JPH1127170A - 周波数混合回路及び無線機 - Google Patents
周波数混合回路及び無線機Info
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- JPH1127170A JPH1127170A JP17703997A JP17703997A JPH1127170A JP H1127170 A JPH1127170 A JP H1127170A JP 17703997 A JP17703997 A JP 17703997A JP 17703997 A JP17703997 A JP 17703997A JP H1127170 A JPH1127170 A JP H1127170A
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- signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力される信号レベルに応じて各段の入力ダ
イナミックレンジを補正することにより、各システムに
適した良好な歪特性を実現する。 【解決手段】 トランジスタＱ１〜Ｑ６で構成されたギ
ルバート演算素子によりダブルバランス形のミキサメイ
ン回路が構成され、高周波入力端子ＲＦin及び局部発振
入力端子ＬＯinから各信号が入力され、中間周波出力端
子ＩＦout から中間周波信号が出力される。抵抗Ｒ６〜
Ｒ９、コンデンサＣ２、Ｃ３及びトランジスタＱ７、Ｑ
８により、エミッタ直列帰還インピーダンス可変回路Ｄ
Ｖが構成される。スイッチ端子ＳＷをＯＮ状態とする場
合、インピーダンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ７，
Ｑ８はオンとなり、エミッタ直列帰還インピーダンスは
低く設定され、ゲイン重視の状態となる。一方、スイッ
チ端子ＳＷをＯＦＦ状態とする場合、インピーダンス可
変回路ＤＶのトランジスタＱ７，Ｑ８はオフとなり、エ
ミッタ直列帰還インピーダンスが高くなり、リニアリテ
ィは向上する。
イナミックレンジを補正することにより、各システムに
適した良好な歪特性を実現する。 【解決手段】 トランジスタＱ１〜Ｑ６で構成されたギ
ルバート演算素子によりダブルバランス形のミキサメイ
ン回路が構成され、高周波入力端子ＲＦin及び局部発振
入力端子ＬＯinから各信号が入力され、中間周波出力端
子ＩＦout から中間周波信号が出力される。抵抗Ｒ６〜
Ｒ９、コンデンサＣ２、Ｃ３及びトランジスタＱ７、Ｑ
８により、エミッタ直列帰還インピーダンス可変回路Ｄ
Ｖが構成される。スイッチ端子ＳＷをＯＮ状態とする場
合、インピーダンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ７，
Ｑ８はオンとなり、エミッタ直列帰還インピーダンスは
低く設定され、ゲイン重視の状態となる。一方、スイッ
チ端子ＳＷをＯＦＦ状態とする場合、インピーダンス可
変回路ＤＶのトランジスタＱ７，Ｑ８はオフとなり、エ
ミッタ直列帰還インピーダンスが高くなり、リニアリテ
ィは向上する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数混合回路及
び無線機に係り、特に、アナログデジタル信号による増
幅回路や周波数混合回路（ミキサ）の入力ダイナミック
レンジ切替回路を備える周波数混合回路及び無線機に関
する。
び無線機に係り、特に、アナログデジタル信号による増
幅回路や周波数混合回路（ミキサ）の入力ダイナミック
レンジ切替回路を備える周波数混合回路及び無線機に関
する。
【０００２】本発明に係る入力ダイナミックレンジ切替
回路は、信号を処理する増幅回路、混合回路（シングル
バランス形ミキサ、ダブルバランス形ミキサ等）等の基
本回路に付加することが出来ることから、ヘテロダイン
方式等の受信機や送信機に好適である。
回路は、信号を処理する増幅回路、混合回路（シングル
バランス形ミキサ、ダブルバランス形ミキサ等）等の基
本回路に付加することが出来ることから、ヘテロダイン
方式等の受信機や送信機に好適である。
【０００３】
【従来の技術】図８に、一般のヘテロダイン方式受信機
のブロック構成図を示す。
のブロック構成図を示す。
【０００４】一般のヘテロダイン受信機は、自動利得制
御回路（ＡＧＣ）１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
及び１０、高周波増幅回路（ＲＦ Ａｍｐ）３、ミキサ
（ＭＩＸ）４０、中間周波増幅回路（ＩＦ Ａｍｐ）
５、検波回路（Ｄｅｔ）６、電圧制御発振器（ＶＣＯ）
７、発振器バッファアンプ（Oscillator Buffer Amplif
ier, ＯＳＣ Ｂｕｆｆ Ａｍｐ）８及びＰＳＣバッフ
ァアンプ（Prescaller Bufffer Amplifier、ＰＳＣ Ｂ
ｕｆｆ Ａｍｐ）９等を備える。
御回路（ＡＧＣ）１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
及び１０、高周波増幅回路（ＲＦ Ａｍｐ）３、ミキサ
（ＭＩＸ）４０、中間周波増幅回路（ＩＦ Ａｍｐ）
５、検波回路（Ｄｅｔ）６、電圧制御発振器（ＶＣＯ）
７、発振器バッファアンプ（Oscillator Buffer Amplif
ier, ＯＳＣ Ｂｕｆｆ Ａｍｐ）８及びＰＳＣバッフ
ァアンプ（Prescaller Bufffer Amplifier、ＰＳＣ Ｂ
ｕｆｆ Ａｍｐ）９等を備える。
【０００５】この構成においてミキサ４０へは、ＡＧＣ
回路又はＡＴＴ回路（アッテネーター回路）により一定
レベル範囲に調整された高周波信号が入力される。ま
た、ＰＳＣバッファアンプ９の出力は、ＰＬＬに供給さ
れる。
回路又はＡＴＴ回路（アッテネーター回路）により一定
レベル範囲に調整された高周波信号が入力される。ま
た、ＰＳＣバッファアンプ９の出力は、ＰＬＬに供給さ
れる。
【０００６】ここで、図９に、ダブルバランス形ミキサ
の回路図の一例を示す。これは、図８のミキサ４０に相
当するものである。
の回路図の一例を示す。これは、図８のミキサ４０に相
当するものである。
【０００７】図において、トランジスタＱ１〜Ｑ６で構
成されたギルバート演算素子によりダブルバランス形回
路を使用したミキサメイン回路が構成される。ミキサメ
イン回路には、高周波入力端子ＲＦin及び局部発振入力
端子ＬＯinから、それぞれ高周波信号及び局部発振信号
が入力され、中間周波出力端子ＩＦout に中間周波信号
が出力される。また、ミキサメイン回路のトランジスタ
Ｑ１及びＱ３は、コレクタ負荷抵抗Ｒ１を介して電源Ｖ
ccに接続され、トランジスタＱ２及びＱ４は、コレクタ
負荷抵抗Ｒ２を介して電源Ｖccに接続されている。一
方、トランジスタＱ５及びＱ６のエミッタは、抵抗Ｒ４
を介して接続されるとともに、エミッタ直列帰還抵抗Ｒ
３及びＲ５を介して接地されている。
成されたギルバート演算素子によりダブルバランス形回
路を使用したミキサメイン回路が構成される。ミキサメ
イン回路には、高周波入力端子ＲＦin及び局部発振入力
端子ＬＯinから、それぞれ高周波信号及び局部発振信号
が入力され、中間周波出力端子ＩＦout に中間周波信号
が出力される。また、ミキサメイン回路のトランジスタ
Ｑ１及びＱ３は、コレクタ負荷抵抗Ｒ１を介して電源Ｖ
ccに接続され、トランジスタＱ２及びＱ４は、コレクタ
負荷抵抗Ｒ２を介して電源Ｖccに接続されている。一
方、トランジスタＱ５及びＱ６のエミッタは、抵抗Ｒ４
を介して接続されるとともに、エミッタ直列帰還抵抗Ｒ
３及びＲ５を介して接地されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来技術において、ダ
ブルバランス形ミキサの入力ダイナミックレンジは、回
路素子の定数によって決定されることになる。
ブルバランス形ミキサの入力ダイナミックレンジは、回
路素子の定数によって決定されることになる。
【０００９】すなわち、入力される高周波信号レベル
は、システムによって決定されてしまう。よって、ミキ
サの入力ダイナミックレンジも、システムにおけるレベ
ル配分に沿った値を得られるようにあらかじめ設計をし
ておくこととなる。また、入力される信号レベルの大小
にかかわらず歪性能は一定であった。
は、システムによって決定されてしまう。よって、ミキ
サの入力ダイナミックレンジも、システムにおけるレベ
ル配分に沿った値を得られるようにあらかじめ設計をし
ておくこととなる。また、入力される信号レベルの大小
にかかわらず歪性能は一定であった。
【００１０】一般に、信号経路や増幅器等に非直線性が
あると、伝送信号間の相互変調により伝送信号以外の周
波数が発生し、Ｓ／Ｎを劣化させ、干渉雑音を与える。
その中でも特に増幅器等の非直線性による第３次相互変
調歪特性（ＩＭ３特性）が問題となる。
あると、伝送信号間の相互変調により伝送信号以外の周
波数が発生し、Ｓ／Ｎを劣化させ、干渉雑音を与える。
その中でも特に増幅器等の非直線性による第３次相互変
調歪特性（ＩＭ３特性）が問題となる。
【００１１】このため、システムに入力される信号レベ
ルが強い時には、入力信号レベルを下げ、弱い時には増
幅してから一連の処理を行うようにしていた。そのため
歪性能の向上には限界があった。
ルが強い時には、入力信号レベルを下げ、弱い時には増
幅してから一連の処理を行うようにしていた。そのため
歪性能の向上には限界があった。
【００１２】図１０に、図９のミキサの入出力特性図を
示す。図において、例えば、ミキサ入力が−３５ｄＢｍ
であると、出力が−２５ｄＢｍであり、ゲインは１０ｄ
Ｂである。システム的にミキサに要求されるゲインが１
０ｄＢのときには、ミキサとしては入力されるレベルが
線形領域となるようにリニアリティを確保した設計が必
要となる。ここで、図に示すように、仮に入力レベルが
−３５ｄＢｍであるとすれば、回路設計時においては、
線形性を維持できる最大入力レベルとしては、−３０ｄ
Ｂｍ程度必要となる。
示す。図において、例えば、ミキサ入力が−３５ｄＢｍ
であると、出力が−２５ｄＢｍであり、ゲインは１０ｄ
Ｂである。システム的にミキサに要求されるゲインが１
０ｄＢのときには、ミキサとしては入力されるレベルが
線形領域となるようにリニアリティを確保した設計が必
要となる。ここで、図に示すように、仮に入力レベルが
−３５ｄＢｍであるとすれば、回路設計時においては、
線形性を維持できる最大入力レベルとしては、−３０ｄ
Ｂｍ程度必要となる。
【００１３】図１１に、入出力特性の決める３要素に関
する説明図を示す。入出力特性を決める要素としては、
ａ．線形領域及びゲインの決定、ｂ．１ｄＢコンプレッ
ションレベル（最大入力レベル）の決定、及びｃ．最大
出力レベル（飽和出力Ｐo （Sat ））の決定が挙げられ
る。そして、図１１に示すように、回路の入出力特性を
決める３要素とＤＣバイアス条件はそれぞれが絡み合っ
たトレードオフ関係を持っている。そのため、システム
の状況に適した信号選択度性能（イメージ選択性、隣接
チャンネル等）の向上は、困難であった。
する説明図を示す。入出力特性を決める要素としては、
ａ．線形領域及びゲインの決定、ｂ．１ｄＢコンプレッ
ションレベル（最大入力レベル）の決定、及びｃ．最大
出力レベル（飽和出力Ｐo （Sat ））の決定が挙げられ
る。そして、図１１に示すように、回路の入出力特性を
決める３要素とＤＣバイアス条件はそれぞれが絡み合っ
たトレードオフ関係を持っている。そのため、システム
の状況に適した信号選択度性能（イメージ選択性、隣接
チャンネル等）の向上は、困難であった。
【００１４】本発明は、以上の点に鑑み、ヘテロダイン
方式等の受信機又は送信機におけるアンプ又はミキサ等
において、入力信号レベルが高い時には歪性能を重視す
ることにより、歪性能を向上させるとともに、システム
的に低消費電力化を実現することを目的とする。
方式等の受信機又は送信機におけるアンプ又はミキサ等
において、入力信号レベルが高い時には歪性能を重視す
ることにより、歪性能を向上させるとともに、システム
的に低消費電力化を実現することを目的とする。
【００１５】また、本発明は、歪性能の向上（回路のリ
ニアリティ向上による信号選択度性能の向上）に関して
は、増幅率重視と歪性能重視の切り換えをシステム的に
実現することを目的とするものである。また、ヘテロダ
イン方式（ホモ、スーパー、ダブルスーパー等の方式含
む）受信系や送信系のシステムにおいて、入力される信
号レベルに応じて各段の入力ダイナミックレンジを補正
することにより、各システムに適した良好な歪特性を実
現する回路構成を提供することを目的とする。
ニアリティ向上による信号選択度性能の向上）に関して
は、増幅率重視と歪性能重視の切り換えをシステム的に
実現することを目的とするものである。また、ヘテロダ
イン方式（ホモ、スーパー、ダブルスーパー等の方式含
む）受信系や送信系のシステムにおいて、入力される信
号レベルに応じて各段の入力ダイナミックレンジを補正
することにより、各システムに適した良好な歪特性を実
現する回路構成を提供することを目的とする。
【００１６】さらに、本発明に関する回路はバイポーラ
トランジスタ（特に、ＮＰＮ形）で構成可能であり消費
電流もほとんど増加することなく、システム的な回路設
計を容易とすることを目的とする。
トランジスタ（特に、ＮＰＮ形）で構成可能であり消費
電流もほとんど増加することなく、システム的な回路設
計を容易とすることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明においては、アン
プ又はミキサ等に、エミッタ直列帰還インピーダンス可
変回路を備えた入力ダイナミックレンジ切替回路を設け
ることにより、入力ダイナミックレンジを切り替えるこ
とが可能となり、回路のリニアリティを向上させ第３次
相互変調歪特性を向上することが出来る。また、本発明
は、システム的に使用ステージに沿った性能を得ること
が出来るようにしたものである。
プ又はミキサ等に、エミッタ直列帰還インピーダンス可
変回路を備えた入力ダイナミックレンジ切替回路を設け
ることにより、入力ダイナミックレンジを切り替えるこ
とが可能となり、回路のリニアリティを向上させ第３次
相互変調歪特性を向上することが出来る。また、本発明
は、システム的に使用ステージに沿った性能を得ること
が出来るようにしたものである。
【００１８】本発明の第１の解決手段によると、高周波
信号及び局部発振信号が入力され、中間周波信号を出力
するミキサメイン部と、前記ミキサメイン部と電源との
間に接続された負荷抵抗部と、前記ミキサメイン部とグ
ランドとの間に接続された直列帰還抵抗部と、前記直列
帰還抵抗部と並列に設けられ、制御信号によりインピー
ダンスが制御される直列帰還インピーダンス可変部と、
所定の入力信号に従って前記制御信号を出力し、前記直
列帰還インピーダンス可変部のインピーダンスを制御す
る制御部とを備えた周波数混合回路を提供する。
信号及び局部発振信号が入力され、中間周波信号を出力
するミキサメイン部と、前記ミキサメイン部と電源との
間に接続された負荷抵抗部と、前記ミキサメイン部とグ
ランドとの間に接続された直列帰還抵抗部と、前記直列
帰還抵抗部と並列に設けられ、制御信号によりインピー
ダンスが制御される直列帰還インピーダンス可変部と、
所定の入力信号に従って前記制御信号を出力し、前記直
列帰還インピーダンス可変部のインピーダンスを制御す
る制御部とを備えた周波数混合回路を提供する。
【００１９】また、本発明の第２の解決手段によると、
入力された高周波信号を増幅する高周波増幅回路と、局
部発振信号を出力する発振器と、前記高周波増幅回路か
ら出力される高周波信号と、前記発振器から出力される
局部発振信号とを混合して、中間周波信号を出力する周
波数混合回路と、前記周波数混合回路から出力された中
間周波信号を増幅する中間周波増幅回路とを備えた無線
機において、前記周波数混合回路は、高周波信号及び局
部発振信号が入力され、中間周波信号を出力するミキサ
メイン部と、前記ミキサメイン部と電源との間に接続さ
れた負荷抵抗部と、前記ミキサメイン部とグランドとの
間に接続された直列帰還抵抗部と、前記直列帰還抵抗部
と並列に設けられ、制御信号によりインピーダンスが制
御される直列帰還インピーダンス可変部と、所定の入力
信号に従って前記制御信号を出力し、前記直列帰還イン
ピーダンス可変部のインピーダンスを制御する制御部と
を備えたことを特徴とする無線機を提供する。
入力された高周波信号を増幅する高周波増幅回路と、局
部発振信号を出力する発振器と、前記高周波増幅回路か
ら出力される高周波信号と、前記発振器から出力される
局部発振信号とを混合して、中間周波信号を出力する周
波数混合回路と、前記周波数混合回路から出力された中
間周波信号を増幅する中間周波増幅回路とを備えた無線
機において、前記周波数混合回路は、高周波信号及び局
部発振信号が入力され、中間周波信号を出力するミキサ
メイン部と、前記ミキサメイン部と電源との間に接続さ
れた負荷抵抗部と、前記ミキサメイン部とグランドとの
間に接続された直列帰還抵抗部と、前記直列帰還抵抗部
と並列に設けられ、制御信号によりインピーダンスが制
御される直列帰還インピーダンス可変部と、所定の入力
信号に従って前記制御信号を出力し、前記直列帰還イン
ピーダンス可変部のインピーダンスを制御する制御部と
を備えたことを特徴とする無線機を提供する。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１に、本発明に係るヘテロダイ
ン方式受信機のブロック構成図を示す。
ン方式受信機のブロック構成図を示す。
【００２１】従来技術と同様に、本発明に係る受信機
は、自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）（ＡＧＣ）１、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２及び１０、高周波増幅回
路（ＲＦ Ａｍｐ）３、ミキサ（ＭＩＸ）４、中間周波
増幅回路（ＩＦ Ａｍｐ）５、検波回路（Ｄｅｔ）６、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）７、発振器バッファアンプ
（Oscillator Buffer Amplifier, ＯＳＣ Ｂｕｆｆ
Ａｍｐ）８及びＰＳＣバッファアンプ（Prescaller Buf
ffer Amplifier、ＰＳＣ Ｂｕｆｆ Ａｍｐ）９等を備
える。
は、自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）（ＡＧＣ）１、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２及び１０、高周波増幅回
路（ＲＦ Ａｍｐ）３、ミキサ（ＭＩＸ）４、中間周波
増幅回路（ＩＦ Ａｍｐ）５、検波回路（Ｄｅｔ）６、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）７、発振器バッファアンプ
（Oscillator Buffer Amplifier, ＯＳＣ Ｂｕｆｆ
Ａｍｐ）８及びＰＳＣバッファアンプ（Prescaller Buf
ffer Amplifier、ＰＳＣ Ｂｕｆｆ Ａｍｐ）９等を備
える。
【００２２】受信信号は、ＡＧＣ回路１、バンドパスフ
ィルタ２及び高周波増幅回路３を経て、ミキサ４の高周
波入力端子ＲＦinに入力される。この構成において、ミ
キサ４へは、ＡＧＣ１又はＡＴＴ回路にて一定レベル範
囲に調整された高周波信号が入力される。一方、ミキサ
４には、ＶＣＯ７及び発振器バッファアンプ８により局
部発振信号が局部発振端子ＬＯinから入力され、さら
に、この局部発振信号はＰＳＣバッファアンプ９を経て
ＰＬＬに出力される。ミキサ４の中間周波出力端子ＩＦ
out から出力された中間周波は、中間周波増幅回路５、
ＢＰＦ１０及び検波回路６を経てベースバンド信号が得
られる。
ィルタ２及び高周波増幅回路３を経て、ミキサ４の高周
波入力端子ＲＦinに入力される。この構成において、ミ
キサ４へは、ＡＧＣ１又はＡＴＴ回路にて一定レベル範
囲に調整された高周波信号が入力される。一方、ミキサ
４には、ＶＣＯ７及び発振器バッファアンプ８により局
部発振信号が局部発振端子ＬＯinから入力され、さら
に、この局部発振信号はＰＳＣバッファアンプ９を経て
ＰＬＬに出力される。ミキサ４の中間周波出力端子ＩＦ
out から出力された中間周波は、中間周波増幅回路５、
ＢＰＦ１０及び検波回路６を経てベースバンド信号が得
られる。
【００２３】図２に、本発明に係るダブルバランス形回
路を用いたミキサの回路図の一例を示す。図において、
トランジスタＱ１〜Ｑ６で構成されたギルバート演算素
子によりダブルバランス形回路を使用したミキサメイン
回路が構成される。ミキサメイン回路には、高周波入力
端子ＲＦin及び局部発振入力端子ＬＯinから各信号が入
力され、中間周波出力端子ＩＦout から中間周波信号が
出力される。また、ミキサメイン回路のトランジスタＱ
１及びＱ３は、コレクタ負荷抵抗Ｒ１を介して電源Ｖcc
に接続され、トランジスタＱ２及びＱ４は、コレクタ負
荷抵抗Ｒ２を介して電源Ｖccに接続されている。一方、
トランジスタＱ５及びＱ６は、それぞれ、エミッタ直列
帰還抵抗Ｒ３及びＲ５を介して接地されている。さら
に、抵抗Ｒ６〜Ｒ９、コンデンサＣ２、Ｃ３及びトラン
ジスタＱ７、Ｑ８により、エミッタ直列帰還インピーダ
ンス可変回路ＤＶが構成される。
路を用いたミキサの回路図の一例を示す。図において、
トランジスタＱ１〜Ｑ６で構成されたギルバート演算素
子によりダブルバランス形回路を使用したミキサメイン
回路が構成される。ミキサメイン回路には、高周波入力
端子ＲＦin及び局部発振入力端子ＬＯinから各信号が入
力され、中間周波出力端子ＩＦout から中間周波信号が
出力される。また、ミキサメイン回路のトランジスタＱ
１及びＱ３は、コレクタ負荷抵抗Ｒ１を介して電源Ｖcc
に接続され、トランジスタＱ２及びＱ４は、コレクタ負
荷抵抗Ｒ２を介して電源Ｖccに接続されている。一方、
トランジスタＱ５及びＱ６は、それぞれ、エミッタ直列
帰還抵抗Ｒ３及びＲ５を介して接地されている。さら
に、抵抗Ｒ６〜Ｒ９、コンデンサＣ２、Ｃ３及びトラン
ジスタＱ７、Ｑ８により、エミッタ直列帰還インピーダ
ンス可変回路ＤＶが構成される。
【００２４】また、スイッチ端子ＳＷには、検波器６か
らの検波出力等をフィードバックさせて入力することに
より、定電圧源回路ＰＳをコントロールすることができ
る。この他、スイッチ端子ＳＷには、任意に設けたスイ
ッチによって切替制御をすることができる。このスイッ
チ端子ＳＷにより、定電圧源回路ＰＳの出力Ｖｓに所定
電圧が出力される。例えば、スイッチ端子ＳＷがハイレ
ベルのとき、出力Ｖｓに所定ハイレベル電圧が出力さ
れ、一方、スイッチ端子ＳＷがローイレベルのとき、出
力Ｖｓに所定ローレベル電圧が出力される等というよう
に設定することができる。なお、定電圧源回路ＰＳは、
ミキサ４の内部に設けられていても、外部に設けられて
いても良い。
らの検波出力等をフィードバックさせて入力することに
より、定電圧源回路ＰＳをコントロールすることができ
る。この他、スイッチ端子ＳＷには、任意に設けたスイ
ッチによって切替制御をすることができる。このスイッ
チ端子ＳＷにより、定電圧源回路ＰＳの出力Ｖｓに所定
電圧が出力される。例えば、スイッチ端子ＳＷがハイレ
ベルのとき、出力Ｖｓに所定ハイレベル電圧が出力さ
れ、一方、スイッチ端子ＳＷがローイレベルのとき、出
力Ｖｓに所定ローレベル電圧が出力される等というよう
に設定することができる。なお、定電圧源回路ＰＳは、
ミキサ４の内部に設けられていても、外部に設けられて
いても良い。
【００２５】定電圧源回路ＰＳの出力Ｖｓは、抵抗Ｒ１
０、Ｒ１１及びコンデンサＣ１による印加回路を経て、
インピーダンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ７、Ｑ８
のゲートに制御信号として入力される。インピーダンス
可変回路ＤＶは、この制御信号により制御され、トラン
ジスタＱ５及びＱ６のエミッタとグランドとをバイパス
してインピーダンスを切替える。
０、Ｒ１１及びコンデンサＣ１による印加回路を経て、
インピーダンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ７、Ｑ８
のゲートに制御信号として入力される。インピーダンス
可変回路ＤＶは、この制御信号により制御され、トラン
ジスタＱ５及びＱ６のエミッタとグランドとをバイパス
してインピーダンスを切替える。
【００２６】コンデンサＣ２、Ｃ３は、インピーダンス
を低くするための素子であり、これにより高周波特性を
改善することができる。なお、このコンデンサＣ２、Ｃ
３を、取り除くこともできる。
を低くするための素子であり、これにより高周波特性を
改善することができる。なお、このコンデンサＣ２、Ｃ
３を、取り除くこともできる。
【００２７】インピーダンス可変回路ＤＶ、定電圧源回
路ＰＳ及び印加回路により入力ダイナミックレンジ切替
回路が構成される。このような入力ダイナミックレンジ
切替回路により、入力ダイナミックレンジを向上するた
めに、各段のトランジスタに流れる電流をほとんど変化
させることなく、エミッタ直列帰還インピーダンスをス
イッチ端子ＳＷにより変化させることが可能となる。
路ＰＳ及び印加回路により入力ダイナミックレンジ切替
回路が構成される。このような入力ダイナミックレンジ
切替回路により、入力ダイナミックレンジを向上するた
めに、各段のトランジスタに流れる電流をほとんど変化
させることなく、エミッタ直列帰還インピーダンスをス
イッチ端子ＳＷにより変化させることが可能となる。
【００２８】ここで、スイッチ端子ＳＷをＯＮ状態とし
ておき、出力Ｖｓをハイレベルとする場合、これによ
り、インピーダンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ７，
Ｑ８はオンとなり、エミッタ直列帰還インピーダンスは
低く設定される。よって、入力信号レベルが小さいとき
も十分に利得が得られるようなゲイン重視の状態とな
る。
ておき、出力Ｖｓをハイレベルとする場合、これによ
り、インピーダンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ７，
Ｑ８はオンとなり、エミッタ直列帰還インピーダンスは
低く設定される。よって、入力信号レベルが小さいとき
も十分に利得が得られるようなゲイン重視の状態とな
る。
【００２９】一方、端子ＳＷをＯＦＦ状態として、出力
Ｖｓをローレベルとする場合、これにより、インピーダ
ンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ７，Ｑ８はオフとな
り、エミッタ直列帰還インピーダンスが高くなる。よっ
て、ゲインは下がるものの、リニアリティを向上させる
ようにする。
Ｖｓをローレベルとする場合、これにより、インピーダ
ンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ７，Ｑ８はオフとな
り、エミッタ直列帰還インピーダンスが高くなる。よっ
て、ゲインは下がるものの、リニアリティを向上させる
ようにする。
【００３０】このようなインピーダンス可変回路ＤＶに
おいては、例えば、通常はスイッチ端子ＳＷをＯＮ状態
としてゲイン重視としておき、入力信号レベルが大きく
回路のリニアリティを上げたい場合に、スイッチ端子Ｓ
ＷをＯＦＦ状態に切替えることができる。また、これと
は反対に、通常はリニアリティ重視とし、必要な場合に
ゲイン重視に切り替えることもできる。このような、ス
イッチ端子ＳＷによる切替条件や切替閾値等は、必要に
応じて適宜設定することができる。
おいては、例えば、通常はスイッチ端子ＳＷをＯＮ状態
としてゲイン重視としておき、入力信号レベルが大きく
回路のリニアリティを上げたい場合に、スイッチ端子Ｓ
ＷをＯＦＦ状態に切替えることができる。また、これと
は反対に、通常はリニアリティ重視とし、必要な場合に
ゲイン重視に切り替えることもできる。このような、ス
イッチ端子ＳＷによる切替条件や切替閾値等は、必要に
応じて適宜設定することができる。
【００３１】つぎに、図３に、インピーダンス可変回路
に係る具体的な回路図の一例を示す。図３では、図２の
インピーダンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ５側の半
分部分について示しているが、トランジスタＱ６側の半
分も同様に構成することができる。図示のように、一例
として、抵抗Ｒ３を２５０Ω、抵抗Ｒ８及びＲ９を２５
０Ω及び５００Ω、また、出力Ｖｓを０．９Ｖとする。
トランジスタＱ７は、ベース−コレクタ間をショートし
てある。抵抗Ｒ９は、バイアス設定用である。また、コ
ンデンサＣ２は、トランジスタＱ７のエミッタインピー
ダンスを下げ、ベースのインピーダンスを下げるために
接続されている。抵抗Ｒ８が特性を決める抵抗である。
抵抗Ｒ１１，トランジスタＱ１は、信号回り込みによる
異常発振対策用である。
に係る具体的な回路図の一例を示す。図３では、図２の
インピーダンス可変回路ＤＶのトランジスタＱ５側の半
分部分について示しているが、トランジスタＱ６側の半
分も同様に構成することができる。図示のように、一例
として、抵抗Ｒ３を２５０Ω、抵抗Ｒ８及びＲ９を２５
０Ω及び５００Ω、また、出力Ｖｓを０．９Ｖとする。
トランジスタＱ７は、ベース−コレクタ間をショートし
てある。抵抗Ｒ９は、バイアス設定用である。また、コ
ンデンサＣ２は、トランジスタＱ７のエミッタインピー
ダンスを下げ、ベースのインピーダンスを下げるために
接続されている。抵抗Ｒ８が特性を決める抵抗である。
抵抗Ｒ１１，トランジスタＱ１は、信号回り込みによる
異常発振対策用である。
【００３２】また、図４に、回路性能の効果を表す説明
図を示す。
図を示す。
【００３３】以下に、これらの図を参照して動作を説明
する。
する。
【００３４】１）定電圧源回路ＰＳの出力Ｖｓ値（端子
ＳＷより出力される定電圧値）がオフの場合、入力ダイ
ナミックレンジは、例えば、トランジスタＱ５のエミッ
タ電圧を１．０Ｖとしておくと、図４のように、１Ｖo-
p （ここで、「Ｖo-p 」は、ゼロからピークまでの電圧
（zero to peakの電圧）を示す。）である。このとき、
例えば、図４において、ラインＢ上の位置ｂの状態とな
る。
ＳＷより出力される定電圧値）がオフの場合、入力ダイ
ナミックレンジは、例えば、トランジスタＱ５のエミッ
タ電圧を１．０Ｖとしておくと、図４のように、１Ｖo-
p （ここで、「Ｖo-p 」は、ゼロからピークまでの電圧
（zero to peakの電圧）を示す。）である。このとき、
例えば、図４において、ラインＢ上の位置ｂの状態とな
る。
【００３５】２）出力Ｖｓ値がオンの場合、トランジス
タＱ７がオンし、インピーダンス可変回路に、例えば、
０．４ｍＡ流れる。この時、トランジスタＱ５のエミッ
タからは抵抗Ｒ３及びＲ８が並行して見えるようになる
ことから、合成インピーダンスは２５０Ωの約半分とな
り、ゲインが増加し入力ダイナミックレンジは約０．５
Ｖo-p と低下する（分布定数を含まない略計算）。な
お、コレクタ負荷インピーダンスが同じであれば約倍と
なる。このとき、例えば、図４において、ラインＡ上の
位置ａの状態となる。
タＱ７がオンし、インピーダンス可変回路に、例えば、
０．４ｍＡ流れる。この時、トランジスタＱ５のエミッ
タからは抵抗Ｒ３及びＲ８が並行して見えるようになる
ことから、合成インピーダンスは２５０Ωの約半分とな
り、ゲインが増加し入力ダイナミックレンジは約０．５
Ｖo-p と低下する（分布定数を含まない略計算）。な
お、コレクタ負荷インピーダンスが同じであれば約倍と
なる。このとき、例えば、図４において、ラインＡ上の
位置ａの状態となる。
【００３６】インピーダンス可変回路ＤＶによる各段の
トランジスタに流れる電流については、例えば、図３の
回路では０．４ｍＡの増加となり、図２のシステムにお
いては、０．８ｍＡ程度の増加となる。よって、ほとん
ど変化することはない。
トランジスタに流れる電流については、例えば、図３の
回路では０．４ｍＡの増加となり、図２のシステムにお
いては、０．８ｍＡ程度の増加となる。よって、ほとん
ど変化することはない。
【００３７】なお、ゲインの低下は、図４に示すよう
に、入力信号が“大”の場合、リニアリティを向上とす
る関係（図中では点ａ→ｂ）から、出力レベルに変化が
生じないためシステム的に問題にはならない。
に、入力信号が“大”の場合、リニアリティを向上とす
る関係（図中では点ａ→ｂ）から、出力レベルに変化が
生じないためシステム的に問題にはならない。
【００３８】つぎに、図５に、本発明に係るシングルバ
ランス形回路を用いたミキサの回路図の一例を示す。図
において、トランジスタＱ５１〜Ｑ５３によりシングル
バランス形回路を使用したミキサメイン回路が構成され
る。ミキサメイン回路には、高周波入力端子ＲＦin及び
局部発振入力端子ＬＯinから各信号が入力され、中間周
波出力端子ＩＦout から中間周波信号が出力される。ま
た、ミキサメイン回路のトランジスタＱ５１及びＱ５２
は、コレクタ負荷抵抗Ｒ５１及びＲ５２を介してそれぞ
れ電源Ｖccに接続されている。一方、トランジスタＱ５
３は、エミッタ直列帰還抵抗Ｒ５３を介して接地されて
いる。さらに、抵抗Ｒ５４、Ｒ５５、コンデンサＣ５２
及びトランジスタＱ５４により、エミッタ直列帰還イン
ピーダンス可変回路ＳＶが構成される。
ランス形回路を用いたミキサの回路図の一例を示す。図
において、トランジスタＱ５１〜Ｑ５３によりシングル
バランス形回路を使用したミキサメイン回路が構成され
る。ミキサメイン回路には、高周波入力端子ＲＦin及び
局部発振入力端子ＬＯinから各信号が入力され、中間周
波出力端子ＩＦout から中間周波信号が出力される。ま
た、ミキサメイン回路のトランジスタＱ５１及びＱ５２
は、コレクタ負荷抵抗Ｒ５１及びＲ５２を介してそれぞ
れ電源Ｖccに接続されている。一方、トランジスタＱ５
３は、エミッタ直列帰還抵抗Ｒ５３を介して接地されて
いる。さらに、抵抗Ｒ５４、Ｒ５５、コンデンサＣ５２
及びトランジスタＱ５４により、エミッタ直列帰還イン
ピーダンス可変回路ＳＶが構成される。
【００３９】また、スイッチ端子ＳＷには、検波器６か
らの検波出力等をフィードバックさせて入力することに
よりコントロールすることができる。この他、任意に設
けたスイッチによって動作させることができる。このス
イッチ端子ＳＷにより、定電圧源回路ＰＳの出力Ｖｓに
所定電圧が出力される。定電圧源回路ＰＳは、ミキサ４
の内部に設けられていても、外部に設けられていても良
い。定電圧源回路ＰＳの出力Ｖｓは、抵抗Ｒ５６及びコ
ンデンサＣ５１による印加回路を経て、インピーダンス
可変回路ＳＶのトランジスタＱ５４のゲートに入力され
る。インピーダンス可変回路ＳＶは、これにより制御さ
れ、トランジスタＱ５３のエミッタとグランドとをバイ
パスしてインピーダンスを可変とする。
らの検波出力等をフィードバックさせて入力することに
よりコントロールすることができる。この他、任意に設
けたスイッチによって動作させることができる。このス
イッチ端子ＳＷにより、定電圧源回路ＰＳの出力Ｖｓに
所定電圧が出力される。定電圧源回路ＰＳは、ミキサ４
の内部に設けられていても、外部に設けられていても良
い。定電圧源回路ＰＳの出力Ｖｓは、抵抗Ｒ５６及びコ
ンデンサＣ５１による印加回路を経て、インピーダンス
可変回路ＳＶのトランジスタＱ５４のゲートに入力され
る。インピーダンス可変回路ＳＶは、これにより制御さ
れ、トランジスタＱ５３のエミッタとグランドとをバイ
パスしてインピーダンスを可変とする。
【００４０】コンデンサＣ５２は、インピーダンスを低
くするための素子であり、これにより高周波特性を改善
することができる。なお、このコンデンサＣ５２を、取
り除くこともできる。
くするための素子であり、これにより高周波特性を改善
することができる。なお、このコンデンサＣ５２を、取
り除くこともできる。
【００４１】動作は、前述したダブルバランス形回路を
用いたミキサと同様である。すなわち、スイッチ端子Ｓ
ＷをＯＮ状態として、出力Ｖｓをハイレベルとする場
合、これにより、インピーダンス可変回路ＳＶのトラン
ジスタＱ５４はオンとなり、エミッタ直列帰還インピー
ダンスは低く設定される。よって、ゲイン重視の状態と
なる。一方、スイッチ端子ＳＷをＯＦＦ状態として出力
Ｖｓをローレベルとする場合、これにより、インピーダ
ンス可変回路ＳＶのトランジスタＱ５４はオフとなり、
エミッタ直列帰還インピーダンスが高くなる。よって、
ゲインは下がるものの、リニアリティは向上する。
用いたミキサと同様である。すなわち、スイッチ端子Ｓ
ＷをＯＮ状態として、出力Ｖｓをハイレベルとする場
合、これにより、インピーダンス可変回路ＳＶのトラン
ジスタＱ５４はオンとなり、エミッタ直列帰還インピー
ダンスは低く設定される。よって、ゲイン重視の状態と
なる。一方、スイッチ端子ＳＷをＯＦＦ状態として出力
Ｖｓをローレベルとする場合、これにより、インピーダ
ンス可変回路ＳＶのトランジスタＱ５４はオフとなり、
エミッタ直列帰還インピーダンスが高くなる。よって、
ゲインは下がるものの、リニアリティは向上する。
【００４２】なお、具体的回路は図３に示したものと同
様のものを採用することができる。
様のものを採用することができる。
【００４３】図６に、第３インターセプトポイント特性
（ＩＰ３特性）についての説明図を示す。
（ＩＰ３特性）についての説明図を示す。
【００４４】一般に、第３次相互変調歪みは、入力対出
力が約１対３で増加する特性を有する（図中ラインＡ’
及びＢ’参照）。一方、ゲイン特性は、例えば、入力対
出力が約１対１で増加する（図中ラインＡ及びＢ参
照）。これらラインの直線部分の延長上の交点がインタ
ーセプトポイント（Ｐａ、Ｐｂ）と呼ばれる。ＩＰ３特
性は、出力ゲインが大きいほど良いとされる。すなわ
ち、インターセプトポイントＰｂの方が、インターセプ
トポイントＰａよりも特性がよいとされる（出力ｂ、ａ
参照）。
力が約１対３で増加する特性を有する（図中ラインＡ’
及びＢ’参照）。一方、ゲイン特性は、例えば、入力対
出力が約１対１で増加する（図中ラインＡ及びＢ参
照）。これらラインの直線部分の延長上の交点がインタ
ーセプトポイント（Ｐａ、Ｐｂ）と呼ばれる。ＩＰ３特
性は、出力ゲインが大きいほど良いとされる。すなわ
ち、インターセプトポイントＰｂの方が、インターセプ
トポイントＰａよりも特性がよいとされる（出力ｂ、ａ
参照）。
【００４５】ここで、単にゲインが下がっただけでは、
ＩＰ３値は同様になるが、本発明においてはラインＢに
示すように、入力ダイナミックレンジ向上によるリニア
リティが向上しているので、ＩＰ３特性は良くなる。
ＩＰ３値は同様になるが、本発明においてはラインＢに
示すように、入力ダイナミックレンジ向上によるリニア
リティが向上しているので、ＩＰ３特性は良くなる。
【００４６】図７に、本発明を通信システムに適用した
場合の説明図を示す。
場合の説明図を示す。
【００４７】図中、基地局又は中継局（放送局）７０
は、電波を送信及び／又は受信する。一方、移動体７１
ａ、７１ｂ及び固定局７１Ａ、７１Ｂは、基地局７１又
は中継局（放送局）との間で電波を送信及び／又は受信
する。このように、本発明は、移動体通信（７１ａ，７
１ｂ）やその他固定局との通信（７１Ａ，７１Ｂ）にお
いて、電界強度の強弱によってシステムの性能をゲイン
重視タイプ又は歪性能重視タイプに切り替えることによ
り、その場に適した性能を得ることが出来る。
は、電波を送信及び／又は受信する。一方、移動体７１
ａ、７１ｂ及び固定局７１Ａ、７１Ｂは、基地局７１又
は中継局（放送局）との間で電波を送信及び／又は受信
する。このように、本発明は、移動体通信（７１ａ，７
１ｂ）やその他固定局との通信（７１Ａ，７１Ｂ）にお
いて、電界強度の強弱によってシステムの性能をゲイン
重視タイプ又は歪性能重視タイプに切り替えることによ
り、その場に適した性能を得ることが出来る。
【００４８】すなわち、電界強度が“弱”の時は、ゲイ
ン重視とし（７１ｂ，７１Ｂ）、一方、電界強度が
“強”のときは、歪性能重視とすることにより（７１
ａ、７１Ａ）、希望信号の選択性向上を図る。
ン重視とし（７１ｂ，７１Ｂ）、一方、電界強度が
“強”のときは、歪性能重視とすることにより（７１
ａ、７１Ａ）、希望信号の選択性向上を図る。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように、入力ダイナミック
レンジ切替回路部を設けることにより特に次のような効
果を奏する。
レンジ切替回路部を設けることにより特に次のような効
果を奏する。
【００５０】１）システムにおけるレベルダイヤ（ゲイ
ンと出力レベルの調整）調整にて回路のバラツキを吸収
出来ることからシステム構成が容易となる。
ンと出力レベルの調整）調整にて回路のバラツキを吸収
出来ることからシステム構成が容易となる。
【００５１】２）電界強度の強弱によって、システムの
性能をゲイン重視タイプと歪性能重視タイプとに切替え
ることができ、その場に適した性能を得ることができ
る。
性能をゲイン重視タイプと歪性能重視タイプとに切替え
ることができ、その場に適した性能を得ることができ
る。
【図１】本発明に係るヘテロダイン方式受信機のブロッ
ク構成図。
ク構成図。
【図２】本発明に係るダブルバランス形回路を用いたミ
キサの回路図。
キサの回路図。
【図３】インピーダンス可変回路に係る具体的な回路
図。
図。
【図４】回路性能の効果を表す説明図。
【図５】本発明に係るシングルバランス形回路を用いた
ミキサの回路図。
ミキサの回路図。
【図６】第３インターセプトポイント特性（ＩＰ３特
性）についての説明図。
性）についての説明図。
【図７】本発明を通信システムに適用した場合の説明
図。
図。
【図８】一般のヘテロダイン方式受信機のブロック構成
図。
図。
【図９】ダブルバランス形ミキサの回路図。
【図１０】図９のミキサの入出力特性図。
【図１１】入出力特性の決める３要素に関する説明図。
Ｑ１〜Ｑ６ トランジスタ（ミキサメイン回路） ＲＦin 高周波入力端子 ＬＯin 局部発振入力端子 ＩＦout 中間周波出力端子 Ｒ１、Ｒ２ コレクタ負荷抵抗 Ｒ３、Ｒ５ エミッタ直列帰還抵抗 ＤＶ、ＳＶ エミッタ直列帰還インピーダンス可変回路 ＰＳ 定電圧源回路
Claims (7)
- 【請求項１】高周波信号及び局部発振信号が入力され、
中間周波信号を出力するミキサメイン部と、 前記ミキサメイン部と電源との間に接続された負荷抵抗
部と、 前記ミキサメイン部とグランドとの間に接続された直列
帰還抵抗部と、 前記直列帰還抵抗部と並列に設けられ、制御信号により
インピーダンスが制御される直列帰還インピーダンス可
変部と、 所定の入力信号に従って前記制御信号を出力し、前記直
列帰還インピーダンス可変部のインピーダンスを制御す
る制御部とを備えた周波数混合回路。 - 【請求項２】入力された高周波信号を増幅する高周波増
幅回路と、 局部発振信号を出力する発振器と、 前記高周波増幅回路から出力される高周波信号と、前記
発振器から出力される局部発振信号とを混合して、中間
周波信号を出力する周波数混合回路と、 前記周波数混合回路から出力された中間周波信号を増幅
する中間周波増幅回路とを備えた無線機において、 前記周波数混合回路は、 高周波信号及び局部発振信号が入力され、中間周波信号
を出力するミキサメイン部と、 前記ミキサメイン部と電源との間に接続された負荷抵抗
部と、 前記ミキサメイン部とグランドとの間に接続された直列
帰還抵抗部と、 前記直列帰還抵抗部と並列に設けられ、制御信号により
インピーダンスが制御される直列帰還インピーダンス可
変部と、 所定の入力信号に従って前記制御信号を出力し、前記直
列帰還インピーダンス可変部のインピーダンスを制御す
る制御部とを備えたことを特徴とする無線機。 - 【請求項３】前記直列帰還インピーダンス可変部は、 抵抗と、ベース−コレクタ間を短絡したトランジスタと
の直列回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の周
波数混合回路又は請求項２に記載の無線機。 - 【請求項４】前記制御部は、 前記入力信号として、スイッチ又は検波器からの出力が
入力され、前記入力信号に基づいて所定の定電圧を出力
することを特徴とする請求項１又は３に記載の周波数混
合回路、又は、請求項２又は３に記載の無線機。 - 【請求項５】前記制御部は、 入力信号が大きい場合には、前記直流帰還インピーダン
ス可変部のインピーダンスを高くしてリニアリティを向
上させるように制御し、 一方、入力信号が小さい場合には、前記直流帰還インピ
ーダンス可変部のインピーダンスを低くしてゲインを向
上させるように制御することを特徴とする請求項１又は
３又は４に記載の周波数混合回路、又は、請求項２又は
３又は４に記載の無線機。 - 【請求項６】前記ミキサメイン部は、ひとつの周波数混
合トランジスタ回路を有するシングルバランス形で構成
されたことを特徴とする請求項１又は３乃至５のいずれ
かに記載の周波数混合回路、又は、請求項２乃至５のい
ずれかに記載の無線機。 - 【請求項７】前記ミキサメイン部は、ふたつの周波数混
合トランジスタ回路を有するダブルバランス形で構成さ
れ、 前記負荷抵抗部、直列帰還抵抗部及び前記直列帰還イン
ピーダンス可変部は、 各々の前記周波数混合トランジスタ回路毎に、それぞ
れ、負荷抵抗、直列帰還抵抗及び直列帰還インピーダン
ス可変回路を備えたことを特徴とする請求項１又は３乃
至６のいずれかに記載の周波数混合回路、又は、請求項
２乃至６のいずれかに記載の無線機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17703997A JPH1127170A (ja) | 1997-07-02 | 1997-07-02 | 周波数混合回路及び無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17703997A JPH1127170A (ja) | 1997-07-02 | 1997-07-02 | 周波数混合回路及び無線機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127170A true JPH1127170A (ja) | 1999-01-29 |
Family
ID=16024085
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17703997A Pending JPH1127170A (ja) | 1997-07-02 | 1997-07-02 | 周波数混合回路及び無線機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1127170A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6359523B1 (en) | 1999-07-02 | 2002-03-19 | Nec Corporation | Orthogonal modulator, mobile terminal and communication system |
| US6396330B1 (en) | 1999-10-27 | 2002-05-28 | Nec Corporation | Mixer circuit |
| KR101219944B1 (ko) * | 2006-08-14 | 2013-01-08 | 엘지이노텍 주식회사 | 이중 평형 혼합기 |
| JPWO2021214583A1 (ja) * | 2020-04-23 | 2021-10-28 |
-
1997
- 1997-07-02 JP JP17703997A patent/JPH1127170A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6359523B1 (en) | 1999-07-02 | 2002-03-19 | Nec Corporation | Orthogonal modulator, mobile terminal and communication system |
| US6396330B1 (en) | 1999-10-27 | 2002-05-28 | Nec Corporation | Mixer circuit |
| KR101219944B1 (ko) * | 2006-08-14 | 2013-01-08 | 엘지이노텍 주식회사 | 이중 평형 혼합기 |
| JPWO2021214583A1 (ja) * | 2020-04-23 | 2021-10-28 | ||
| WO2021214583A1 (ja) * | 2020-04-23 | 2021-10-28 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | 半導体装置 |
| JP2025060768A (ja) * | 2020-04-23 | 2025-04-10 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | 半導体装置 |
| US12581744B2 (en) | 2020-04-23 | 2026-03-17 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device |
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