JPH11330913A - デジタルフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スペクトラム拡散通信の無線通信装置などで
好適に用いられ、デジタル信号の不要側波帯を除去する
デジタルフィルタを、簡単な構成で実現する。 【解決手段】 実データ間に補間データを内挿してオー
バサンプリングを行い、所望とするローパスフィルタ特
性を実現するようにしたＦＩＲ型のデジタルフィルタ１
１において、ロールオフフィルタのインパルス応答の特
性に着目して、ロールオフ率が０以外である場合、すな
わち理想フィルタ特性でない場合に、タップ数を限定す
るとともに、係数乗算処理を、該係数を分解した部分係
数を実現するシフタＳと、そのシフタからの出力を加算
する加算器Ｋとによって実現する。したがって、複雑な
乗算器を用いることなく、比較的構成の簡単なシフタと
加算器とによって乗算処理を実現することができるとと
もに、ロールオフフィルタのタップ数を必要最小限と
し、回路規模の縮小化を図ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、データ通信などに
あたって好適に実施されるデジタルフィルタに関し、特
に伝送などによる符号間干渉をなくすことができるナイ
キストフィルタを実現することができるロールオフフィ
ルタに関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、デジタル信号は、データレート
に比べて非常に広い範囲にスペクトラムが拡がっている
ことが知られている。たとえば、図１０（ａ）で示すよ
うなデジタル信号の前記データレートが、１（Ｍｂｐ
ｓ）であるとき、そのスペクトラムは、図１０（ｂ）で
示すように拡がっている。

【０００３】一方、画像や音声などのデジタル信号を伝
送するにあたって、使用可能な周波数帯域幅は、用途や
目的などに対応して細かく区分されている。したがっ
て、限られた周波数帯域で多くの情報を伝送するために
は、データ転送レートの向上、または所定のデータ転送
レートの信号を狭帯域化して、いくつかのデータを周波
数分割で多重化することが考えられる。特に無線通信の
分野では、電波資源の利用効率を向上するために、ベー
スバンド信号の不要な側波帯を抑圧して、前記狭帯域化
を図ることが有効である。

【０００４】しかしながら、前記デジタル信号のスペク
トラムを狭帯域化すると、符号間の干渉が生じて、ビッ
ト誤りを生じる可能性がある。そこで、狭帯域化を図り
つつ、符号間干渉を生じないフィルタとして、ナイキス
トフィルタが広く用いられている。

【０００５】ナイキストによって与えられ、符号間干渉
のない前記ナイキストフィルタを実現するロールオフフ
ィルタＲ（ｆ）の特性は、下式および図１１で示され
る。

【０００６】

【数１】

【０００７】ここで、Ｔは符号間隔であり、αは０≦α
≦１の値をとるロールオフ率である。ロールオフフィル
タＲ（ｆ）は、ナイキストフィルタの機能を実現するフ
ィルタの一種として良く知られており、以降の説明で
は、ナイキストフィルタをロールオフフィルタとして表
現する。

【０００８】前記図１１において、Ｗは遷移期間であ
り、α＝０の理想フィルタ特性である場合には、該遷移
期間Ｗは０となり、ロールオフ率αが大きくなる程、該
遷移期間Ｗも大きくなる。図１１では、ロールオフ率α
が０．５の場合の遷移期間を示している。

【０００９】前記図１１で示すように、単位符号間隔１
Ｔ内で符号の遷移を完了することによって、図１２
（ｂ）において、破線で示すような干渉波が存在して
も、○印で示す所定の読取ポイントで読み取った読取デ
ータから、実線で示すデータ、すなわち図１２（ａ）で
示す符号データを再現することができ、符号間干渉のな
い伝送路を実現するためのフィルタ特性を実現すること
ができる。

【００１０】また、前記ロールオフフィルタＲ（ｆ）の
インパルス応答ｒ（ｔ）は、

【００１１】

【数２】

【００１２】で示される。このようなロールオフフィル
タＲ（ｆ）に、正負の極性を持つランダムなインパルス
列δｎ（ｎ＝…，−１，０，１，…）を与えると、出力
には、

【００１３】

【数３】

【００１４】が得られる。

【００１５】このようなフィルタ特性は、Ｌ，Ｃ，Ｒ等
のアナログ素子を用いて実現しようとすると、計算機を
用いた高度な設計が要求されるけれども、前記ナイキス
トフィルタに限らず広く用いられている、タップ付きの
遅延回路を用いたＦＩＲ（Finite Impulse Responce ）
フィルタまたは非巡回型フィルタと呼ばれるデジタルフ
ィルタで、比較的容易に実現することができる。

【００１６】図１３は、前記ＦＩＲ型の典型的な従来技
術のデジタルフィルタ１の電気的構成を示すブロック図
である。この図１３で示すように、ＦＩＲ型の一般的な
デジタルフィルタは、縦続接続された多段の遅延器ｄ
１，ｄ２，…，ｄｎと、乗算器ｇ０，ｇ１，…，ｇｎ
と、加算回路２とを備えて構成されている。入力信号ｘ
（ｎ）は、各遅延器ｄ１〜ｄｎで順次遅延されてゆき、
各遅延器ｄ１〜ｄｎの入出力をタップとして、各タップ
でのデータに、乗算器ｇ０〜ｇｎによってそれぞれ係数
ｈ０〜ｈｎを乗算し、その乗算結果を加算回路２で加算
して、出力信号ｙ（ｎ）を得るように構成されている。

【００１７】加算回路２は、２つの乗算器ｇ０，ｇ１；
ｇ２，ｇ３；…；ｇ（ｎ−１），ｇｎからの出力を相互
に加算する加算器ｋ１１，ｋ１２，…，ｋ１ｍと、２つ
の加算器ｋ１１，ｋ１２；…；ｋ１（ｍ−１），ｋ１ｍ
の出力を順次加算してゆく加算器ｋ２１，…，ｋ２ｊと
を備えて構成されている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】上述のようなデジタル
フィルタ１では、タップ数ｎを多くする程、良好なフィ
ルタ特性を得ることができる。しかしながら、前記タッ
プ数ｎを増加すると、遅延器ｄ１〜ｄｎおよび加算器ｋ
１１〜ｋ１ｍ；ｋ２１〜ｋ２ｊの増加だけでなく、実装
スペース中で大きな割合を占める乗算器ｇ０〜ｇｎの増
加に伴って、回路規模が拡大してしまうという問題があ
る。

【００１９】一方、無線通信、特にその秘匿性、データ
伝送容量および送信電力等、多くの利点を有し、近年注
目されているスペクトラム拡散通信では、送信信号に拡
散信号を付加する変調処理や受信信号から拡散信号を除
去する復調処理などの多くのデジタル信号処理が必要と
なる。

【００２０】このため、前記スペクトラム拡散通信を行
うパーソナルコンピュータ用の無線ＬＡＮや携帯機器の
通信ユニットとして使用される場合には、実装スペー
ス、コストおよび消費電力等の観点から、回路規模の縮
小化および使用部品数の削減が強く要望される。また、
小型化の目的で各回路素子の集積回路化を進めるときに
も、できるだけ少ない回路で構成することが、開発期間
の短縮および開発コストの削減の点から有利である。

【００２１】本発明の目的は、部品点数、コスト、電力
消費および開発期間等を削減することができる、簡単な
構成のデジタルフィルタを提供することである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るデ
ジタルフィルタは、タップ付きの遅延手段を複数段縦続
接続し、各タップからの出力に予め定める係数を乗算し
た後、相互に加算することによって補間サンプルを得る
ようにした非巡回型のデジタルフィルタにおいて、ロー
ルオフ率が０でない場合、前記係数の乗算を、シフタ
と、加算手段とによって実現することを特徴とする。

【００２３】上記の構成によれば、非巡回（ＦＩＲ）型
のデジタルフィルタにおいて、演算して得られたデータ
を補間サンプルとして符号間隔Ｔ毎の実データ間に挿入
するにあたって、ロールオフ率が０でない場合、したが
って理想フィルタ特性ではない場合には、まず、入力デ
ータに乗算すべき係数、すなわち所望とするオーバーサ
ンプルを実現することができ、符号間隔で正規化された
サンプリング周期ｔ／Ｔ（ｔ：サンプリング周期、Ｔ：
符号間隔）、たとえば２倍オーバーサンプルの場合には
±０．５，±１．５…、３倍オーバーサンプルの場合に
は±０．３３，±０．６７，±１．３３，±１．６７…
における所望とするロールオフ率でのインパルス応答の
レベルに対応した係数を、図４で示すロールオフフィル
タのインパルス応答特性から求める。次に、その係数を
分解した各部分係数に対応したシフト量でシフト動作を
行うシフタによって入力データをそれぞれシフトし、各
シフタからの出力を加算手段で加算することによって、
前記補間サンプルを作成する。たとえば、０．７５の係
数を乗算する場合、入力データを、ＬＳＢ側に１ビット
シフトした０．５相当のデータと、前記ＬＳＢ側に２ビ
ットシフトした０．２５相当のデータとを加算して、所
望とする前記０．７５の係数を乗算したデータを得る。

【００２４】したがって、構成の複雑な乗算器は不要と
なり、係数乗算回路の構成を大幅に簡略化することがで
きる。これによって、部品点数、コスト、電力消費およ
び開発期間等の削減が可能となり、前記スペクトラム拡
散通信によるデータ通信装置などで好適に用いることが
できる。

【００２５】また、請求項２の発明に係るデジタルフィ
ルタは、タップ付きの遅延手段を複数段縦続接続し、各
タップからの出力に予め定める係数を乗算した後、相互
に加算することによって補間サンプルを得るようにした
非巡回型のデジタルフィルタにおいて、タップ数を、所
望とするロールオフ率に対応したインパルス応答のレベ
ルに基づいて限定することを特徴とする。

【００２６】上記の構成によれば、前記図４で示すロー
ルオフフィルタのインパルス応答特性から明らかなよう
に、ロールオフ率αが０以外の場合には、ｔ／Ｔが或る
程度大きくなるとインパルス応答は収束している。たと
えば、α＝１．０、すなわち前記図１１における遷移領
域Ｗが最も広く、インパルス応答が最も鈍い場合で、ｔ
／Ｔ＝１．５程度で収束している。したがってこの場
合、タップは±０．５，±１．５の４段あれば良く、最
小の構成で、必要なフィルタリング特性を得ることがで
きる。

【００２７】さらにまた、請求項３の発明に係るデジタ
ルフィルタは、前記タップ数を、前記ｔ／Ｔが±４まで
に限定することを特徴とする。

【００２８】上記の構成によれば、前記図４で示すよう
に、ロールオフ率αが０以外の値であれば、任意の値
で、インパルス応答はほぼｔ／Ｔ＝４までに収束してお
り、ロールオフ率αが小さい場合にも、実用上問題なく
フィルタリングを行うことができる。

【００２９】また、請求項４の発明に係るデジタルフィ
ルタは、ローパスフィルタを実現するにあたって、正の
係数に関するシフタと負の係数に関するシフタとの間
で、２ビット以上シフトするシフト量と個数とを相互に
等しくすることを特徴とする。

【００３０】上記の構成によれば、微小な係数分が正の
係数側と負の係数側とで相互に等しくなり、係数が所定
ビットで打切られていても、入力データに含まれる直流
成分まで正確に保存することができ、直流域から応答特
性を有するローパスフィルタを実現することができる。

【００３１】さらにまた、請求項５の発明に係るデジタ
ルフィルタは、相互に等しい係数が乗算されるタップ出
力は、加算手段で相互に加算された後、シフタでシフト
処理されることを特徴とする。

【００３２】上記の構成によれば、タップ係数の対称性
を利用して、シフタ数をほぼ１／２に削減することがで
きる。

【００３３】また、請求項６の発明に係るデジタルフィ
ルタは、前記加算処理を、異符号の係数同士で行うこと
を特徴とする。

【００３４】上記の構成によれば、計算途中でのオーバ
ーフローの発生を抑制し、加算結果を正しく保存した誤
差のない出力を得ることができる。

【００３５】また、通常、負の係数の乗算は、２の補数
器を用いて、正の係数のデータの全ビットの極性を反転
した上で、「１」を加算することによって行われ、こう
して求めた負の係数と他の正の係数との異符号の係数の
加算を、本発明では、加算器で負の係数の成分と正の係
数との加算を行った後、キャリービット入力から１を加
算することによって実現する。

【００３６】したがって、前記補数器のような加算器が
不要になり、構成を簡略化することができる。

【００３７】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の一形態のデ
ジタルフィルタ１１の電気的構成を示すブロック図であ
り、図２はそのデジタルフィルタ１１の基本的な考え方
を説明するためのブロック図であり、図３はこのデジタ
ルフィルタ１１の動作を説明するための図である。

【００３８】本発明は、入力信号Ｘ（ｎ）を、図３にお
いて○印で示す所定の符号間隔Ｔ毎にサンプリングして
得られた実入力データであるパルス…，Ａ（ｎ−１），
Ａ（ｎ），Ａ（ｎ＋１），Ａ（ｎ＋２），…（総称する
ときには参照符Ａで示す）から、×印で示す補間データ
であるパルス…，Ｂ（ｎ），…（総称するときには参照
符Ｂで示す）を求め、パルスＡ間にパルスＢを内挿し
て、２倍オーバサンプリングを行い、ローパスフィルタ
動作を実現する。

【００３９】図３は、補間の様子を説明するタイミング
チャートである。Ａ（ｎ）は、現時点での入力パルスの
レベルを示し、Ａ（ｎ−１）は、１サンプル周期（＝１
Ｔ：１符号間隔）だけ以前の入力パルスのレベルを表
し、Ａ（ｎ＋１），Ａ（ｎ＋２）は、それぞれ１サンプ
ル周期および２サンプル周期だけ、先行した入力パルス
のレベルを表す。

【００４０】本例では、後述するように、前記補間パル
スＢ（ｎ）は、タイミングｎとｎ＋１との中間点に、そ
の補間点の前後２サンプル（合計４サンプル分）の入力
パルスＡ（ｎ＋２），Ａ（ｎ＋１）；Ａ（ｎ），Ａ（ｎ
−１）によるインパルス応答分を畳み込むことで近似す
る。

【００４１】図４は、先にナイキストによって与えられ
た符号間干渉のないフィルタ特性から、前記式２に従っ
て、ロールオフ率αを変化してインパルス応答ｒ（ｔ）
を求めた計算結果を示すグラフである。縦軸はインパル
ス応答のレベル、すなわち係数を表し、横軸は符号間隔
Ｔで正規化されたサンプリング周期ｔを表す。

【００４２】まず、前記デジタルフィルタ１１に所望と
するロールオフ率αを決定する。なお、説明の簡略化の
ために、本例では、α＝０．５として説明する。けれど
も本発明では、α＝０以外であれば、任意の値が選択さ
れてもよい。次に、所望とするオーバサンプリングの倍
数を決定する。ここでも本例では、説明の簡略化のため
に、２倍オーバサンプリングとする。けれども、３倍以
上の高次であってもよいことは言うまでもない。

【００４３】前記２倍オーバサンプリングであると、サ
ンプリング周期ｔを符号間隔Ｔで正規化（ｔ／Ｔ）する
と、０．５となる。したがって、入力信号Ｘ（ｎ）の実
データで得られるｔ／Ｔ＝０，１，２，…のパルスＡ間
に、ｔ／Ｔ＝０．５，１．５，２．５，…の補間パルス
Ｂを挿入してゆくことになる。また、前記インパルス応
答ｒ（ｔ）は、時間的に対称な関係になるので、ｔ／Ｔ
＝±０．５，±１，±１．５，…のそれぞれのタイミン
グにおけるインパルス応答ｒ（ｔ）のレベルは同一とな
る。本例では、α＝０．５において、ｔ／Ｔ＝±２以上
でほぼ収束していることから、前記補間パルスＢ（ｎ）
を、前述のように前後２サンプルの入力パルスＡ（ｎ＋
２），Ａ（ｎ＋１）；Ａ（ｎ），Ａ（ｎ−１）のインパ
ルス応答分を畳みこむことで近似する。

【００４４】すなわち、入力パルスＡ（ｎ＋２）のデー
タに乗算する係数をＨ１、入力パルスＡ（ｎ＋１）のデ
ータに乗算する係数をＨ２、入力パルスＡ（ｎ）のデー
タに乗算する係数をＨ３、入力パルスＡ（ｎ−１）のデ
ータに乗算する係数をＨ４とすると、 Ｂ（ｎ）＝Ｈ１×Ａ（ｎ＋２）＋Ｈ２×Ａ（ｎ＋１） ＋Ｈ３×Ａ（ｎ）＋Ｈ４×Ａ（ｎ−１） …（４） から求める。

【００４５】また、たとえば３倍オーバサンプリングを
行う場合には、２つの補間パルスＢ（ｎａ），Ｂ（ｎ
ｂ）に対して、補間パルスＢ（ｎａ）を、ｔ／Ｔ＝±
０．３３におけるインパルス応答のレベルを係数Ｈ２
ａ，Ｈ３ａとし、ｔ／Ｔ＝±１．３３におけるインパル
ス応答のレベルを係数Ｈ１ａ，Ｈ４ａとして、前記入力
パルスＡ（ｎ＋２），Ａ（ｎ＋１）；Ａ（ｎ），Ａ（ｎ
−１）に乗算して求め、補間パルスＢ（ｎｂ）を、ｔ／
Ｔ＝±０．６７におけるインパルス応答のレベルを係数
Ｈ２ｂ，Ｈ３ｂとし、ｔ／Ｔ＝±１．６７におけるイン
パルス応答のレベルを係数Ｈ１ｂ，Ｈ４ｂとして、前記
入力パルスＡ（ｎ＋２），Ａ（ｎ＋１）；Ａ（ｎ），Ａ
（ｎ−１）に乗算して求めるようにすればよい。

【００４６】さらにまた、４倍オーバサンプリングの場
合には、ｔ／Ｔ＝±０．２５，±０．５，±０．７５；
±１．２５，±１．５，…におけるインパルス応答のレ
ベルを係数として用いるようにすればよい。また、ロー
ルオフ率αが０．３程度の小さな値となると、たとえば
前記２倍オーバサンプリングにおいては、図４から、さ
らにｔ／Ｔ＝±２．５と、ｔ／Ｔ＝±３．５とのタイミ
ングにおけるインパルス応答のレベルを係数として、畳
み込みを追加すればよい。

【００４７】本実施の形態では、後述するように、最小
の回路構成で補間パルスＢ（ｎ）を求めるために、係数
Ｈ１（＝Ｈ４）および係数Ｈ２（＝Ｈ３）は、それぞれ
図４から求められる値−０．１１および−０．５８に近
似した、−０．０７８１２５および０．５７８１２５に
選ぶ。これらの係数Ｈ１．Ｈ２を、それぞれ、 Ｈ１＝−０．０７８１２５＝−０．０６２５＋（−０．０１５６２５） …（５） Ｈ２＝０．５７８１２５＝０．５＋０．０６２５＋０．０１５６２５ …（６） に分解し、それぞれの部分係数の乗算を、入力データを
ＬＳＢ（Least Significant Bit ）側にシフトさせるシ
フタで実現する。すなわち、０．５，０．０６２５，
０．０１５６２５の部分係数を、それぞれ１ビット、４
ビット、６ビットのシフタで得る。

【００４８】すなわち、図２を参照して、前記所定の１
符号間隔Ｔ毎にパルスＡが含まれる入力信号Ｘ（ｎ）
は、相互に縦続接続され、図示しないクロック信号源か
らのクロック信号に応答して、前記１符号間隔Ｔだけ遅
延を行う遅延器Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４によって、順次
遅延されてゆく。したがって、遅延器Ｄ３からの出力を
現在のパルスＡ（ｎ）とすると、遅延器Ｄ４からの出力
は、１サンプル周期だけ前のパルスＡ（ｎ−１）とな
り、遅延器Ｄ１，Ｄ２からの出力は、それぞれ２サンプ
ル周期後のパルスＡ（ｎ＋２）および１サンプル周期後
のパルスＡ（ｎ＋１）となる。

【００４９】パルスＡ（ｎ＋２）に前記係数Ｈ１を乗算
するにあたって、式５で示すようにして得られた部分係
数にそれぞれ対応したシフタＳ１１，Ｓ１２が設けられ
ており、シフタＳ１１では、部分係数−０．０６２５に
対応したＬＳＢ側への４ビットシフトおよび（−１）の
乗算が行われ、シフタＳ１２では、部分係数−０．０１
５６２５に対応した６ビットシフトおよび（−１）の乗
算が行われる。シフタＳ１１，Ｓ１２からの出力は、加
算器Ｋ１で相互に加算され、これによってパルスＡ（ｎ
＋２）に係数Ｈ１が乗算された値を得ることができる。
なお、前記シフタＳ１１，Ｓ１２における（−１）の乗
算処理は、後述するように、加算器Ｋ１の入力側で対応
される。

【００５０】同様に、パルスＡ（ｎ−１）には、前記シ
フタＳ１１，Ｓ１２とそれぞれ同様のシフタＳ４１，Ｓ
４２によって、部分係数０．０６２５および０．０１５
６２５の乗算および（−１）の乗算が行われ、その乗算
結果が加算器Ｋ４で相互に加算されて、係数Ｈ４の乗算
値が求められる。

【００５１】これに対して、パルスＡ（ｎ＋１）には、
前記式６で示すようにして得られた部分係数に対応した
シフタＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３によって、それぞれＬＳ
Ｂ側に１ビット、４ビット、および６ビットのシフト処
理が行われ、加算器Ｋ２１，Ｋ２２によってそれらの乗
算値が相互に加算されて、係数Ｈ２の乗算値が求められ
る。同様に、パルスＡ（ｎ）に対しても、シフタＳ３
１，Ｓ３２，Ｓ３３によって、それぞれＬＳＢ側に１ビ
ット、４ビットおよび６ビットシフトされて乗算が行わ
れ、その乗算値が加算器Ｋ３１，Ｋ３２で相互に加算さ
れて、係数Ｈ３の乗算値が求められる。

【００５２】各加算器Ｋ１，Ｋ２２；Ｋ３２，Ｋ４から
の出力は、加算器Ｋ５１，Ｋ５２から加算器Ｋ５３で相
互に加算されて、補間パルスＢ（ｎ）が求められる。こ
の補間パルスＢ（ｎ）は、マルチプレクサ１２によっ
て、実入力パルスＡ（ｎ）に続いて内挿され、出力信号
Ｙ（ｎ）が得られる。

【００５３】マルチプレクサ１２は、前記符号間隔Ｔの
１／２周期毎のクロックで入力が切換えられ、こうして
マルチプレクサ１２の出力には、実入力パルスＡと補間
パルスＢとが交互に出力され、２倍オーバサンプリング
によるローパスフィルタリング出力が出力されることに
なる。

【００５４】なお、係数が１以上である場合には、シフ
タは入力データをＭＳＢ（Most Significant Bit）側に
シフトさせればよく、たとえば係数１．５の乗算値を得
る場合には、ＭＳＢ側に１ビットシフトした値、すなわ
ち係数２の乗算値と、シフトなしの係数１の乗算値との
加算値を求めればよい。

【００５５】図１は、本発明に係るデジタルフィルタ１
１を具体的に示すブロック図であり、図２と対応する部
分には、同一の参照符号を付してその説明を省略する。
注目すべきは、図１の構成では、相互に同一の係数Ｈ１
とＨ４とがそれぞれ乗算されるパルスＡ（ｎ＋２）とＡ
（ｎ−１）とが、予め加算器Ｋ６１で相互に加算された
後、前記係数Ｈ１（＝Ｈ４）の乗算処理を行うシフタＳ
１１，Ｓ１２に入力され、同様に、相互に同一の係数Ｈ
２とＨ３とがそれぞれ乗算されるパルスＡ（ｎ＋１）と
Ａ（ｎ）とが、予め加算器Ｋ６２で相互に加算された
後、前記係数Ｈ２（＝Ｈ３）の乗算処理を行うシフタＳ
２１，Ｓ２２，Ｓ２３に入力されることである。これに
よって、図２の構成に比べて、シフタ数を半減すること
ができる。

【００５６】また注目すべきは、各シフタＳ１１，Ｓ１
２；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３のシフト処理によって得ら
れた乗算値の加算処理を行うにあたって、絶対値が相互
に等しく、異符号の部分係数の乗算値同士から加算処理
が行われることである。すなわち、部分係数−０．０６
２５の乗算結果となるシフタＳ１１の出力と部分係数
０．０６２５の乗算結果となるシフタＳ２２の出力とが
加算器Ｋ７１で相互に加算され、同様に、部分係数−
０．０１５６２５の乗算結果となるシフタＳ１２の出力
と部分係数０．０１５６２５の乗算結果となるシフタＳ
２３の出力とが加算器Ｋ７２で相互に加算される。加算
器Ｋ７１，Ｋ７２からの出力と、シフタＳ２１からの出
力とは、加算器Ｋ８１，Ｋ８２によって順次加算され
て、前記補間パルスＢ（ｎ）が求められる。

【００５７】このように加算処理を異符号の乗算値同士
から行うことによって、オーバフローの発生を抑制し、
加算結果を終段まで正確に保存することができる。

【００５８】また、正の数と負の数との加算は、通常、
図５（ａ）で示すように、２の補数器を用いて、入力デ
ータを反転バッファ１５によって全ビットの極性を反転
した上で、加算器１６によって１を加算することで負数
を表現し、その後に加算器１７によって正の数との加算
値を求めることによって行われる。これに対して、本発
明のように異符号の係数の乗算値同士を加算することに
よって、図５（ｂ）で示すように、前記反転バッファ１
５による全ビットの反転データに、加算器１８によっ
て、直接、正の数を加算し、その加算器１８のキャリー
ビット入力から「１」を加算することによって、同様の
加算処理を実現することができる。

【００５９】したがって、前記加算器１６などの構成を
削減することができ、前記加算器Ｋ７１，Ｋ７２は、こ
のようにキャリービット入力から「１」を加算するよう
に構成されている。これによって、加算器Ｋ７１，Ｋ７
２はまた、前記シフタＳ１１，Ｓ１２側の入力を上述の
ように負数とすることによって、前記シフタＳ１１，Ｓ
１２における（−１）の乗算処理を代行しており、シフ
タＳ１１，Ｓ１２の構成が簡略化されている。

【００６０】上述のように構成されたデジタルフィルタ
１１において、たとえば入力パルスＡ（ｎ−１），Ａ
（ｎ），Ａ（ｎ＋１），Ａ（ｎ＋２）として、それぞれ
３，１，３，−１が入力された場合の各シフタＳ１１，
Ｓ１２；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３および加算器Ｋ６１，
Ｋ６２；Ｋ７１，Ｋ７２；Ｋ８１，Ｋ８２の出力を、図
６で示す。これに対して、前記パルスＡ（ｎ−１），Ａ
（ｎ），Ａ（ｎ＋１），Ａ（ｎ＋２）として、それぞれ
１，１，１，１、すなわち入力信号Ｘ（ｎ）を直流とし
た場合の各シフタＳ１１，Ｓ１２；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ
２３および加算器Ｋ６１，Ｋ６２；Ｋ７１，Ｋ７２；Ｋ
８１，Ｋ８２の出力は、図７で示すようになる。

【００６１】本発明では、２ビット以上のシフト処理を
行うシフタのシフト量と個数とを、正の係数側と負の係
数側とで相互に等しくしている。すなわち、４ビットシ
フトする負の係数のシフタＳ１１と正の係数のシフタＳ
２２とを対応させ、６ビットシフトする負の係数のシフ
タＳ１２と正の係数のシフタＳ２３とを対応させてい
る。

【００６２】これは、前記図４から、０＜α≦１．０の
任意の値で、ｔ／Ｔ＝０．５における係数Ｈ２（＝Ｈ
３）は、正で、かつその絶対値が０．５以上となり、ｔ
／Ｔ＝１．５の係数Ｈ１（＝Ｈ４）は、必ず負で、かつ
その絶対値が０．２５未満となり、係数Ｈ２に関するシ
フト量は、１ビットとさらに大きいシフト量との組み合
わせで近似でき、係数Ｈ１に関するシフト量は、３ビッ
トとさらに大きいシフト量との組み合わせで近似できる
ことを利用している。

【００６３】上述のように、図７で示すＡ（ｎ＋２）＝
Ａ（ｎ＋１）＝Ａ（ｎ）＝Ａ（ｎ−１）の直流入力を考
えると、補間パルスＢ（ｎ）は入力データと同じ値を取
るべきであるけれども、実際には無限のインパルス応答
を有限個で打ち切って近似しているので、同じ値にはな
らない。しかしながら、本発明のように、シフタＳ１
１，Ｓ１２；Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３および加算器Ｋ６
１，Ｋ６２；Ｋ７１，Ｋ７２；Ｋ８１，Ｋ８２によって
係数の乗算を行う構成の場合には、前述のように１ビッ
トシフト以外のシフタのシフト量と個数とを正の係数側
と負の係数側とで相互に等しく構成することによって、
１ビットシフト以外の項は打ち消し合って加算値が０に
なり、残った正の１ビットシフトの項を加算すると、
（１／２）×Ａ（ｎ＋１）＋（１／２）×Ａ（ｎ）＝Ｂ
（ｎ） …（７）となり、入力データと等しいデータ
が得られて、直流成分まで正確に保存することができ
る。

【００６４】したがって、係数のビット長を６ビットで
近似しているけれども、図７で示すように、補間パルス
Ｂ（ｎ）は１となって、直流成分まで正確に保存されて
おり、直流域からの応答特性を実現することができる。
この点、たとえばシフタＳ２３を７ビットシフトとする
と、該シフタＳ２３での部分係数は０．００７８１２５
となり、補間パルスＢ（ｎ）が０．９８４３７５となっ
てしまい、直流成分が保存されなくなってしまう。

【００６５】なお、係数をデジタル値で近似することに
よって生じる誤差は、シフタ数を増加するとともに、扱
うビット数を大きくすれば、小さくなることは言うまで
もない。

【００６６】図８は、本件発明者による上述のように構
成されたデジタルフィルタ１１の実験結果を示すスペク
トラム波形図である。図８（ｂ）で示すスペクトラムの
ベースバンド信号を、前記デジタルフィルタ１１を通過
させることによって、図８（ａ）で示すように、ほぼ２
０ｄＢ程度の帯域抑圧効果が得られており、狭帯域化さ
れていることが理解される。

【００６７】図９は、上述のように構成されるデジタル
フィルタの一使用例であるスペクトラム拡散通信を用い
た無線通信装置２１の概略的構成を示すブロック図であ
る。送信装置２２では、送信データは、拡散部２３に入
力されてスペクトラムの拡散が行われ、その後、本発明
に従う前記デジタルフィルタ１１に入力されて、スペク
トラムの狭帯域化が行われる。デジタルフィルタ１１か
らの出力は、デジタル／アナログ変換部２４でアナログ
信号に変換され、送信部２５において、たとえば３６値
ＱＡＭ変調され、増幅された後、アンテナ２６から送信
される。拡散部２３、デジタルフィルタ１１およびデジ
タル／アナログ変換部２４等の動作は、コントロール信
号発生部２７からのクロック信号によって制御される。

【００６８】受信装置３２では、アンテナ３３で受信さ
れた受信信号は、受信部３４において、増幅および復調
が行われる。復調された信号は、アナログ／デジタル変
換部３５でデジタル信号に変換され、さらに逆拡散部３
６において逆拡散処理が行われて、送信データに対応し
た符号間干渉のない忠実な受信データに復号される。前
記アナログ／デジタル変換部３５および逆拡散部３６等
の動作は、コントロール信号発生部３７からのクロック
信号によって制御される。

【００６９】このようなスペクトラム拡散通信を用いる
無線通信装置２１は、拡散によって、送信データの周波
数帯域よりも広い周波数帯域を使用してしまうので、本
発明に従うデジタルフィルタ１１を用いることで、符号
間干渉を生じることなく、拡散信号における不要な側波
帯成分を除去して狭帯域化を図ることができ、限られた
周波数帯域であっても、周波数多重化などで多くのチャ
ネルを確保することができ、周波数帯域を有効に活用す
ることができる。

【００７０】また、このような無線通信装置２１では、
拡散処理や逆拡散処理などのデジタル信号処理に多くの
回路が必要となるのに対して、本発明に従うデジタルフ
ィルタ１１は、回路規模が大きくなりがちなＦＩＲ型フ
ィルタを、ロールオフフィルタの特性に注目してタップ
数を限定し、また乗算処理をシフタと加算器とで実現す
る等の工夫によって、回路規模を大幅に削減することが
できるので、デジタル信号処理の集積回路に一体化する
ことができ、小型化、軽量化、低消費電力化、低コスト
化および開発期間の短縮化を図ることができる。

【００７１】なお、デジタルフィルタを用いて不要側波
帯成分の除去が行える従来技術の代表として、特開平６
−４６０９６号公報が挙げられる。しかしながら、この
従来技術は直交検波器の例であり、移動平均型フィルタ
（本件明細書の図１３と同様のフィルタ）において、重
み付け（本件の係数に対応）ためにメモリを用いてい
る。したがって、入力データに前記メモリで重み付け行
うだけであり、遅延器を順次通過しても、各データは前
記メモリでの乗算値のままであり、本発明のように、各
タップ出力に任意の係数を乗算するものではない。

【００７２】

【発明の効果】請求項１の発明に係るデジタルフィルタ
は、以上のように、タップ付きの遅延手段を複数段縦続
接続し、各タップからの出力に予め定める係数を乗算し
た後、相互に加算することによって補間サンプルを得る
ようにしたＦＩＲ型のデジタルフィルタにおいて、ロー
ルオフ率が０の理想フィルタ特性でない場合、前記係数
を分解した各部分係数に対応したシフト量でシフト動作
を行うシフタによって入力データをそれぞれシフトし、
各シフタからの出力を加算手段で加算することによっ
て、前記補間サンプルを作成する。

【００７３】それゆえ、構成の複雑な乗算器は不要とな
り、係数乗算回路の構成を大幅に簡略化することがで
き、部品点数、コスト、電力消費および開発期間等の削
減が可能となり、前記スペクトラム拡散通信によるデー
タ通信装置などで好適に用いることができる。

【００７４】また、請求項２の発明に係るデジタルフィ
ルタは、以上のように、タップ付きの遅延手段を複数段
縦続接続し、各タップからの出力に予め定める係数を乗
算した後、相互に加算することによって補間サンプルを
得るようにしたＦＩＲ型のデジタルフィルタにおいて、
ロールオフ率が０以外の場合には、ｔ／Ｔが或る程度大
きくなるとインパルス応答が収束することを利用して、
タップ数を、所望とするロールオフ率に対応したインパ
ルス応答のレベルに基づいて限定する。

【００７５】それゆえ、少ないタップ数で、必要なフィ
ルタリング特性を得ることができる。

【００７６】さらにまた、請求項３の発明に係るデジタ
ルフィルタは、以上のように、前記タップ数を、ロール
オフ率が０以外の任意の値で、インパルス応答がほぼ収
束する前記ｔ／Ｔが±４までに限定する。

【００７７】それゆえ、ロールオフ率が小さい場合に
も、実用上問題なくフィルタリングを行うことができ
る。

【００７８】また、請求項４の発明に係るデジタルフィ
ルタは、以上のように、ローパスフィルタを実現するに
あたって、正の係数に関するシフタと負の係数に関する
シフタとの間で、２ビット以上シフトするシフト量と個
数とを相互に等しくして、微小な係数分を正の係数側と
負の係数側とで相互に等しくする。

【００７９】それゆえ、係数が所定ビットで打切られて
いても、入力データに含まれる直流成分まで正確に保存
することができ、直流域から応答特性を有するローパス
フィルタを実現することができる。

【００８０】さらにまた、請求項５の発明に係るデジタ
ルフィルタは、以上のように、タップ係数の対称性を利
用して、相互に等しい係数が乗算されるタップ出力を、
加算手段で相互に加算した後、シフタでシフト処理す
る。

【００８１】それゆえ、シフタ数をほぼ１／２に削減す
ることができる。

【００８２】また、請求項６の発明に係るデジタルフィ
ルタは、以上のように、前記加算処理を、異符号の係数
同士で行う。

【００８３】それゆえ、計算途中でのオーバーフローの
発生を抑制し、加算結果を正しく保存した誤差のない出
力を得ることができる。

【００８４】また、通常、負の係数の乗算は、２の補数
器を用いて、正の係数のデータの全ビットの極性を反転
した上で、「１」を加算することによって行われ、こう
して求めた負の係数と他の正の係数との異符号の係数の
加算を、本発明では、加算器で負の係数の成分と正の係
数との加算を行った後、キャリービット入力から１を加
算することによって実現する。

【００８５】これによって、前記補数器のような加算器
が不要になり、構成を簡略化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態のデジタルフィルタの具
体的構成を示すブロック図である。

【図２】本発明に従うデジタルフィルタの基本的な考え
方を説明するためのブロック図である。

【図３】本発明の実施の一形態のデジタルフィルタの補
間データの計算方法を示す図である。

【図４】ロールオフフィルタのインパルス応答を示すグ
ラフである。

【図５】本発明および従来技術における負数の加算方法
を説明するためのブロック図である。

【図６】図１で示すデジタルフィルタの動作を説明する
ためのブロック図である。

【図７】図１で示すデジタルフィルタの動作を説明する
ためのブロック図である。

【図８】図１で示すデジタルフィルタによる狭帯域化の
効果を確認するための本件発明者の実験結果を示すスペ
クトラム波形図である。

【図９】図１で示すデジタルフィルタの一使用例の無線
通信装置の概略的構成を示すブロック図である。

【図１０】デジタル信号の側波帯の拡がりを説明するた
めの図である。

【図１１】ロールオフフィルタの伝達関数を説明するた
めのグラフである。

【図１２】ロールオフフィルタの動作を説明するための
波形図である。

【図１３】典型的な従来技術のデジタルフィルタの電気
的構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１１ デジタルフィルタ １２ マルチプレクサ １５ 反転バッファ １６，１７，１８ 加算器 ２１ 無線通信装置 ２２ 送信装置 ２３ 拡散部 ２４ デジタル／アナログ変換部 ２５ 送信部 ２６，３３ アンテナ ２７，３７ コントロール信号発生部 ３２ 受信装置 ３４ 受信部 ３５ アナログ／デジタル変換部 ３６ 逆拡散部 Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ 遅延器 Ｋ１；Ｋ２１，Ｋ２２；Ｋ３１，Ｋ３２；Ｋ４ 加算
器 Ｋ５１，Ｋ５２ 加算器 Ｋ５３ 加算器 Ｋ６１，Ｋ６２ 加算器 Ｋ７１，Ｋ７２ 加算器 Ｋ８１，Ｋ８２ 加算器 Ｓ１１，Ｓ１２ シフタ Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３ シフタ Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３ シフタ Ｓ４１，Ｓ４２ シフタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】タップ付きの遅延手段を複数段縦続接続
   し、各タップからの出力に予め定める係数を乗算した
   後、相互に加算することによって補間サンプルを得るよ
   うにした非巡回型のデジタルフィルタにおいて、 ロールオフ率が０でない場合、前記係数の乗算を、シフ
   タと、加算手段とによって実現することを特徴とするデ
   ジタルフィルタ。
2. 【請求項２】タップ付きの遅延手段を複数段縦続接続
   し、各タップからの出力に予め定める係数を乗算した
   後、相互に加算することによって補間サンプルを得るよ
   うにした非巡回型のデジタルフィルタにおいて、 タップ数を、所望とするロールオフ率に対応したインパ
   ルス応答のレベルに基づいて限定することを特徴とする
   デジタルフィルタ。
3. 【請求項３】前記タップ数を、ｔ／Ｔ（ｔ：サンプリン
   グ周期、Ｔ：符号間隔）が±４までに限定することを特
   徴とする請求項２記載のデジタルフィルタ。
4. 【請求項４】ローパスフィルタを実現するにあたって、
   正の係数に関するシフタと負の係数に関するシフタとの
   間で、２ビット以上シフトするシフト量と個数とを相互
   に等しくすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか
   に記載のデジタルフィルタ。
5. 【請求項５】相互に等しい係数が乗算されるタップ出力
   は、加算手段で相互に加算された後、シフタでシフト処
   理されることを特徴とする請求項４記載のデジタルフィ
   ルタ。
6. 【請求項６】前記加算処理を、異符号の係数同士で行う
   ことを特徴とする請求項５記載のデジタルフィルタ。