図である。なお、図１、図２及び後
述の各実施の形態を示す図において前記図９、図１０に
おける回路及び回路素子等と同一ないし均等のものは、
前記と同一符号を以って示し、重複した説明を省略す
る。図１において、半導体素子としてのＩＧＢＴ４のゲ
ート端子Ｇには、ゲート抵抗となる可変抵抗６が接続さ
れている。可変抵抗６の抵抗値は、センス電流の出力に
依存して変化し、センス電流が大きくなると大きくな
る。
の実施の形態を示す図である。なお、図１、図２及び後
述の各実施の形態を示す図において前記図９、図１０に
おける回路及び回路素子等と同一ないし均等のものは、
前記と同一符号を以って示し、重複した説明を省略す
る。図１において、半導体素子としてのＩＧＢＴ４のゲ
ート端子Ｇには、ゲート抵抗となる可変抵抗６が接続さ
れている。可変抵抗６の抵抗値は、センス電流の出力に
依存して変化し、センス電流が大きくなると大きくな
る。
【００１４】図２は、可変抵抗の具体的な構成例を示し
ている。図２において、７はトランジスタ、８ａはＦＥ
Ｔ、９は抵抗であり、ＦＥＴ８ａが可変抵抗として機能
する。ＦＥＴ８ａは、ノーマリオン型であり、ゲート−
ソース間電圧がゼロのときはオンで、負極性電圧を印加
すると、その電圧に応じて活性的にオフする。
ている。図２において、７はトランジスタ、８ａはＦＥ
Ｔ、９は抵抗であり、ＦＥＴ８ａが可変抵抗として機能
する。ＦＥＴ８ａは、ノーマリオン型であり、ゲート−
ソース間電圧がゼロのときはオンで、負極性電圧を印加
すると、その電圧に応じて活性的にオフする。
【００１５】図２の構成例の作用を説明する。ＦＥＴ８
ａはゲート端子とソース端子間が抵抗９により接続され
ているため、定常時は、ゲート−ソース間電圧がゼロに
なり、導通状態となっている。ゲート駆動回路２より正
極性電圧を印加している状態でＩＧＢＴ４に流れる電流
が大きくなると、それに依存してセンス端子Ｓに電流が
多く流れるようになる。これに伴いトランジスタ７が導
通状態となり、ＦＥＴ８ａのゲート電位を下げる。これ
により、ＦＥＴ８ａのゲート−ソース間電圧が負にな
り、ＦＥＴ８ａが活性的にオフし、ＦＥＴ８ａのドレイ
ン−ソース間の抵抗値が上昇する。これにより、大電流
が流れたときにはＩＧＢＴ４のゲート抵抗値が等価的に
大きくなる。
ａはゲート端子とソース端子間が抵抗９により接続され
ているため、定常時は、ゲート−ソース間電圧がゼロに
なり、導通状態となっている。ゲート駆動回路２より正
極性電圧を印加している状態でＩＧＢＴ４に流れる電流
が大きくなると、それに依存してセンス端子Ｓに電流が
多く流れるようになる。これに伴いトランジスタ７が導
通状態となり、ＦＥＴ８ａのゲート電位を下げる。これ
により、ＦＥＴ８ａのゲート−ソース間電圧が負にな
り、ＦＥＴ８ａが活性的にオフし、ＦＥＴ８ａのドレイ
ン−ソース間の抵抗値が上昇する。これにより、大電流
が流れたときにはＩＧＢＴ４のゲート抵抗値が等価的に
大きくなる。
【００１６】上述したように、本実施の形態によれば、
ＩＧＢＴ４に流れる電流の大きさに依存して、そのゲー
ト抵抗値が変化する。つまり、電流が大きいときにゲー
ト抵抗値が大きくなり、大電流のターンオフを低速で行
うのでサージ電圧を抑えることができる。
ＩＧＢＴ４に流れる電流の大きさに依存して、そのゲー
ト抵抗値が変化する。つまり、電流が大きいときにゲー
ト抵抗値が大きくなり、大電流のターンオフを低速で行
うのでサージ電圧を抑えることができる。
【００１７】図３及び図４には、半導体モジュールの第
２の実施の形態を示す。図３において、１０，１１はゲ
ート抵抗、１２はスイッチである。スイッチ１２は、Ｉ
ＧＢＴ４のセンス端子Ｓの出力信号の大きさに依存して
開閉し、センス信号が大きくなると、開放となる。図４
は、スイッチの具体的な構成例を示している。ＦＥＴ８
ｂがスイッチとして機能する。ＦＥＴ８ｂは、ノーマリ
オン型であり、ゲート−ソース間電圧がゼロのときはオ
ンで、負極性電圧を印加するとオフする。
２の実施の形態を示す。図３において、１０，１１はゲ
ート抵抗、１２はスイッチである。スイッチ１２は、Ｉ
ＧＢＴ４のセンス端子Ｓの出力信号の大きさに依存して
開閉し、センス信号が大きくなると、開放となる。図４
は、スイッチの具体的な構成例を示している。ＦＥＴ８
ｂがスイッチとして機能する。ＦＥＴ８ｂは、ノーマリ
オン型であり、ゲート−ソース間電圧がゼロのときはオ
ンで、負極性電圧を印加するとオフする。
【００１８】図４の構成例の作用を説明する。ＦＥＴ８
ｂはゲート端子とソース端子間が抵抗９により接続され
ているため、定常時は、ゲート−ソース間電圧がゼロに
なり、導通状態となっている。ゲート駆動回路２より正
極性電圧を印加している状態でＩＧＢＴ４に流れる電流
が大きくなると、それに依存してセンス端子Ｓの出力信
号が大きくなる。これに伴いトランジスタ７が導通状態
となり、ＦＥＴ８ｂのゲート電位を下げる。これによ
り、ＦＥＴ８ｂのゲート−ソース間電圧が負になり、Ｆ
ＥＴ８ｂがオフする。つまり、定常状態では、ＩＧＢＴ
４のゲート抵抗値は、抵抗１０と抵抗１１の並列接続抵
抗であるのに対し、大電流が流れたときには抵抗１０の
みがゲート抵抗となる。例えば、抵抗１０と抵抗１１の
抵抗値を同じに設定した場合、大電流のときの抵抗値は
通常の２倍になる。
ｂはゲート端子とソース端子間が抵抗９により接続され
ているため、定常時は、ゲート−ソース間電圧がゼロに
なり、導通状態となっている。ゲート駆動回路２より正
極性電圧を印加している状態でＩＧＢＴ４に流れる電流
が大きくなると、それに依存してセンス端子Ｓの出力信
号が大きくなる。これに伴いトランジスタ７が導通状態
となり、ＦＥＴ８ｂのゲート電位を下げる。これによ
り、ＦＥＴ８ｂのゲート−ソース間電圧が負になり、Ｆ
ＥＴ８ｂがオフする。つまり、定常状態では、ＩＧＢＴ
４のゲート抵抗値は、抵抗１０と抵抗１１の並列接続抵
抗であるのに対し、大電流が流れたときには抵抗１０の
みがゲート抵抗となる。例えば、抵抗１０と抵抗１１の
抵抗値を同じに設定した場合、大電流のときの抵抗値は
通常の２倍になる。
【００１９】上述したように、本実施の形態によれば、
第１の実施の形態と同様に、ＩＧＢＴ４に流れる電流が
大きいときにゲート抵抗値が大きくなり、大電流のター
ンオフを低速で行うのでサージ電圧を抑えることができ
る。
第１の実施の形態と同様に、ＩＧＢＴ４に流れる電流が
大きいときにゲート抵抗値が大きくなり、大電流のター
ンオフを低速で行うのでサージ電圧を抑えることができ
る。
【００２０】図５には、半導体モジュールの第３の実施
の形態を示す。図５において、１４は抵抗、１５，１６
はダイオードである。２つのダイオード１５，１６によ
り、ゲート駆動回路２からのＩＧＢＴ４へのオンゲート
信号は抵抗１４を介して供給され、オフゲート信号は可
変抵抗６を介して供給される。ＩＧＢＴ４のターンオフ
時の作用は前記第１の実施の形態の場合と同じである。
の形態を示す。図５において、１４は抵抗、１５，１６
はダイオードである。２つのダイオード１５，１６によ
り、ゲート駆動回路２からのＩＧＢＴ４へのオンゲート
信号は抵抗１４を介して供給され、オフゲート信号は可
変抵抗６を介して供給される。ＩＧＢＴ４のターンオフ
時の作用は前記第１の実施の形態の場合と同じである。
【００２１】本実施の形態によれば、ターンオンとター
ンオフで別々にゲート抵抗を設けることで、前記第１の
実施の形態の効果に加えてさらに、ターンオンの速度の
調整が行えるようになる。
ンオフで別々にゲート抵抗を設けることで、前記第１の
実施の形態の効果に加えてさらに、ターンオンの速度の
調整が行えるようになる。
【００２２】なお、図５では、第１の実施の形態の構成
に対して抵抗とダイオードを付加したが、第２の実施の
形態の構成に対しても同様の処理を行うことができる。
に対して抵抗とダイオードを付加したが、第２の実施の
形態の構成に対しても同様の処理を行うことができる。
【００２３】図６には、半導体モジュールの第４の実施
の形態を示す。図６において、１３はフィルタである。
フィルタ１３は、センス信号を入力とし、高周波成分を
除去した補正センス信号を出力する。
の形態を示す。図６において、１３はフィルタである。
フィルタ１３は、センス信号を入力とし、高周波成分を
除去した補正センス信号を出力する。
【００２４】本実施の形態の作用は、可変抵抗６の抵抗
値を、補正センス信号で制御している点を除いて、第１
の実施の形態と同様である。
値を、補正センス信号で制御している点を除いて、第１
の実施の形態と同様である。
【００２５】本実施の形態によれば、フィルタ１３を用
いてセンス信号から高周波成分を除去することにより、
前記第１の実施の形態の効果に加えてさらに、センス信
号に重畳するノイズの影響をなくすことができて、ゲー
ト抵抗値を確実に制御することができる。
いてセンス信号から高周波成分を除去することにより、
前記第１の実施の形態の効果に加えてさらに、センス信
号に重畳するノイズの影響をなくすことができて、ゲー
ト抵抗値を確実に制御することができる。
【００２６】なお、図６では、第１の実施の形態の構成
に対してフィルタ１３を付加したが、第２、第３の実施
の形態の構成に対しても同様の処理を行うことができ
る。
に対してフィルタ１３を付加したが、第２、第３の実施
の形態の構成に対しても同様の処理を行うことができ
る。
【００２７】図７には、半導体モジュールの第５の実施
の形態を示す。本実施の形態は、前記第１の実施の形態
の構成に過電流制限回路５を付加したものである。過電
流制限回路５の作用は、前記図１０のものと同じであ
り、その他の作用は、前記第１の実施の形態と同じであ
る。
の形態を示す。本実施の形態は、前記第１の実施の形態
の構成に過電流制限回路５を付加したものである。過電
流制限回路５の作用は、前記図１０のものと同じであ
り、その他の作用は、前記第１の実施の形態と同じであ
る。
【００２８】本実施の形態によれば、過電流制限回路５
が作用しているとき、ゲート抵抗値が大きくなるため、
ゲート駆動回路２から流れる電流が少なくなる。これに
より、ゲート駆動回路２の負担が少なくなる。
が作用しているとき、ゲート抵抗値が大きくなるため、
ゲート駆動回路２から流れる電流が少なくなる。これに
より、ゲート駆動回路２の負担が少なくなる。
【００２９】なお、図７では、第１の実施の形態の構成
に対して過電流制限回路５を付加したが、第２〜第４の
実施の形態の構成に対しても同様の処理を行うことがで
きる。
に対して過電流制限回路５を付加したが、第２〜第４の
実施の形態の構成に対しても同様の処理を行うことがで
きる。
【００３０】図８には、インバータ装置の実施の形態を
示す。図８は、インバータ装置の１相分を示しており、
本実施の形態では、前記図１に示した半導体モジュール
で、インバータ装置のスイッチング部が構成されてい
る。１７は直流電圧源、１８は負荷である。
示す。図８は、インバータ装置の１相分を示しており、
本実施の形態では、前記図１に示した半導体モジュール
で、インバータ装置のスイッチング部が構成されてい
る。１７は直流電圧源、１８は負荷である。
【００３１】各半導体モジュールの動作は、前記半導体
モジュールの第１の実施の形態のものと略同様である。
このように、前述した半導体モジュールをインバータ装
置に適用することにより、負荷１８の増大などで、ＩＧ
ＢＴ４ａ，４ｂの遮断電流が大きくなっても電圧サージ
の発生が起こりにくいインバータ装置を実現することが
できる。なお、図８では、第１の実施の形態の半導体モ
ジュールを適用してインバータ装置を構成したが、第２
〜第５の実施の形態の半導体モジュールを適用してイン
バータ装置を構成することもできる。
モジュールの第１の実施の形態のものと略同様である。
このように、前述した半導体モジュールをインバータ装
置に適用することにより、負荷１８の増大などで、ＩＧ
ＢＴ４ａ，４ｂの遮断電流が大きくなっても電圧サージ
の発生が起こりにくいインバータ装置を実現することが
できる。なお、図８では、第１の実施の形態の半導体モ
ジュールを適用してインバータ装置を構成したが、第２
〜第５の実施の形態の半導体モジュールを適用してイン
バータ装置を構成することもできる。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の半
導体モジュールによれば、センス端子の出力信号に応じ
て抵抗値が変化するゲート抵抗をゲート端子に接続した
ため、半導体素子のコレクタ電流が大きいときゲート抵
抗の抵抗値が大きくなり、大電流のターンオフが低速で
行われて、電圧サージを抑えることができる。一方、コ
レクタ電流値が通常のときは、ゲート抵抗の抵抗値は小
さく保持されて、高速スイッチングを行うことができ
る。
導体モジュールによれば、センス端子の出力信号に応じ
て抵抗値が変化するゲート抵抗をゲート端子に接続した
ため、半導体素子のコレクタ電流が大きいときゲート抵
抗の抵抗値が大きくなり、大電流のターンオフが低速で
行われて、電圧サージを抑えることができる。一方、コ
レクタ電流値が通常のときは、ゲート抵抗の抵抗値は小
さく保持されて、高速スイッチングを行うことができ
る。
【００３３】請求項２記載の半導体モジュールによれ
ば、センス端子の出力信号が一定値以上のとき、抵抗値
が大きくなるように切替えられるゲート抵抗をゲート端
子に接続したため、センス端子の出力信号が一定値以上
のとき、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、大電流のタ
ーンオフが低速で行われて、電圧サージを抑えることが
できる。コレクタ電流値が通常のときは、上記請求項１
記載の半導体モジュールの効果と同様の効果がある。
ば、センス端子の出力信号が一定値以上のとき、抵抗値
が大きくなるように切替えられるゲート抵抗をゲート端
子に接続したため、センス端子の出力信号が一定値以上
のとき、ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、大電流のタ
ーンオフが低速で行われて、電圧サージを抑えることが
できる。コレクタ電流値が通常のときは、上記請求項１
記載の半導体モジュールの効果と同様の効果がある。
【００３４】請求項３記載の半導体モジュールによれ
ば、半導体素子のターンオンとターンオフで各別に機能
するゲート抵抗をゲート端子に接続し、ターンオフ時に
機能する前記ゲート抵抗はセンス端子の出力信号に応じ
て抵抗値を変化させるようにしたため、コレクタ電流値
が通常のときの半導体素子のターンオン時のスイッチン
グ速度を所要の高速度に調整することができる。コレク
タ電流が大きいときは、上記請求項１記載の半導体モジ
ュールの効果と同様の効果がある。
ば、半導体素子のターンオンとターンオフで各別に機能
するゲート抵抗をゲート端子に接続し、ターンオフ時に
機能する前記ゲート抵抗はセンス端子の出力信号に応じ
て抵抗値を変化させるようにしたため、コレクタ電流値
が通常のときの半導体素子のターンオン時のスイッチン
グ速度を所要の高速度に調整することができる。コレク
タ電流が大きいときは、上記請求項１記載の半導体モジ
ュールの効果と同様の効果がある。
【００３５】請求項４記載の半導体モジュールによれ
ば、前記センス端子の出力信号から高周波成分を除去す
るフィルタ手段を具備させたため、センス端子の出力信
号に重畳するノイズによる誤動作が防止され、半導体素
子のコレクタ電流が大きいときにゲート抵抗の抵抗値が
確実に大きくなって、大電流ターンオフ時の電圧サージ
を抑えることができる。
ば、前記センス端子の出力信号から高周波成分を除去す
るフィルタ手段を具備させたため、センス端子の出力信
号に重畳するノイズによる誤動作が防止され、半導体素
子のコレクタ電流が大きいときにゲート抵抗の抵抗値が
確実に大きくなって、大電流ターンオフ時の電圧サージ
を抑えることができる。
【００３６】請求項５記載の半導体モジュールによれ
ば、前記センス端子の出力信号が一定レベル以上のとき
に動作して前記半導体素子をオフ状態に設定する過電流
制限回路を併用したため、過電流制限回路の動作時に、
ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、ゲート駆動回路から
の電流の増大が防止されて、ゲート駆動回路の負担を軽
減することができる。
ば、前記センス端子の出力信号が一定レベル以上のとき
に動作して前記半導体素子をオフ状態に設定する過電流
制限回路を併用したため、過電流制限回路の動作時に、
ゲート抵抗の抵抗値が大きくなり、ゲート駆動回路から
の電流の増大が防止されて、ゲート駆動回路の負担を軽
減することができる。
【００３７】請求項６記載のインバータ装置によれば、
上記請求項１，２，３，４又は５記載の半導体モジュー
ルでスイッチング部を構成したため、負荷の増大など
で、半導体素子のターンオフ電流が大きくなっても、ゲ
ート抵抗の抵抗値が大きくなり、大電流のターンオフが
低速で行われて、電圧サージの発生を抑えることができ
る。
上記請求項１，２，３，４又は５記載の半導体モジュー
ルでスイッチング部を構成したため、負荷の増大など
で、半導体素子のターンオフ電流が大きくなっても、ゲ
ート抵抗の抵抗値が大きくなり、大電流のターンオフが
低速で行われて、電圧サージの発生を抑えることができ
る。
【図１】本発明に係る半導体モジュールの第１の実施の
形態を示す回路図である。
形態を示す回路図である。
【図２】上記第１の実施の形態において可変抵抗部分の
構成を具体的に示す回路図である。
構成を具体的に示す回路図である。
【図３】本発明に係る半導体モジュールの第２の実施の
形態を示す回路図である。
形態を示す回路図である。
【図４】上記第２の実施の形態においてスイッチ部分の
構成を具体的に示す回路図である。
構成を具体的に示す回路図である。
【図５】本発明に係る半導体モジュールの第３の実施の
形態を示す回路図である。
形態を示す回路図である。
【図６】本発明に係る半導体モジュールの第４の実施の
形態を示す回路図である。
形態を示す回路図である。
【図７】本発明に係る半導体モジュールの第５の実施の
形態を示す回路図である。
形態を示す回路図である。
【図８】本発明に係るインバータ装置の実施の形態を示
す回路図である。
す回路図である。
【図９】従来の半導体モジュールの回路図である。
【図１０】従来の過電流制限回路付き半導体モジュール
の回路図である。
の回路図である。
４，４ａ，４ｂ ＩＧＢＴ（半導体素子） ５ 過電流制限回路 ６，６ａ，６ｂ ゲート抵抗となる可変抵抗 ８ａ 可変抵抗となるＦＥＴ ８ｂ スイッチとなるＦＥＴ １０，１１，１４ ゲート抵抗 １２ スイッチ １３ フィルタ １５，１６ ダイオード
Claims (6)
- 【請求項１】 コレクタ端子、エミッタ端子、ゲート端
子及びコレクタ電流の大きさに依存する信号を出力する
センス端子を備えた半導体素子を内蔵する半導体モジュ
ールにおいて、前記センス端子の出力信号に応じて抵抗
値が変化するゲート抵抗を前記ゲート端子に接続してな
ることを特徴とする半導体モジュール。 - 【請求項２】 コレクタ端子、エミッタ端子、ゲート端
子及びコレクタ電流の大きさに依存する信号を出力する
センス端子を備えた半導体素子を内蔵する半導体モジュ
ールにおいて、前記センス端子の出力信号が一定値以上
のとき、抵抗値が大きくなるように切替えられるゲート
抵抗を前記ゲート端子に接続してなることを特徴とする
半導体モジュール。 - 【請求項３】 コレクタ端子、エミッタ端子、ゲート端
子及びコレクタ電流の大きさに依存する信号を出力する
センス端子を備えた半導体素子を内蔵する半導体モジュ
ールにおいて、前記半導体素子のターンオンとターンオ
フで各別に機能するゲート抵抗を前記ゲート端子に接続
し、ターンオフ時に機能する前記ゲート抵抗は前記セン
ス端子の出力信号に応じて抵抗値を変化させることを特
徴とする半導体モジュール。 - 【請求項４】 前記センス端子の出力信号から高周波成
分を除去するフィルタ手段を有することを特徴とする請
求項１，２又は３記載の半導体モジュール。 - 【請求項５】 前記センス端子の出力信号が一定レベル
以上のときに動作して前記半導体素子をオフ状態に設定
する過電流制限回路を併用してなることを特徴とする請
求項１，２，３又は４記載の半導体モジュール。 - 【請求項６】 請求項１，２，３，４又は５記載の半導
体モジュールでスイッチング部を構成してなることを特
徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10028951A JPH11234104A (ja) | 1998-02-10 | 1998-02-10 | 半導体モジュール及びインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10028951A JPH11234104A (ja) | 1998-02-10 | 1998-02-10 | 半導体モジュール及びインバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11234104A true JPH11234104A (ja) | 1999-08-27 |
Family
ID=12262730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10028951A Pending JPH11234104A (ja) | 1998-02-10 | 1998-02-10 | 半導体モジュール及びインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11234104A (ja) |
Cited By (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1998
- 1998-02-10 JP JP10028951A patent/JPH11234104A/ja active Pending
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