JPH11331120A - 搬送波周波数同期回路 - Google Patents
搬送波周波数同期回路Info
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- JPH11331120A JPH11331120A JP10133340A JP13334098A JPH11331120A JP H11331120 A JPH11331120 A JP H11331120A JP 10133340 A JP10133340 A JP 10133340A JP 13334098 A JP13334098 A JP 13334098A JP H11331120 A JPH11331120 A JP H11331120A
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- signal
- signals
- carrier
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ復調器用の搬送波周波数同期回路と
して、フェージング伝送路においても、搬送波周波数の
同期を精度良くとれるようにすること。 【解決手段】 搬送波周波数同期回路１０では、位相シ
フト検出回路１１1 〜１１L1において、ＦＦＴプロセッ
サ９７から出力された複数のパイロット信号Ｐ１〜ＰＬ
１に基づいて位相変化量をそれぞれ検出し、この検出結
果から同期確立のための周波数補正量を求める際に、各
パイロット信号Ｐ１〜ＰＬ１の受信レベルを検出して、
その検出された受信レベルの大きさに基づいて周波数補
正量を求める。
して、フェージング伝送路においても、搬送波周波数の
同期を精度良くとれるようにすること。 【解決手段】 搬送波周波数同期回路１０では、位相シ
フト検出回路１１1 〜１１L1において、ＦＦＴプロセッ
サ９７から出力された複数のパイロット信号Ｐ１〜ＰＬ
１に基づいて位相変化量をそれぞれ検出し、この検出結
果から同期確立のための周波数補正量を求める際に、各
パイロット信号Ｐ１〜ＰＬ１の受信レベルを検出して、
その検出された受信レベルの大きさに基づいて周波数補
正量を求める。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、搬送波周波数同期回路
に関し、詳細には、直交周波数分割多重されて送信され
たマルチキャリア信号を受信して復調する復調器に適用
される搬送波周波数同期回路に関するものである。
に関し、詳細には、直交周波数分割多重されて送信され
たマルチキャリア信号を受信して復調する復調器に適用
される搬送波周波数同期回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線通信でビット幅の短い高
速データを伝送しようとすると、建物などに反射して受
信機に到来する遅延波が数〜数十シンボル遅れて受信さ
れる。このため、シンボル間で干渉が生じて周波数選択
性フェージングが発生する。周波数選択性フェージング
は受信波形を著しく歪ませて伝送特性を大きく劣化させ
る。このフェージング対策の一つの方式にマルチキャリ
ア伝送と呼ばれる方式がある。
速データを伝送しようとすると、建物などに反射して受
信機に到来する遅延波が数〜数十シンボル遅れて受信さ
れる。このため、シンボル間で干渉が生じて周波数選択
性フェージングが発生する。周波数選択性フェージング
は受信波形を著しく歪ませて伝送特性を大きく劣化させ
る。このフェージング対策の一つの方式にマルチキャリ
ア伝送と呼ばれる方式がある。
【０００３】マルチキャリア伝送では、送信側において
高速データを直並列変換してビット幅の長い複数の低速
データに変換した後に複数の搬送波（サブキャリア）を
変調して送信する伝送形態がとられる。受信側では、各
サブキャリアの受信信号を復調した後に並直列変換して
復調データを得る処理が行われる。これにより、シンボ
ル間干渉の発生が阻止される。ここで、「直交周波数分
割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）」と呼ばれる方式は、このマルチキャリア
伝送を実現する一つの方式である。
高速データを直並列変換してビット幅の長い複数の低速
データに変換した後に複数の搬送波（サブキャリア）を
変調して送信する伝送形態がとられる。受信側では、各
サブキャリアの受信信号を復調した後に並直列変換して
復調データを得る処理が行われる。これにより、シンボ
ル間干渉の発生が阻止される。ここで、「直交周波数分
割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）」と呼ばれる方式は、このマルチキャリア
伝送を実現する一つの方式である。
【０００４】ＯＦＤＭ伝送方式に関しては、文献１“Ｏ
ＦＤＭディジタル伝送方式”、中原俊二、ＩＴＵジャー
ナル、Vol.27、No.1に詳しく記されている。図９には、
上記文献１に示されているＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復
調器間の関係を表す一般的な構成が示されている。図９
において、８はＯＦＤＭ変調器であり、９はＯＦＤＭ復
調器である。ＯＦＤＭ変調器８は、直並列変換器８１、
ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）プロセッサ８２、Ｄ／
Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
８４ａ，８４ｂ、ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器
８６、搬送波発振器８７、および、加算器８８を備えて
いる。また、ＯＦＤＭ復調器９は、ＢＰＦ（バンドパス
フィルタ）９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器
９３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂ、Ａ／
Ｄ変換器９６ａ，９６ｂ、１７はＦＦＴ（高速フーリエ
変換）プロセッサ９７、および、並直列変換器９８を備
えている。
ＦＤＭディジタル伝送方式”、中原俊二、ＩＴＵジャー
ナル、Vol.27、No.1に詳しく記されている。図９には、
上記文献１に示されているＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復
調器間の関係を表す一般的な構成が示されている。図９
において、８はＯＦＤＭ変調器であり、９はＯＦＤＭ復
調器である。ＯＦＤＭ変調器８は、直並列変換器８１、
ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）プロセッサ８２、Ｄ／
Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
８４ａ，８４ｂ、ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器
８６、搬送波発振器８７、および、加算器８８を備えて
いる。また、ＯＦＤＭ復調器９は、ＢＰＦ（バンドパス
フィルタ）９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器
９３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂ、Ａ／
Ｄ変換器９６ａ，９６ｂ、１７はＦＦＴ（高速フーリエ
変換）プロセッサ９７、および、並直列変換器９８を備
えている。
【０００５】つづいて、ＯＦＤＭ伝送方式の概要を説明
する。図１０には、送信シンボルのフォーマットが示さ
れている。まず、図９に示されたＯＦＤＭ変調器８の構
成を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調器８では、図１０
（ａ）に示したように、直列に並んだＮ（Ｎは自然数）
個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、直並列変換器８１に
よって並列に並べ替えられる。
する。図１０には、送信シンボルのフォーマットが示さ
れている。まず、図９に示されたＯＦＤＭ変調器８の構
成を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調器８では、図１０
（ａ）に示したように、直列に並んだＮ（Ｎは自然数）
個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、直並列変換器８１に
よって並列に並べ替えられる。
【０００６】このとき、直列に並んだ送信シンボルの幅
をＴとすると、直並列変換器８１から出力される並列に
並んだシンボルの幅Ｔｓは、図１０（ｂ）に示すよう
に、Ｎ×Ｔとなって、シンボル幅がＮ倍に広がる。ここ
で、送信シンボルＣK （k=0 〜N-1）は一般的に、ａK
＋ｊｂK の形で表されて、その位相と振幅が送信するデ
ータに応じて変化する。ａK 、ｂK の値は採用する変調
方式により異なり、たとえばＱＰＳＫの場合には送信デ
ータに応じて±１のいずれかの値をとり、その位相がπ
／４、３π／４、−３π／４、−π／４の４とおりをと
る。
をＴとすると、直並列変換器８１から出力される並列に
並んだシンボルの幅Ｔｓは、図１０（ｂ）に示すよう
に、Ｎ×Ｔとなって、シンボル幅がＮ倍に広がる。ここ
で、送信シンボルＣK （k=0 〜N-1）は一般的に、ａK
＋ｊｂK の形で表されて、その位相と振幅が送信するデ
ータに応じて変化する。ａK 、ｂK の値は採用する変調
方式により異なり、たとえばＱＰＳＫの場合には送信デ
ータに応じて±１のいずれかの値をとり、その位相がπ
／４、３π／４、−３π／４、−π／４の４とおりをと
る。
【０００７】直並列変換器８１から出力されるＮ個のシ
ンボルＣ0 〜ＣN-1 は、ＩＦＦＴプロセッサ８２によっ
て逆フーリエ変換の処理を施され、その結果、送信ベー
スバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとが生成され
る。ＩＦＦＴプロセッサ８２から出力される同相成分信
号Ｉ，直交成分信号Ｑは、それぞれＤ／Ａ変換器８３
ａ，８３ｂによりアナログ信号に変換された後に、ＬＰ
Ｆ８４ａ，８４ｂで不要な高調波成分が除去される。Ｌ
ＰＦ８４ａ，８４ｂからの出力信号は、それぞれミクサ
８５ａ，８５ｂに入力され、それぞれＩＦ（Intermedia
te Frequency：中間周波数）信号に変換される。
ンボルＣ0 〜ＣN-1 は、ＩＦＦＴプロセッサ８２によっ
て逆フーリエ変換の処理を施され、その結果、送信ベー
スバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとが生成され
る。ＩＦＦＴプロセッサ８２から出力される同相成分信
号Ｉ，直交成分信号Ｑは、それぞれＤ／Ａ変換器８３
ａ，８３ｂによりアナログ信号に変換された後に、ＬＰ
Ｆ８４ａ，８４ｂで不要な高調波成分が除去される。Ｌ
ＰＦ８４ａ，８４ｂからの出力信号は、それぞれミクサ
８５ａ，８５ｂに入力され、それぞれＩＦ（Intermedia
te Frequency：中間周波数）信号に変換される。
【０００８】ＬＰＦ８４ａの出力信号は、ミクサ８５ａ
において、ミクサ８５ａのもう一方の入力端子に入力さ
れている搬送波発振器８７の出力信号と乗積される。Ｌ
ＰＦ８４ｂの出力信号は、ミクサ８５ｂにおいて、ミク
サ８５ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２
移相器８６の出力信号と乗積される。π／２移相器８６
は、搬送波発振器８７の出力信号を入力して、その出力
信号の位相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミ
クサ８５ａ，８５ｂから出力された信号は加算器８８で
加算される。加算器８８から出力される送信ＩＦ信号
は、一般の送信機と同様に、後段の周波数変換回路（図
示せず）によって所望のＲＦ（Radio Frequency ）信号
に変換された後にアンテナ（図示せず）から送出され
る。
において、ミクサ８５ａのもう一方の入力端子に入力さ
れている搬送波発振器８７の出力信号と乗積される。Ｌ
ＰＦ８４ｂの出力信号は、ミクサ８５ｂにおいて、ミク
サ８５ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２
移相器８６の出力信号と乗積される。π／２移相器８６
は、搬送波発振器８７の出力信号を入力して、その出力
信号の位相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミ
クサ８５ａ，８５ｂから出力された信号は加算器８８で
加算される。加算器８８から出力される送信ＩＦ信号
は、一般の送信機と同様に、後段の周波数変換回路（図
示せず）によって所望のＲＦ（Radio Frequency ）信号
に変換された後にアンテナ（図示せず）から送出され
る。
【０００９】上述のＯＦＤＭ変調器８の構成において、
Ｄ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ８４ａ，８４ｂ、
ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器８６、搬送波発振
器８７および加算器８８から構成される部分は、一般的
な変調器の直交変調部と同一構成である。したがって、
ＯＦＤＭ変調器８の特徴的な部分は、直並列変換器８１
およびＩＦＦＴプロセッサ８２である。ここで、ＩＦＦ
Ｔプロセッサ８２が行う逆フーリエ変換処理は、周波数
軸上の信号を時間軸上の信号に変換する処理である。
Ｄ／Ａ変換器８３ａ，８３ｂ、ＬＰＦ８４ａ，８４ｂ、
ミクサ８５ａ，８５ｂ、π／２移相器８６、搬送波発振
器８７および加算器８８から構成される部分は、一般的
な変調器の直交変調部と同一構成である。したがって、
ＯＦＤＭ変調器８の特徴的な部分は、直並列変換器８１
およびＩＦＦＴプロセッサ８２である。ここで、ＩＦＦ
Ｔプロセッサ８２が行う逆フーリエ変換処理は、周波数
軸上の信号を時間軸上の信号に変換する処理である。
【００１０】したがって、ＩＦＦＴプロセッサ８２に入
力されるＮ個の送信シンボルシンボルＣ0 〜ＣN-1 は、
周波数軸上に並んだＮ個の信号と見なすことができる。
すなわち、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 によって
各Ｎ個の搬送波（サブキャリア）を変調するというマル
チキャリア伝送における変調処理を、ＯＦＤＭ方式では
ＩＦＦＴプロセッサ８２によって実現している。
力されるＮ個の送信シンボルシンボルＣ0 〜ＣN-1 は、
周波数軸上に並んだＮ個の信号と見なすことができる。
すなわち、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 によって
各Ｎ個の搬送波（サブキャリア）を変調するというマル
チキャリア伝送における変調処理を、ＯＦＤＭ方式では
ＩＦＦＴプロセッサ８２によって実現している。
【００１１】図１１はＯＦＤＭ変調器８から出力される
送信ＩＦ信号のスペクトルを表す図である。図１１にお
いて、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 により変調さ
れた各Ｎ個のサブキャリアＷ0 〜ＷN-1 が周波数軸上に
並ぶ様子が示されている。ここで、サブキャリアの間隔
は１／Ｔｓと小さくなるので、隣接するサブキャリア同
士がオーバーラップする点がＯＦＤＭ方式の特徴であ
る。
送信ＩＦ信号のスペクトルを表す図である。図１１にお
いて、各Ｎ個の送信シンボルＣ0 〜ＣN-1 により変調さ
れた各Ｎ個のサブキャリアＷ0 〜ＷN-1 が周波数軸上に
並ぶ様子が示されている。ここで、サブキャリアの間隔
は１／Ｔｓと小さくなるので、隣接するサブキャリア同
士がオーバーラップする点がＯＦＤＭ方式の特徴であ
る。
【００１２】つぎに、ＯＦＤＭ方式における復調動作を
図９に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９の構成を用いて
説明する。アンテナ（図示せず）によって受信されたＲ
Ｆ信号は、一般の受信機と同様に周波数変換回路（図示
せず）によって受信ＩＦ信号に変換される。受信ＩＦ信
号はまずＢＰＦ９１に入力される。このＢＰＦ９１は受
信ＩＦ信号に含まれる不要な周波数成分を除去する。
図９に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９の構成を用いて
説明する。アンテナ（図示せず）によって受信されたＲ
Ｆ信号は、一般の受信機と同様に周波数変換回路（図示
せず）によって受信ＩＦ信号に変換される。受信ＩＦ信
号はまずＢＰＦ９１に入力される。このＢＰＦ９１は受
信ＩＦ信号に含まれる不要な周波数成分を除去する。
【００１３】ＢＰＦ９１の出力信号は２分岐されて、そ
れぞれミクサ９２ａ，９２ｂに入力される。ＢＰＦ９１
から出力後に２分岐された一方の信号は、ミクサ９２ａ
において、ミクサ９２ａのもう一方の入力端子に入力さ
れている搬送波発振器９４の出力信号と乗積される。ミ
クサ９２ａの出力信号はＬＰＦ１５ａに入力されて不要
な高調波成分が除去されてベースバンド信号の同相成分
となる。
れぞれミクサ９２ａ，９２ｂに入力される。ＢＰＦ９１
から出力後に２分岐された一方の信号は、ミクサ９２ａ
において、ミクサ９２ａのもう一方の入力端子に入力さ
れている搬送波発振器９４の出力信号と乗積される。ミ
クサ９２ａの出力信号はＬＰＦ１５ａに入力されて不要
な高調波成分が除去されてベースバンド信号の同相成分
となる。
【００１４】また、ＢＰＦ９１の出力後に２分岐された
もう一方の信号は、ミクサ９２ｂにおいて、ミクサ９２
ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２移相器
９３の出力信号と乗積される。π／２移相器９３は搬送
波発振器９４の出力信号を入力して、その出力信号の位
相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミクサ９２
ｂの出力信号はＬＰＦ９５ｂに入力され、そこで不要な
高調波成分が除去されてベースバンド信号の直交成分と
なる。ＬＰＦ９５ａ，９５ｂの出力信号はそれぞれＡ／
Ｄ変換器９６ａ，９６ｂに入力されてディジタル信号に
変換された後、ＦＦＴプロセッサ９７に入力される。
もう一方の信号は、ミクサ９２ｂにおいて、ミクサ９２
ｂのもう一方の入力端子に入力されているπ／２移相器
９３の出力信号と乗積される。π／２移相器９３は搬送
波発振器９４の出力信号を入力して、その出力信号の位
相をπ／２だけシフトした信号を出力する。ミクサ９２
ｂの出力信号はＬＰＦ９５ｂに入力され、そこで不要な
高調波成分が除去されてベースバンド信号の直交成分と
なる。ＬＰＦ９５ａ，９５ｂの出力信号はそれぞれＡ／
Ｄ変換器９６ａ，９６ｂに入力されてディジタル信号に
変換された後、ＦＦＴプロセッサ９７に入力される。
【００１５】ＦＦＴプロセッサ９７は、入力された同相
成分の信号Ｉおよび直交成分の信号Ｑに対してフーリエ
変換処理を行い、Ｎ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 を出
力する。ＦＦＴプロセッサ９７から出力された信号すな
わち並列に並んだＮ個の復調シンボルは、並直列変換器
９８によって直列に並んだＮ個の復調シンボルに変換さ
れてＯＦＤＭ復調器９から出力される。
成分の信号Ｉおよび直交成分の信号Ｑに対してフーリエ
変換処理を行い、Ｎ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 を出
力する。ＦＦＴプロセッサ９７から出力された信号すな
わち並列に並んだＮ個の復調シンボルは、並直列変換器
９８によって直列に並んだＮ個の復調シンボルに変換さ
れてＯＦＤＭ復調器９から出力される。
【００１６】上述のＯＦＤＭ復調器９の構成において、
ＢＰＦ９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器９
３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂおよびＡ
／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂから構成される部分は、一般
的な復調器の準同期検波部としてよく採用される構成と
同一である。したがって、ＯＦＤＭ復調器９の特徴的な
部分は、ＦＦＴプロセッサ９７および並直列変換器９８
である。これら２つの部分によって、ＯＦＤＭ変調器８
における直並列変換器８１およびＩＦＦＴプロセッサ８
２で行った処理の逆の処理を行い、送信シンボルを再生
している。
ＢＰＦ９１、ミクサ９２ａ，９２ｂ、π／２移相器９
３、搬送波発振器９４、ＬＰＦ９５ａ，９５ｂおよびＡ
／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂから構成される部分は、一般
的な復調器の準同期検波部としてよく採用される構成と
同一である。したがって、ＯＦＤＭ復調器９の特徴的な
部分は、ＦＦＴプロセッサ９７および並直列変換器９８
である。これら２つの部分によって、ＯＦＤＭ変調器８
における直並列変換器８１およびＩＦＦＴプロセッサ８
２で行った処理の逆の処理を行い、送信シンボルを再生
している。
【００１７】すなわち、ＩＦＦＴされた信号に対してＦ
ＦＴ処理を施せば、ＦＦＴ処理後の信号はＩＦＦＴする
前の元の信号が得られるので、ＦＦＴプロセッサ９７か
ら出力されるＮ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、送信
シンボルＣ0 〜ＣN-1 と一致する。すなわち、Ｎ個の変
調波を復調するというマルチキャリア伝送における復調
処理を、ＯＦＤＭ方式ではＦＦＴプロセッサ９７によっ
て実現している。
ＦＴ処理を施せば、ＦＦＴ処理後の信号はＩＦＦＴする
前の元の信号が得られるので、ＦＦＴプロセッサ９７か
ら出力されるＮ個の復調シンボルＣ0 〜ＣN-1 は、送信
シンボルＣ0 〜ＣN-1 と一致する。すなわち、Ｎ個の変
調波を復調するというマルチキャリア伝送における復調
処理を、ＯＦＤＭ方式ではＦＦＴプロセッサ９７によっ
て実現している。
【００１８】前述のとおり、ＯＦＤＭ方式では、各サブ
キャリアの周波数間隔は１／Ｔｓであるが、一般に、こ
のサブキャリア間隔１／Ｔｓは数ｋＨｚ程度と小さい。
すると、搬送波発振器８７と９４の発振周波数の差（周
波数オフセット）が問題となる。搬送波周波数にオフセ
ットが存在すると、ＯＦＤＭ復調器９においてサブキャ
リア間で干渉が発生する。
キャリアの周波数間隔は１／Ｔｓであるが、一般に、こ
のサブキャリア間隔１／Ｔｓは数ｋＨｚ程度と小さい。
すると、搬送波発振器８７と９４の発振周波数の差（周
波数オフセット）が問題となる。搬送波周波数にオフセ
ットが存在すると、ＯＦＤＭ復調器９においてサブキャ
リア間で干渉が発生する。
【００１９】すなわち、送信側でサブキャリアｋで送信
したシンボルＣK が、搬送波周波数オフセットにより、
受信側では、…ｋ−１、ｋ、ｋ＋１、…というように、
本来のサブキャリアｋの周辺のサブキャリアにも混入し
てしまうので、複数の送信シンボルがお互いに干渉して
伝送特性が著しく劣化してしまう。したがって、ＯＦＤ
Ｍ復調器９では、搬送波発振器９４の発振周波数を搬送
波発振器８７の発振周波数すなわち受信ＩＦ信号の搬送
波周波数に一致させるための搬送波周波数同期回路が必
要となる。
したシンボルＣK が、搬送波周波数オフセットにより、
受信側では、…ｋ−１、ｋ、ｋ＋１、…というように、
本来のサブキャリアｋの周辺のサブキャリアにも混入し
てしまうので、複数の送信シンボルがお互いに干渉して
伝送特性が著しく劣化してしまう。したがって、ＯＦＤ
Ｍ復調器９では、搬送波発振器９４の発振周波数を搬送
波発振器８７の発振周波数すなわち受信ＩＦ信号の搬送
波周波数に一致させるための搬送波周波数同期回路が必
要となる。
【００２０】そこで、従来の搬送波周波数同期回路を説
明する。図１２は、文献２“ＯＦＤＭにおけるガード期
間を利用した新しい周波数同期方式の検討”、関 隆
史、多賀 昇、石川 達也、テレビジョン学会技術報
告、Vol.19、No.38 、pp. 13-18（1995）に示された、
従来の搬送波周波数同期回路を備えたＯＦＤＭ復調器の
構成図である。図９に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９
と同じ部分には同一符号を付して説明を省略する。
明する。図１２は、文献２“ＯＦＤＭにおけるガード期
間を利用した新しい周波数同期方式の検討”、関 隆
史、多賀 昇、石川 達也、テレビジョン学会技術報
告、Vol.19、No.38 、pp. 13-18（1995）に示された、
従来の搬送波周波数同期回路を備えたＯＦＤＭ復調器の
構成図である。図９に示した一般的なＯＦＤＭ復調器９
と同じ部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２１】図１２に示したＯＦＤＭ復調器には、前述
の搬送波発振器９４に替わって発振周波数を可変にする
搬送波発振器９９が設けられるとともに、その搬送波発
振器９９の発振周波数を制御電圧に応じて可変させる搬
送波周波数同期回路１００が追加される。この搬送波周
波数同期回路１００は、入力された信号を１シンボル時
間（＝Ｔｓ）だけ遅延して出力する遅延回路１０１、Ａ
／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号と遅延回路１０１
の出力信号とを入力し、これらの信号の相関値を求めて
その結果を出力する相関器１０２、相関器１０２の出力
信号を入力してその信号の位相を検出する位相検出回路
１０３、位相検出回路１０３の出力信号をシンボル周期
でサンプリングするラッチ１０４、および、ラッチ１０
４の出力信号から不要な雑音成分を除去して出力するＬ
Ｆ（ループフィルタ）１０５を備えている。ここで、Ｌ
Ｆ１０５の出力信号は電圧制御搬送波発振器９９の発振
周波数を制御する電圧となる。
の搬送波発振器９４に替わって発振周波数を可変にする
搬送波発振器９９が設けられるとともに、その搬送波発
振器９９の発振周波数を制御電圧に応じて可変させる搬
送波周波数同期回路１００が追加される。この搬送波周
波数同期回路１００は、入力された信号を１シンボル時
間（＝Ｔｓ）だけ遅延して出力する遅延回路１０１、Ａ
／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号と遅延回路１０１
の出力信号とを入力し、これらの信号の相関値を求めて
その結果を出力する相関器１０２、相関器１０２の出力
信号を入力してその信号の位相を検出する位相検出回路
１０３、位相検出回路１０３の出力信号をシンボル周期
でサンプリングするラッチ１０４、および、ラッチ１０
４の出力信号から不要な雑音成分を除去して出力するＬ
Ｆ（ループフィルタ）１０５を備えている。ここで、Ｌ
Ｆ１０５の出力信号は電圧制御搬送波発振器９９の発振
周波数を制御する電圧となる。
【００２２】上記相関器１０２は、入力信号の複素共役
を出力する共役回路１０２ｂ、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９
６ｂの出力信号と共役回路１０２ｂの出力信号との複素
乗算を行いその結果を出力する複素乗算器１０２ａ、お
よび、複素乗算器１０２ａの出力信号の移動平均を求め
てその結果を出力する移動平均回路１０２ｃを備えてい
る。
を出力する共役回路１０２ｂ、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９
６ｂの出力信号と共役回路１０２ｂの出力信号との複素
乗算を行いその結果を出力する複素乗算器１０２ａ、お
よび、複素乗算器１０２ａの出力信号の移動平均を求め
てその結果を出力する移動平均回路１０２ｃを備えてい
る。
【００２３】つぎに、上記搬送波周波数同期回路１００
の動作を説明する。図１２に示した搬送波周波数同期回
路１００では、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号
（ディジタル化された受信ベースバンド信号）はそれぞ
れ２分岐されて、一方の出力信号は相関器１０２に入力
され、もう一方は遅延回路１０１に入力されて１シンボ
ル時間（＝Ｔｓ）だけ遅延される。相関器１０２では、
共役回路１０２ｂ、複素乗算器１０２ａおよび移動平均
回路１０２ｃによって入力信号の相関が求められる。す
なわち、現在受信されているベースバンド信号と、Ｔｓ
時間前に受信されたベースバンド信号の相関が求められ
る。
の動作を説明する。図１２に示した搬送波周波数同期回
路１００では、Ａ／Ｄ変換器９６ａ，９６ｂの出力信号
（ディジタル化された受信ベースバンド信号）はそれぞ
れ２分岐されて、一方の出力信号は相関器１０２に入力
され、もう一方は遅延回路１０１に入力されて１シンボ
ル時間（＝Ｔｓ）だけ遅延される。相関器１０２では、
共役回路１０２ｂ、複素乗算器１０２ａおよび移動平均
回路１０２ｃによって入力信号の相関が求められる。す
なわち、現在受信されているベースバンド信号と、Ｔｓ
時間前に受信されたベースバンド信号の相関が求められ
る。
【００２４】上記搬送波周波数同期回路１００が、送信
されるベースバンド信号に繰り返し成分が挿入されてい
ることを利用した回路であることから、ここで、送信さ
れるベースバンド信号に挿入される繰り返し成分につい
て説明を補足する。図１３には、送信ベースバンド信号
波形の同相成分が示され、図１４には、受信ベースバン
ド信号の遅延と相関値との関係が示されている。この同
相成分は図９に示したＯＦＤＭ変調器８のＤ／Ａ変換器
８３ａの出力信号波形であり、かつ、図１２に示したＯ
ＦＤＭ復調器におけるＡ／Ｄ変換器１６ａの出力を信号
変換したものである。
されるベースバンド信号に繰り返し成分が挿入されてい
ることを利用した回路であることから、ここで、送信さ
れるベースバンド信号に挿入される繰り返し成分につい
て説明を補足する。図１３には、送信ベースバンド信号
波形の同相成分が示され、図１４には、受信ベースバン
ド信号の遅延と相関値との関係が示されている。この同
相成分は図９に示したＯＦＤＭ変調器８のＤ／Ａ変換器
８３ａの出力信号波形であり、かつ、図１２に示したＯ
ＦＤＭ復調器におけるＡ／Ｄ変換器１６ａの出力を信号
変換したものである。
【００２５】図１３に示すように、送信ベースバンド信
号の先頭部分には幅がＴｇのガードインターバルと呼ば
れる期間があり、この期間には送信ベースバンド信号の
末尾部分の幅Ｔｇの波形と同一波形がコピーされて挿入
されている。ガードインターバルを除く部分は有効シン
ボルと呼ばれている。ガードインターバルは、遅延波の
影響を低減する目的のために挿入されるものである。図
１２に示した従来の搬送波周波数同期回路１００は、こ
のガードインターバルの波形と、有効シンボルの末尾部
分の波形が同一である点を利用して搬送波周波数の同期
をとる回路である。
号の先頭部分には幅がＴｇのガードインターバルと呼ば
れる期間があり、この期間には送信ベースバンド信号の
末尾部分の幅Ｔｇの波形と同一波形がコピーされて挿入
されている。ガードインターバルを除く部分は有効シン
ボルと呼ばれている。ガードインターバルは、遅延波の
影響を低減する目的のために挿入されるものである。図
１２に示した従来の搬送波周波数同期回路１００は、こ
のガードインターバルの波形と、有効シンボルの末尾部
分の波形が同一である点を利用して搬送波周波数の同期
をとる回路である。
【００２６】すなわち、受信されたガードインターバル
の部分の波形と有効シンボルの末尾部分の波形は同一で
あるから強い相関を示すので、受信ベースバンド信号を
２つに分岐して、片方をＴｓ時間だけ遅延させて相関を
とれば、図１４に示すように、Ｔｓ時間毎に大きな相関
出力を得ることができる。この相関出力には以下の説明
のように搬送波周波数オフセットの成分が含まれてい
る。従来の方式はこの成分を検出して搬送波周波数の同
期をとっている。
の部分の波形と有効シンボルの末尾部分の波形は同一で
あるから強い相関を示すので、受信ベースバンド信号を
２つに分岐して、片方をＴｓ時間だけ遅延させて相関を
とれば、図１４に示すように、Ｔｓ時間毎に大きな相関
出力を得ることができる。この相関出力には以下の説明
のように搬送波周波数オフセットの成分が含まれてい
る。従来の方式はこの成分を検出して搬送波周波数の同
期をとっている。
【００２７】図１４において、受信ベースバンド信号の
ガードインターバルの部分Ａ１の信号ｒＡ１（ｔ）を複
素数で表現すると次式（１）のように表すことができ
る。
ガードインターバルの部分Ａ１の信号ｒＡ１（ｔ）を複
素数で表現すると次式（１）のように表すことができ
る。
【００２８】
【数１】
【００２９】ここで、ρ（ｔ）は包絡線、θ（ｔ）は位
相である。一方、Ｔｓ時間後に受信されるＡ２の部分の
信号ｒＡ２（ｔ）は、Ａ１の部分と同一波形が搬送波周
波数オフセットによって位相回転したものになり、次式
（２）のように表すことができる。
相である。一方、Ｔｓ時間後に受信されるＡ２の部分の
信号ｒＡ２（ｔ）は、Ａ１の部分と同一波形が搬送波周
波数オフセットによって位相回転したものになり、次式
（２）のように表すことができる。
【００３０】
【数２】
【００３１】ここで、Δｆは搬送波周波数オフセットで
ある。上式（１）で表される信号は搬送波周波数同期回
路１００の構成における遅延回路１０１の出力信号に対
応し、上式（２）で表される信号はＡ／Ｄ変換器９６
ａ，９６ｂの出力信号に対応している。共役回路１０２
ｂの出力は、上式（１）の信号の複素共役信号となるの
で次式（３）となる。
ある。上式（１）で表される信号は搬送波周波数同期回
路１００の構成における遅延回路１０１の出力信号に対
応し、上式（２）で表される信号はＡ／Ｄ変換器９６
ａ，９６ｂの出力信号に対応している。共役回路１０２
ｂの出力は、上式（１）の信号の複素共役信号となるの
で次式（３）となる。
【００３２】
【数３】
【００３３】ここで、上式（３）中の＊は複素共役を表
す。複素乗算器１０２ａの出力信号は、上式（２）およ
び（３）の積であるから、次式（４）となる。
す。複素乗算器１０２ａの出力信号は、上式（２）およ
び（３）の積であるから、次式（４）となる。
【００３４】
【数４】
【００３５】上式（４）には搬送波周波数オフセットΔ
ｆが含まれているので、この搬送波周波数オフセットΔ
ｆが後段の回路で検出される。移動平均回路１０２ｃ
は、ガードインターバル期間Ｔｇ分の入力信号の平均を
とるので、その移動平均回路１０２ｃの出力信号は次式
（５）で表される。
ｆが含まれているので、この搬送波周波数オフセットΔ
ｆが後段の回路で検出される。移動平均回路１０２ｃ
は、ガードインターバル期間Ｔｇ分の入力信号の平均を
とるので、その移動平均回路１０２ｃの出力信号は次式
（５）で表される。
【００３６】
【数５】
【００３７】ここで、Ｙはρ（ｔ）2 がＴｇ時間に渡っ
て平均された値であり、ほぼ一定値となる。位相検出回
路１０３では上式（５）で表される信号の位相が検出さ
れる。したがって、位相検出回路２４の出力信号は２π
ΔｆＴｓとなるので、搬送波周波数オフセットΔｆに比
例した信号が得られる。この２πΔｆＴｓが搬送波周波
数同期のための誤差信号として用いられる。この誤差信
号は、図１４に示したように、相関値がピークの時点で
得られるので、ラッチ１０４によりシンボル周期でサン
プリングされる。
て平均された値であり、ほぼ一定値となる。位相検出回
路１０３では上式（５）で表される信号の位相が検出さ
れる。したがって、位相検出回路２４の出力信号は２π
ΔｆＴｓとなるので、搬送波周波数オフセットΔｆに比
例した信号が得られる。この２πΔｆＴｓが搬送波周波
数同期のための誤差信号として用いられる。この誤差信
号は、図１４に示したように、相関値がピークの時点で
得られるので、ラッチ１０４によりシンボル周期でサン
プリングされる。
【００３８】ラッチ１０４の出力信号はＬＦ１０５によ
って不要な雑音成分が除去されて電圧制御搬送波発振器
９９の制御電圧として使われる。電圧制御搬送波発振器
９９は、制御電圧が正電圧の場合には出力周波数を小さ
くし、逆に負電圧の場合には大きくする。よって、Δｆ
＞０の場合には発振周波数を小さく補正し、Δｆ＜０の
場合には大きく補正することから、上記誤差信号は補正
量を表すことになる。このようにして、搬送波周波数オ
フセットΔｆが０になるように制御が行われ、搬送波周
波数の同期が確立される。
って不要な雑音成分が除去されて電圧制御搬送波発振器
９９の制御電圧として使われる。電圧制御搬送波発振器
９９は、制御電圧が正電圧の場合には出力周波数を小さ
くし、逆に負電圧の場合には大きくする。よって、Δｆ
＞０の場合には発振周波数を小さく補正し、Δｆ＜０の
場合には大きく補正することから、上記誤差信号は補正
量を表すことになる。このようにして、搬送波周波数オ
フセットΔｆが０になるように制御が行われ、搬送波周
波数の同期が確立される。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】以上の搬送波周波数回
路では、フェージングが発生した場合、受信信号のレベ
ルすなわち受信レベルが変動するため、その受信レベル
の大小は周波数毎に異なってくる。この点を図１５を参
照して説明する。図１５にはフェージングが発生してい
る伝送路の周波数特性と、受信されたＯＦＤＭ信号のス
ペクトルとが示されている。ＯＦＤＭでは、フェージン
グによって各サブキャリアの受信レベルが異なってい
る。すなわち、図１５において、伝送路の周波数特性が
落ち込んでいるサブキャリアで伝送された信号（図中、
ａ１，ａ２の位置）は受信レベルが小さくなって、信頼
性が低下する。逆に、周波数特性が大きい所の信号は受
信レベルが大きくなるので、信頼性は高くなる（図中、
ｂ１，ｂ２，ｂ３の位置）。
路では、フェージングが発生した場合、受信信号のレベ
ルすなわち受信レベルが変動するため、その受信レベル
の大小は周波数毎に異なってくる。この点を図１５を参
照して説明する。図１５にはフェージングが発生してい
る伝送路の周波数特性と、受信されたＯＦＤＭ信号のス
ペクトルとが示されている。ＯＦＤＭでは、フェージン
グによって各サブキャリアの受信レベルが異なってい
る。すなわち、図１５において、伝送路の周波数特性が
落ち込んでいるサブキャリアで伝送された信号（図中、
ａ１，ａ２の位置）は受信レベルが小さくなって、信頼
性が低下する。逆に、周波数特性が大きい所の信号は受
信レベルが大きくなるので、信頼性は高くなる（図中、
ｂ１，ｂ２，ｂ３の位置）。
【００４０】このような差異を考慮しないで搬送波周波
数の同期をとろうとすると、受信レベルの小さい信号が
同期特性に悪影響を与える。すなわち、従来の搬送波周
波数同期回路では、繰り返し送信される同一波形を用い
て搬送波周波数の同期をとっており、その際に、フェー
ジングによる受信信号レベルの大小に留意していないの
で、フェージングにより同期性能が劣化するという問題
があった。
数の同期をとろうとすると、受信レベルの小さい信号が
同期特性に悪影響を与える。すなわち、従来の搬送波周
波数同期回路では、繰り返し送信される同一波形を用い
て搬送波周波数の同期をとっており、その際に、フェー
ジングによる受信信号レベルの大小に留意していないの
で、フェージングにより同期性能が劣化するという問題
があった。
【００４１】本発明は、上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、ＯＦＤＭ復調器用の搬送波周波
数同期回路として、フェージング伝送路においても、搬
送波周波数の同期を精度良くとることが可能な搬送波周
波数同期回路を得ることを目的とする。
ためになされたもので、ＯＦＤＭ復調器用の搬送波周波
数同期回路として、フェージング伝送路においても、搬
送波周波数の同期を精度良くとることが可能な搬送波周
波数同期回路を得ることを目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するため、本発明に係る搬送波周波数同期回
路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基
準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を
直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側で
は、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成
された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状
態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用さ
れ、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同
期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用す
る周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１
個の信号間において前記検出手段で検出された受信レベ
ルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２
≦Ｌ１）個の前記基準となる信号を選択する選択手段
と、前記選択手段で選択された前記基準となる信号に基
づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたこ
とを特徴とする。
目的を達成するため、本発明に係る搬送波周波数同期回
路は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基
準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を
直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側で
は、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成
された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状
態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用さ
れ、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同
期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用す
る周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１
個の信号間において前記検出手段で検出された受信レベ
ルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２
≦Ｌ１）個の前記基準となる信号を選択する選択手段
と、前記選択手段で選択された前記基準となる信号に基
づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたこ
とを特徴とする。
【００４３】この発明によれば、搬送波周波数の同期確
立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で
受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検
出して、その検出された受信レベルの大小関係から大き
い順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の信号を選
択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補
正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの
小さい受信信号が同期処理から排除され、これにより、
フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周
波数同期をとることが可能である。
立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で
受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検
出して、その検出された受信レベルの大小関係から大き
い順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の信号を選
択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波数を補
正するようにしたので、フェージング下で受信レベルの
小さい受信信号が同期処理から排除され、これにより、
フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周
波数同期をとることが可能である。
【００４４】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重
して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の
同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内
の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシ
ステムに適用され、当該システムの受信側で使用される
搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られ
てきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段
と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去された
複数の信号間において前記検出手段で検出された受信レ
ベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個
の信号を選択する選択手段と、前記変調除去された複数
の信号のうちで前記選択手段で選択された信号に基づい
て搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを
特徴とする。
は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重
して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の
同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内
の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシ
ステムに適用され、当該システムの受信側で使用される
搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られ
てきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段
と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去された
複数の信号間において前記検出手段で検出された受信レ
ベルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個
の信号を選択する選択手段と、前記変調除去された複数
の信号のうちで前記選択手段で選択された信号に基づい
て搬送波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを
特徴とする。
【００４５】この発明によれば、送信側から送られてき
た複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去さ
れた複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベル
の大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信
号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波
数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レ
ベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、フェー
ジングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同
期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号
となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく
使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の
周波数同期精度が得られない場合に有効である。
た複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去さ
れた複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベル
の大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の信
号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周波
数を補正するようにしたので、フェージング下で受信レ
ベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、フェー
ジングのある無線伝送路においても精度の高い周波数同
期をとることが可能であることはもちろん、無変調信号
となる全ての受信信号を使うので全受信電力を無駄なく
使えることから、パイロット信号の数が少なくて所望の
周波数同期精度が得られない場合に有効である。
【００４６】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、前記補正手段は、前記選択手段で選択された信号を
加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の
位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を
得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
は、前記補正手段は、前記選択手段で選択された信号を
加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の
位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を
得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
【００４７】この発明によれば、搬送波周波数を補正す
る際に、加算器では選択によって得られた信号を加算
し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位
相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得
るようにしたので、選択された信号だけを用いて搬送波
周波数を補正することが可能である。
る際に、加算器では選択によって得られた信号を加算
し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位
相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得
るようにしたので、選択された信号だけを用いて搬送波
周波数を補正することが可能である。
【００４８】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準
となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直
交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側で
は、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成
された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状
態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用さ
れ、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同
期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用す
る周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１
個の信号のうち、前記検出手段で検出された受信レベル
が一定レベル以上の信号を抽出する抽出手段と、前記抽
出手段で抽出された前記基準となる信号に基づいて搬送
波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴と
する。
は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準
となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直
交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側で
は、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成
された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状
態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用さ
れ、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同
期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用す
る周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１
個の信号のうち、前記検出手段で検出された受信レベル
が一定レベル以上の信号を抽出する抽出手段と、前記抽
出手段で抽出された前記基準となる信号に基づいて搬送
波周波数を補正する補正手段と、を備えたことを特徴と
する。
【００４９】この発明によれば、搬送波周波数の同期確
立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で
受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検
出し、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出して、
その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正する
ようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受
信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、これ
により、フェージングのある無線伝送路においても精度
の高い周波数同期をとることが可能である。
立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で
受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検
出し、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出して、
その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正する
ようにしたので、フェージング下で一定レベル以下の受
信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、これ
により、フェージングのある無線伝送路においても精度
の高い周波数同期をとることが可能である。
【００５０】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重
して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の
同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内
の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシ
ステムに適用され、当該システムの受信側で使用される
搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られ
てきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段
と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去された
複数の信号のうち、前記検出手段で検出された受信レベ
ルが一定レベル以上の信号を抽出する抽出手段と、前記
変調除去された複数の信号のうちで前記抽出手段で抽出
された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段
と、を備えたことを特徴とする。
は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重
して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の
同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内
の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシ
ステムに適用され、当該システムの受信側で使用される
搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られ
てきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段
と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去された
複数の信号のうち、前記検出手段で検出された受信レベ
ルが一定レベル以上の信号を抽出する抽出手段と、前記
変調除去された複数の信号のうちで前記抽出手段で抽出
された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段
と、を備えたことを特徴とする。
【００５１】この発明によれば、送信側から送られてき
た複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去さ
れた複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベル
が一定レベル以上の信号を抽出し、その抽出された信号
に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フ
ェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信
信号を同期処理から排除され、フェージングのある無線
伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可
能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信
信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、
パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が
得られない場合に有効である。
た複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去さ
れた複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベル
が一定レベル以上の信号を抽出し、その抽出された信号
に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、フ
ェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受信
信号を同期処理から排除され、フェージングのある無線
伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが可
能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受信
信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、
パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が
得られない場合に有効である。
【００５２】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、前記補正手段は、前記抽出手段で抽出された信号を
加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の
位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を
得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
は、前記補正手段は、前記抽出手段で抽出された信号を
加算する加算器と、前記加算器の加算結果による信号の
位相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を
得る位相検出回路とを有したことを特徴とする。
【００５３】この発明によれば、搬送波周波数の補正の
際に、加算器では抽出によって得られた信号を加算し、
位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を
検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るよ
うにしたので、抽出された信号だけを用いて搬送波周波
数を補正することが可能である。
際に、加算器では抽出によって得られた信号を加算し、
位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を
検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るよ
うにしたので、抽出された信号だけを用いて搬送波周波
数を補正することが可能である。
【００５４】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、前記抽出手段は、前記検出手段で検出された受信レ
ベルについて一定レベル以上の場合に出力をオンし、一
定レベルに満たない場合にオフするスイッチを有したこ
とを特徴とする。
は、前記抽出手段は、前記検出手段で検出された受信レ
ベルについて一定レベル以上の場合に出力をオンし、一
定レベルに満たない場合にオフするスイッチを有したこ
とを特徴とする。
【００５５】この発明によれば、抽出の際には、スイッ
チにより一定レベル以上の場合に信号の出力をオンし、
一定レベルに満たない場合に信号の出力をオフするよう
にしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レベル
をもつ信号を抽出することが可能である。
チにより一定レベル以上の場合に信号の出力をオンし、
一定レベルに満たない場合に信号の出力をオフするよう
にしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レベル
をもつ信号を抽出することが可能である。
【００５６】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準
となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直
交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側で
は、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成
された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状
態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用さ
れ、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同
期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用す
る周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１
個の信号それぞれに対して前記検出手段で検出された受
信レベルの大きさに応じた重みを付加する重み付け手段
と、前記重み付け手段で重み付けされた基準となる信号
に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備え
たことを特徴とする。
は、送信側では、搬送波周波数の同期確立のために基準
となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含んだ信号を直
交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側で
は、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成
された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の信号の状
態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに適用さ
れ、当該システムの受信側で使用される搬送波周波数同
期回路において、前記基準となるＬ１個の信号が使用す
る周波数で受信された前記基準となるＬ１個の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記基準となるＬ１
個の信号それぞれに対して前記検出手段で検出された受
信レベルの大きさに応じた重みを付加する重み付け手段
と、前記重み付け手段で重み付けされた基準となる信号
に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、を備え
たことを特徴とする。
【００５７】この発明によれば、基準となるＬ１個の信
号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信
号の各受信レベルを検出し、基準となるＬ１個の信号そ
れぞれに対して検出された受信レベルの大きさに応じた
重みを付加し、その重み付けされた基準となる信号に基
づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処
理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さ
くすることができ、これにより、フェージングのある無
線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが
可能である。
号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信
号の各受信レベルを検出し、基準となるＬ１個の信号そ
れぞれに対して検出された受信レベルの大きさに応じた
重みを付加し、その重み付けされた基準となる信号に基
づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期処
理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小さ
くすることができ、これにより、フェージングのある無
線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが
可能である。
【００５８】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重
して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の
同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内
の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシ
ステムに適用され、当該システムの受信側で使用される
搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られ
てきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段
と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去手段で
変調除去された複数の信号それぞれに対して前記検出手
段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加
する重み付け手段と、前記重み付け手段で重み付けされ
た信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、
を備えたことを特徴とする。
は、送信側では、複数の送信信号を直交周波数分割多重
して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送波周波数の
同期確立のため、前記送信側で生成された搬送波信号内
の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシ
ステムに適用され、当該システムの受信側で使用される
搬送波周波数同期回路において、前記送信側から送られ
てきた複数の信号に対して変調除去を行う変調除去手段
と、前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各
受信レベルを検出する検出手段と、前記変調除去手段で
変調除去された複数の信号それぞれに対して前記検出手
段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付加
する重み付け手段と、前記重み付け手段で重み付けされ
た信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、
を備えたことを特徴とする。
【００５９】この発明によれば、送信側から送られてき
た複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去さ
れた複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベル
の大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた信
号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、
同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響
を小さくして、フェージングのある無線伝送路において
も精度の高い周波数同期をとることが可能であることは
もちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので
全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号
の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合
に有効である。
た複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去さ
れた複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベル
の大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた信
号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、
同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響
を小さくして、フェージングのある無線伝送路において
も精度の高い周波数同期をとることが可能であることは
もちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので
全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット信号
の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合
に有効である。
【００６０】つぎの発明に係る搬送波周波数同期回路
は、前記補正手段は、前記重み付け手段で重み付けされ
た信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果によ
る信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための
補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とす
る。
は、前記補正手段は、前記重み付け手段で重み付けされ
た信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果によ
る信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するための
補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とす
る。
【００６１】この発明によれば、搬送波周波数の補正の
際に、加算器では重み付けで得られた信号を加算し、位
相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検
出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るよう
にしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を
補正することが可能である。
際に、加算器では重み付けで得られた信号を加算し、位
相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を検
出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るよう
にしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を
補正することが可能である。
【００６２】
【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照して、この
発明に係る搬送波周波数同期回路の好適な実施の形態を
詳細に説明する。
発明に係る搬送波周波数同期回路の好適な実施の形態を
詳細に説明する。
【００６３】実施の形態１．まず、構成について説明す
る。図１は本発明の実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器
の一構成例を示すブロック図であり、同図において、１
は本実施の形態１のＯＦＤＭ復調器を示している。図１
において、従来例と同一部分には同一符号を付し説明を
省略する。図１に示したＯＦＤＭ復調器１は、図９のＯ
ＦＤＭ復調器の全体構成において、搬送波周波数同期回
路１００に替わる搬送波周波数同期回路１０を有してい
る。この搬送波周波数同期回路１０は、前述した搬送波
周波数同期回路１００（図９参照）と同様に、搬送波発
振器９９の電圧制御を行って搬送波周波数の同期を確立
する。この搬送波周波数同期回路１０は、ＦＦＴプロセ
ッサ９７の出力に接続される点で前述した搬送波周波数
同期回路１００とは接続関係が異なる。
る。図１は本発明の実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器
の一構成例を示すブロック図であり、同図において、１
は本実施の形態１のＯＦＤＭ復調器を示している。図１
において、従来例と同一部分には同一符号を付し説明を
省略する。図１に示したＯＦＤＭ復調器１は、図９のＯ
ＦＤＭ復調器の全体構成において、搬送波周波数同期回
路１００に替わる搬送波周波数同期回路１０を有してい
る。この搬送波周波数同期回路１０は、前述した搬送波
周波数同期回路１００（図９参照）と同様に、搬送波発
振器９９の電圧制御を行って搬送波周波数の同期を確立
する。この搬送波周波数同期回路１０は、ＦＦＴプロセ
ッサ９７の出力に接続される点で前述した搬送波周波数
同期回路１００とは接続関係が異なる。
【００６４】具体的に説明すると、ＯＦＤＭ方式では、
特定の複数のサブキャリアを用いてパイロット信号（一
般には無変調のパイロットシンボル）が伝送される場合
がある。無変調のパイロットシンボルとは、全て「０」
もしくは全て「１」のように時間的に変化しないデータ
から成るシンボルを言う。上記搬送波周波数同期回路１
０は、これら送信側から送られる複数のパイロット信号
を用いて搬送波周波数の同期をとる回路である。図１に
おいて、ＦＦＴプロセッサ９７のＮ個の出力のうち、太
線で示したＰ１，Ｐ２，…、ＰＬ１までのＬ１個の出力
が受信パイロット信号を表している。パイロット信号の
数Ｌ１はシステムにより異なるが、通常数個から数十個
である。
特定の複数のサブキャリアを用いてパイロット信号（一
般には無変調のパイロットシンボル）が伝送される場合
がある。無変調のパイロットシンボルとは、全て「０」
もしくは全て「１」のように時間的に変化しないデータ
から成るシンボルを言う。上記搬送波周波数同期回路１
０は、これら送信側から送られる複数のパイロット信号
を用いて搬送波周波数の同期をとる回路である。図１に
おいて、ＦＦＴプロセッサ９７のＮ個の出力のうち、太
線で示したＰ１，Ｐ２，…、ＰＬ１までのＬ１個の出力
が受信パイロット信号を表している。パイロット信号の
数Ｌ１はシステムにより異なるが、通常数個から数十個
である。
【００６５】上記搬送波周波数同期回路１０は、例えば
図１に示したように、Ｌ１個のパイロット信号にそれぞ
れ対応してＬ１個設けられ、Ｌ１個の受信パイロット信
号からそれぞれの位相シフト量を検出する位相シフト検
出回路１１1 〜１１L1、受信レベルの大きい所定数の位
相シフト量を選択する選択器１２、受信パイロット信号
から選択器１２が選択すべき位相シフト検出回路の出力
を指示する選択制御回路１３、選択位相シフト量を加算
する加算器１４、加算位相シフト量から位相を検出する
位相検出回路１５、および、検出位相から雑音を除去す
るＬＦ１６から構成される。なお、各位相シフト検出回
路１１1 〜１１L1は、該当する受信パイロット信号の位
相シフト量を検出する遅延検波回路１１ａと、該当する
受信パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検
出回路１１ｂとにより構成される。
図１に示したように、Ｌ１個のパイロット信号にそれぞ
れ対応してＬ１個設けられ、Ｌ１個の受信パイロット信
号からそれぞれの位相シフト量を検出する位相シフト検
出回路１１1 〜１１L1、受信レベルの大きい所定数の位
相シフト量を選択する選択器１２、受信パイロット信号
から選択器１２が選択すべき位相シフト検出回路の出力
を指示する選択制御回路１３、選択位相シフト量を加算
する加算器１４、加算位相シフト量から位相を検出する
位相検出回路１５、および、検出位相から雑音を除去す
るＬＦ１６から構成される。なお、各位相シフト検出回
路１１1 〜１１L1は、該当する受信パイロット信号の位
相シフト量を検出する遅延検波回路１１ａと、該当する
受信パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検
出回路１１ｂとにより構成される。
【００６６】ここで、ＯＦＤＭ方式の伝送フォーマット
について説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式に使用される
伝送フレームのフォーマット例を示す図である。伝送フ
レームのフォーマットは、図２に示したように、ヌルシ
ンボル、データ、パイロットシンボル、データで構成さ
れている。先頭シンボルとして無変調のヌルシンボルが
挿入される。この位置は、復調シンボルＣ0 の位置にあ
たる。それ以降はデータが挿入される。本実施の形態１
では、パイロット信号のデータ系列は既知のため、パイ
ロットシンボルの位置は既知である。したがって、パイ
ロットシンボルの位置は復調シンボルＣ1 ，Ｃ4 …Ｃ
N-2 の位置にあたる。復調シンボルＣ1 ，Ｃ4 …ＣN-2
の位置にはそれぞれパイロット信号Ｐ１，Ｐ２…ＰＬ１
が該当する。
について説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式に使用される
伝送フレームのフォーマット例を示す図である。伝送フ
レームのフォーマットは、図２に示したように、ヌルシ
ンボル、データ、パイロットシンボル、データで構成さ
れている。先頭シンボルとして無変調のヌルシンボルが
挿入される。この位置は、復調シンボルＣ0 の位置にあ
たる。それ以降はデータが挿入される。本実施の形態１
では、パイロット信号のデータ系列は既知のため、パイ
ロットシンボルの位置は既知である。したがって、パイ
ロットシンボルの位置は復調シンボルＣ1 ，Ｃ4 …Ｃ
N-2 の位置にあたる。復調シンボルＣ1 ，Ｃ4 …ＣN-2
の位置にはそれぞれパイロット信号Ｐ１，Ｐ２…ＰＬ１
が該当する。
【００６７】つぎに、動作について説明する。図１に示
した搬送波周波数同期回路において、各位相シフト回路
１１1 〜１１L1には、ＦＦＴプロセッサ９７から出力さ
れた各パイロット信号が入力され、パイロット信号の位
相シフト量がそれぞれ検出されるとともに、各パイロッ
ト信号のレベルが検出される。すなわち、遅延検波回路
１１ａでは該当する受信パイロット信号から位相シフト
量が検出され、レベル検出回路１１ｂでは該当する受信
パイロット信号から受信レベルが検出される。
した搬送波周波数同期回路において、各位相シフト回路
１１1 〜１１L1には、ＦＦＴプロセッサ９７から出力さ
れた各パイロット信号が入力され、パイロット信号の位
相シフト量がそれぞれ検出されるとともに、各パイロッ
ト信号のレベルが検出される。すなわち、遅延検波回路
１１ａでは該当する受信パイロット信号から位相シフト
量が検出され、レベル検出回路１１ｂでは該当する受信
パイロット信号から受信レベルが検出される。
【００６８】このようにして検出されたＬ１個の位相シ
フト量は選択器１２に入力される。また、各位相シフト
検出回路１１1 〜１１L1のレベル検出回路１１ｂで検出
されたＬ１個の受信レベルは選択制御回路１３に入力さ
れる。選択制御回路１３は、Ｌ１個の入力信号（受信レ
ベル）のうち、検出レベルの大きい上位Ｌ２個の信号
（位相シフト量）を選択するための選択信号を選択器１
２へ出力する。ここでは、Ｌ２≦Ｌ１と設定する。
フト量は選択器１２に入力される。また、各位相シフト
検出回路１１1 〜１１L1のレベル検出回路１１ｂで検出
されたＬ１個の受信レベルは選択制御回路１３に入力さ
れる。選択制御回路１３は、Ｌ１個の入力信号（受信レ
ベル）のうち、検出レベルの大きい上位Ｌ２個の信号
（位相シフト量）を選択するための選択信号を選択器１
２へ出力する。ここでは、Ｌ２≦Ｌ１と設定する。
【００６９】選択器１２では、選択制御回路１３から出
力される選択信号に従ってＬ２個の位相シフト量が選択
され、後段の加算器１４へ出力される。加算器１４で
は、入力されたＬ２個の信号（位相シフト量）が加算さ
れ、その加算結果が位相検出回路１５へ出力される。位
相検出回路１５では、加算器１４の出力信号から位相が
検出され、その位相はＬＦ１６によって不要な雑音成分
が除去されて電圧制御搬送波発振器９９の制御電圧とし
て使われる。
力される選択信号に従ってＬ２個の位相シフト量が選択
され、後段の加算器１４へ出力される。加算器１４で
は、入力されたＬ２個の信号（位相シフト量）が加算さ
れ、その加算結果が位相検出回路１５へ出力される。位
相検出回路１５では、加算器１４の出力信号から位相が
検出され、その位相はＬＦ１６によって不要な雑音成分
が除去されて電圧制御搬送波発振器９９の制御電圧とし
て使われる。
【００７０】つづいて、位相シフト検出回路１１1 〜１
１L1について具体的に説明する。各位相シフト検出回路
１１1 〜１１L1の遅延検波回路１１ａに入力される各パ
イロット信号Ｐ１，Ｐ２…ＰＬ１を複素数で表すと次式
（６）のように表される。ただし、簡単のために伝送路
での重畳される雑音は除いて記述してある。
１L1について具体的に説明する。各位相シフト検出回路
１１1 〜１１L1の遅延検波回路１１ａに入力される各パ
イロット信号Ｐ１，Ｐ２…ＰＬ１を複素数で表すと次式
（６）のように表される。ただし、簡単のために伝送路
での重畳される雑音は除いて記述してある。
【００７１】
【数６】
【００７２】ここで、ρｉ，θｉはそれぞれ受信パイロ
ット信号の包絡線と位相である。ρｉは、各パイロット
信号の受信レベルを表しており、図１５のようにフェー
ジングの影響があると各パイロット信号で異なる大きさ
となる。
ット信号の包絡線と位相である。ρｉは、各パイロット
信号の受信レベルを表しており、図１５のようにフェー
ジングの影響があると各パイロット信号で異なる大きさ
となる。
【００７３】そして、遅延検波回路１１ａは１シンボル
毎（Ｔｓ時間毎）に入力信号を遅延検波しその結果を出
力するので、フェージングによる位相変動が十分小さい
状態を仮定すると、遅延検波回路１１ａの出力信号は次
式（７）のように表される。
毎（Ｔｓ時間毎）に入力信号を遅延検波しその結果を出
力するので、フェージングによる位相変動が十分小さい
状態を仮定すると、遅延検波回路１１ａの出力信号は次
式（７）のように表される。
【００７４】
【数７】
【００７５】上記式（７）から分かるように、各遅延検
波回路１１ａの出力信号には、搬送波周波数オフセット
成分Δｆが含まれている。このΔｆを検出して搬送波周
波数オフセットを補正すれば良いのであるが、前述のよ
うに、ρｉの大きさは各パイロット信号毎に異なる。す
ると、各パイロット毎にＳＮ比（信号対雑音電力比）が
異なるために、検出されるΔｆの精度が各パイロット毎
に異なることになる。すなわち、ρｉの大きさが小さく
ＳＮ比が悪い受信パイロット信号を用いるとΔｆの検出
精度が低下する。本実施の形態１の回路構成では、この
フェージングによる受信レベルの差異に留意して、なる
べく受信レベルの大きなパイロット信号のみを使用して
周波数を補正することで、フェージングのある伝送路で
も搬送波周波数の同期を高精度にとる。
波回路１１ａの出力信号には、搬送波周波数オフセット
成分Δｆが含まれている。このΔｆを検出して搬送波周
波数オフセットを補正すれば良いのであるが、前述のよ
うに、ρｉの大きさは各パイロット信号毎に異なる。す
ると、各パイロット毎にＳＮ比（信号対雑音電力比）が
異なるために、検出されるΔｆの精度が各パイロット毎
に異なることになる。すなわち、ρｉの大きさが小さく
ＳＮ比が悪い受信パイロット信号を用いるとΔｆの検出
精度が低下する。本実施の形態１の回路構成では、この
フェージングによる受信レベルの差異に留意して、なる
べく受信レベルの大きなパイロット信号のみを使用して
周波数を補正することで、フェージングのある伝送路で
も搬送波周波数の同期を高精度にとる。
【００７６】そのために、各位相シフト検出回路１１1
〜１１L1内の各レベル検出器１１ｂは対となる遅延検波
回路１１ａの出力信号のレベルρｉ2 （ｉ＝１，２，
…，ＰＬ１）を検出する。そこで、選択制御回路１３は
ρｉ2 （ｉ＝１，２，…，ＰＬ１）の中からレベルの大
きい上位Ｌ２個を選択して選択器１２にその選択結果を
出力する。選択器１２は、この選択結果に基づいて受信
レベルの大きい上位Ｌ２個のパイロット信号に対する遅
延検波結果のみを選択して出力する。ここで、Ｌ２とＬ
１の関係をＬ２≦Ｌ１に設定することにより、受信レベ
ルが小さくＳＮ比の悪い受信パイロット信号を選択器１
２により排除することができる。そして、加算器１４の
出力信号は次式（８）となる。
〜１１L1内の各レベル検出器１１ｂは対となる遅延検波
回路１１ａの出力信号のレベルρｉ2 （ｉ＝１，２，
…，ＰＬ１）を検出する。そこで、選択制御回路１３は
ρｉ2 （ｉ＝１，２，…，ＰＬ１）の中からレベルの大
きい上位Ｌ２個を選択して選択器１２にその選択結果を
出力する。選択器１２は、この選択結果に基づいて受信
レベルの大きい上位Ｌ２個のパイロット信号に対する遅
延検波結果のみを選択して出力する。ここで、Ｌ２とＬ
１の関係をＬ２≦Ｌ１に設定することにより、受信レベ
ルが小さくＳＮ比の悪い受信パイロット信号を選択器１
２により排除することができる。そして、加算器１４の
出力信号は次式（８）となる。
【００７７】
【数８】
【００７８】ここで、Ｒは選択されたＬ２個の遅延検波
結果の大きさρｉ2 を合計した値である。加算器１４後
段の位相検出回路１５は上式（８）で表される入力信号
から位相２πΔｆＴｓを検出して出力するが、式（８）
の加算結果にはフェージングにより受信レベルの落ち込
んだパイロット信号が含まれていないので、位相検出回
路１５の出力信号のＳＮ比は大きく、周波数オフセット
の補正精度が高くなる。
結果の大きさρｉ2 を合計した値である。加算器１４後
段の位相検出回路１５は上式（８）で表される入力信号
から位相２πΔｆＴｓを検出して出力するが、式（８）
の加算結果にはフェージングにより受信レベルの落ち込
んだパイロット信号が含まれていないので、位相検出回
路１５の出力信号のＳＮ比は大きく、周波数オフセット
の補正精度が高くなる。
【００７９】以上説明したように、本実施の形態１によ
れば、各受信パイロット信号の位相シフトを検出する際
に、レベル検出回路によって各受信レベルを検出して、
この検出結果に基づいてＳＮ比の大きな受信信号（パイ
ロット信号）のみを選択して同期確立を行うようにして
いるので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信
号が同期処理から排除され、これにより、フェージング
のある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をと
ることが可能である。
れば、各受信パイロット信号の位相シフトを検出する際
に、レベル検出回路によって各受信レベルを検出して、
この検出結果に基づいてＳＮ比の大きな受信信号（パイ
ロット信号）のみを選択して同期確立を行うようにして
いるので、フェージング下で受信レベルの小さい受信信
号が同期処理から排除され、これにより、フェージング
のある無線伝送路においても精度の高い周波数同期をと
ることが可能である。
【００８０】また、搬送波周波数を補正する際に、加算
器１４では選択器１２の選択によって得られたパイロッ
ト信号を加算し、位相検出回路１５では加算器１４の加
算結果によるパイロット信号の位相を検出して搬送波周
波数を補正するための補正量を得るようにしたので、選
択されたパイロット信号だけを用いて搬送波周波数を補
正することが可能である。
器１４では選択器１２の選択によって得られたパイロッ
ト信号を加算し、位相検出回路１５では加算器１４の加
算結果によるパイロット信号の位相を検出して搬送波周
波数を補正するための補正量を得るようにしたので、選
択されたパイロット信号だけを用いて搬送波周波数を補
正することが可能である。
【００８１】実施の形態２．さて、前述した実施の形態
１では、位相検出用として選択されるパイロット信号数
をＬ２個に固定していたが、本発明はこれに限定され
ず、以下に説明する実施の形態２のように、受信レベル
に応じて使用されるパイロット信号数を変化させてもよ
い。
１では、位相検出用として選択されるパイロット信号数
をＬ２個に固定していたが、本発明はこれに限定され
ず、以下に説明する実施の形態２のように、受信レベル
に応じて使用されるパイロット信号数を変化させてもよ
い。
【００８２】まず、構成について説明する。図３は本発
明の実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示
すブロック図である。図３において、２は本実施の形態
２のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器
２は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と
全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器
１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期
回路２０に置き換えた部分で相違する。したがって、こ
のＯＦＤＭ復調器２においては、ＯＦＤＭ復調器１と同
様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
明の実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示
すブロック図である。図３において、２は本実施の形態
２のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器
２は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と
全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器
１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期
回路２０に置き換えた部分で相違する。したがって、こ
のＯＦＤＭ復調器２においては、ＯＦＤＭ復調器１と同
様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【００８３】搬送波周波数同期回路２０では、前述した
搬送波周波数同期回路１０とは、位相シフト検出回路を
含めて加算器１４前段の構成が相違する。すなわち、搬
送波周波数同期回路２０は、加算器１４の前段から選択
器１２および選択制御回路１３を省き、位相シフト検出
回路１１1 〜１１L1に替わって位相シフト検出回路２１
1 〜２１L1だけを設けている。
搬送波周波数同期回路１０とは、位相シフト検出回路を
含めて加算器１４前段の構成が相違する。すなわち、搬
送波周波数同期回路２０は、加算器１４の前段から選択
器１２および選択制御回路１３を省き、位相シフト検出
回路１１1 〜１１L1に替わって位相シフト検出回路２１
1 〜２１L1だけを設けている。
【００８４】位相シフト検出回路２１1 〜２１L1は、前
述した位相シフト検出回路１１1 〜１１L1と同様に該当
する復調出力すなわちパイロット信号出力に接続され
る。各位相シフト検出回路２１1 〜２１L1は、例えば図
３に示したように、該当する受信パイロット信号の位相
シフト量を検出する遅延検波回路２１ａ、該当する受信
パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回
路２１ｂ、パイロット信号に関して受信レベルに応じて
パイロット信号の有効／無効を決定する制御回路２１
ｃ、および、制御回路２１ｃの制御に従ってパイロット
信号の出力／非出力を切り替えるスイッチ２１ｄにより
構成される。ここで、制御回路２１ｃは、レベル検出回
路２１ｂが検出したレベルが所定値以上である場合にス
イッチ２１ｄをＯＮにするための制御信号を出力し、逆
に、所定値未満である場合にはスイッチ２１ｄをＯＦＦ
にするための制御信号を出力する。
述した位相シフト検出回路１１1 〜１１L1と同様に該当
する復調出力すなわちパイロット信号出力に接続され
る。各位相シフト検出回路２１1 〜２１L1は、例えば図
３に示したように、該当する受信パイロット信号の位相
シフト量を検出する遅延検波回路２１ａ、該当する受信
パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回
路２１ｂ、パイロット信号に関して受信レベルに応じて
パイロット信号の有効／無効を決定する制御回路２１
ｃ、および、制御回路２１ｃの制御に従ってパイロット
信号の出力／非出力を切り替えるスイッチ２１ｄにより
構成される。ここで、制御回路２１ｃは、レベル検出回
路２１ｂが検出したレベルが所定値以上である場合にス
イッチ２１ｄをＯＮにするための制御信号を出力し、逆
に、所定値未満である場合にはスイッチ２１ｄをＯＦＦ
にするための制御信号を出力する。
【００８５】つぎに、前述した実施の形態１と相違する
動作についてのみ説明する。図４はフェージング伝送路
で小さい受信レベルをもつ受信信号の除去方法を説明す
る図である。図４には前述した図１５と同じ状態が示さ
れている。搬送波周波数同期回路２０では、遅延検波回
路２１ａとレベル検出回路２１ｂの動作は前述した実施
の形態１で説明した動作と同じため説明を省略する。制
御回路２１ｃは、レベル検出回路１０２の出力およびス
イッチ２１ｄの入力に接続され、レベル検出回路１０２
の出力信号に基づいてスイッチ２１ｄのＯＮ／ＯＦＦを
切り替えるための制御信号を出力する。
動作についてのみ説明する。図４はフェージング伝送路
で小さい受信レベルをもつ受信信号の除去方法を説明す
る図である。図４には前述した図１５と同じ状態が示さ
れている。搬送波周波数同期回路２０では、遅延検波回
路２１ａとレベル検出回路２１ｂの動作は前述した実施
の形態１で説明した動作と同じため説明を省略する。制
御回路２１ｃは、レベル検出回路１０２の出力およびス
イッチ２１ｄの入力に接続され、レベル検出回路１０２
の出力信号に基づいてスイッチ２１ｄのＯＮ／ＯＦＦを
切り替えるための制御信号を出力する。
【００８６】図４において、伝送路の周波数特性が落ち
込んでいるサブキャリアで伝送された信号（図中、ａ
１，ａ２の位置）は受信レベルが小さくなる。このａ
１，ａ２位置の部分を含めて同期確立を行う場合には、
信頼性が低下してしまうが、あらかじめ所定値としてＴ
Ｈを定めておけば、その所定値ＴＨを基準にして制御回
路２１ｃがスイッチ２１ｄを切り替え、受信レベルが所
定値に達しないパイロット信号（図４中、受信信号
Ｃ1 ，ｃ２）を排除することができる。スイッチ２１ｄ
の出力は加算器１４に入力される。以降の処理は前述し
た実施の形態１と同一のため説明を省略する。
込んでいるサブキャリアで伝送された信号（図中、ａ
１，ａ２の位置）は受信レベルが小さくなる。このａ
１，ａ２位置の部分を含めて同期確立を行う場合には、
信頼性が低下してしまうが、あらかじめ所定値としてＴ
Ｈを定めておけば、その所定値ＴＨを基準にして制御回
路２１ｃがスイッチ２１ｄを切り替え、受信レベルが所
定値に達しないパイロット信号（図４中、受信信号
Ｃ1 ，ｃ２）を排除することができる。スイッチ２１ｄ
の出力は加算器１４に入力される。以降の処理は前述し
た実施の形態１と同一のため説明を省略する。
【００８７】以上説明したように、本実施の形態２によ
れば、フェージング下で所定値以上の受信レベルをもつ
パイロット信号だけを抽出して、所定値以下の受信レベ
ルをもつパイロット信号については同期処理から排除す
るようにしたので、この場合にも前述した実施の形態１
と同様に、フェージングのある無線伝送路においても精
度の高い周波数同期をとることが可能である。
れば、フェージング下で所定値以上の受信レベルをもつ
パイロット信号だけを抽出して、所定値以下の受信レベ
ルをもつパイロット信号については同期処理から排除す
るようにしたので、この場合にも前述した実施の形態１
と同様に、フェージングのある無線伝送路においても精
度の高い周波数同期をとることが可能である。
【００８８】また、本実施の形態２は、伝送路特性が大
きく変化して、選択するパイロット信号数Ｌ２の値を固
定できない場合に有効である。
きく変化して、選択するパイロット信号数Ｌ２の値を固
定できない場合に有効である。
【００８９】また、搬送波周波数の補正の際に、加算器
１４では位相シフト検出回路２１1〜２１L1の抽出によ
って得られた信号を加算し、位相検出回路１５では加算
器１４の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周
波数を補正するための補正量を得るようにしたので、抽
出されたパイロット信号だけを用いて搬送波周波数を補
正することが可能である。
１４では位相シフト検出回路２１1〜２１L1の抽出によ
って得られた信号を加算し、位相検出回路１５では加算
器１４の加算結果による信号の位相を検出して搬送波周
波数を補正するための補正量を得るようにしたので、抽
出されたパイロット信号だけを用いて搬送波周波数を補
正することが可能である。
【００９０】また、各位相シフト検出回路２１1 〜２１
L1において、抽出の際には、スイッチ２１ｄにより所定
値以上の場合に信号の出力をオンし、所定値に満たない
場合に信号の出力をオフするようにしたので、オン／オ
フ制御で簡単に所要の受信レベルをもつ信号を抽出する
ことが可能である。
L1において、抽出の際には、スイッチ２１ｄにより所定
値以上の場合に信号の出力をオンし、所定値に満たない
場合に信号の出力をオフするようにしたので、オン／オ
フ制御で簡単に所要の受信レベルをもつ信号を抽出する
ことが可能である。
【００９１】実施の形態３．さて、前述した実施の形態
１では、位相検出用として選択されるパイロット信号数
をＬ２個に固定していたが、本発明はこれに限定され
ず、以下に説明する実施の形態３のように、全てのパイ
ロット信号を使用する代わりに、受信レベルに応じてパ
イロット信号に重みを付加するようにしてもよい。
１では、位相検出用として選択されるパイロット信号数
をＬ２個に固定していたが、本発明はこれに限定され
ず、以下に説明する実施の形態３のように、全てのパイ
ロット信号を使用する代わりに、受信レベルに応じてパ
イロット信号に重みを付加するようにしてもよい。
【００９２】まず、構成について説明する。図５は本発
明の実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示
すブロック図である。図５において、３は本実施の形態
３のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器
３は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と
全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器
１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期
回路３０に置き換えた部分で相違する。したがって、こ
のＯＦＤＭ復調器３においては、ＯＦＤＭ復調器１と同
様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
明の実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器の一構成例を示
すブロック図である。図５において、３は本実施の形態
３のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ復調器
３は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器１と
全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ復調器
１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波数同期
回路３０に置き換えた部分で相違する。したがって、こ
のＯＦＤＭ復調器３においては、ＯＦＤＭ復調器１と同
様の構成には同様の番号を付してその説明を省略する。
【００９３】搬送波周波数同期回路３０では、前述した
搬送波周波数同期回路１０とは、位相シフト検出回路を
含めて加算器１４前段の構成が相違する。すなわち、搬
送波周波数同期回路３０は、加算器１４の前段から選択
器１２および選択制御回路１３を省き、位相シフト検出
回路１１1 〜１１L1に替わって位相シフト検出回路３１
1 〜３１L1だけを設けている。
搬送波周波数同期回路１０とは、位相シフト検出回路を
含めて加算器１４前段の構成が相違する。すなわち、搬
送波周波数同期回路３０は、加算器１４の前段から選択
器１２および選択制御回路１３を省き、位相シフト検出
回路１１1 〜１１L1に替わって位相シフト検出回路３１
1 〜３１L1だけを設けている。
【００９４】位相シフト検出回路３１1 〜３１L1は、前
述した位相シフト検出回路１１1 〜１１L1と同様に該当
する復調出力すなわちパイロット信号出力に接続され
る。各位相シフト検出回路３１1 〜３１L1は、例えば図
５に示したように、該当する受信パイロット信号の位相
シフト量を検出する遅延検波回路３１ａ、該当する受信
パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回
路３１ｂ、レベル検出回路３１ｂの出力に接続され、パ
イロット信号に関して受信レベルに応じてパイロット信
号に対する重み係数を設定する係数設定回路３１ｃ、お
よび、係数設定回路３１ｃで設定された重み係数をパイ
ロット信号に掛け合わせる乗算器２１ｄにより構成され
る。
述した位相シフト検出回路１１1 〜１１L1と同様に該当
する復調出力すなわちパイロット信号出力に接続され
る。各位相シフト検出回路３１1 〜３１L1は、例えば図
５に示したように、該当する受信パイロット信号の位相
シフト量を検出する遅延検波回路３１ａ、該当する受信
パイロット信号から受信レベルを検出するレベル検出回
路３１ｂ、レベル検出回路３１ｂの出力に接続され、パ
イロット信号に関して受信レベルに応じてパイロット信
号に対する重み係数を設定する係数設定回路３１ｃ、お
よび、係数設定回路３１ｃで設定された重み係数をパイ
ロット信号に掛け合わせる乗算器２１ｄにより構成され
る。
【００９５】つぎに、前述した実施の形態１と相違する
動作についてのみ説明する。搬送波周波数同期回路３０
では、遅延検波回路３１ａとレベル検出回路３１ｂの動
作は前述した実施の形態１で説明した動作と同じため説
明を省略する。係数設定回路３１ｃは、レベル検出回路
３１ｂの出力信号に基づいて乗算器３１ｄにて遅延検波
回路３１ａの出力信号に乗積するための重み係数を設定
する。具体的には、係数設定回路３１ｃはレベル検出回
路３１ｂが検出した受信レベルに比例した重み係数を設
定する。すなわち、検出された受信レベルが大きい場合
には大きな重み係数を設定し、逆に検出された受信レベ
ルが小さい場合には小さな重み係数を設定する。したが
って、受信レベルの大きいパイロット信号に対する遅延
検波回路３１ａの出力には大きな重み係数が乗積される
が、受信レベルが小さい場合には小さな重み係数が乗積
される。これにより、加算器１４においては、受信レベ
ルが小さいパイロット信号の寄与分が小さくなる。
動作についてのみ説明する。搬送波周波数同期回路３０
では、遅延検波回路３１ａとレベル検出回路３１ｂの動
作は前述した実施の形態１で説明した動作と同じため説
明を省略する。係数設定回路３１ｃは、レベル検出回路
３１ｂの出力信号に基づいて乗算器３１ｄにて遅延検波
回路３１ａの出力信号に乗積するための重み係数を設定
する。具体的には、係数設定回路３１ｃはレベル検出回
路３１ｂが検出した受信レベルに比例した重み係数を設
定する。すなわち、検出された受信レベルが大きい場合
には大きな重み係数を設定し、逆に検出された受信レベ
ルが小さい場合には小さな重み係数を設定する。したが
って、受信レベルの大きいパイロット信号に対する遅延
検波回路３１ａの出力には大きな重み係数が乗積される
が、受信レベルが小さい場合には小さな重み係数が乗積
される。これにより、加算器１４においては、受信レベ
ルが小さいパイロット信号の寄与分が小さくなる。
【００９６】以上により、乗算器３１ｄでは、遅延検波
回路３１ａの出力信号に係数設定回路３１ｃにより設定
された重み係数が乗算される。乗算器３１ｄの出力は加
算器１４に入力される。以降の処理は前述した実施の形
態１と同一であるため説明を省略する。
回路３１ａの出力信号に係数設定回路３１ｃにより設定
された重み係数が乗算される。乗算器３１ｄの出力は加
算器１４に入力される。以降の処理は前述した実施の形
態１と同一であるため説明を省略する。
【００９７】以上説明したように、本実施の形態３によ
れば、フェージング下で受信レベルの大きいパイロット
信号には大きい重みを付加し、一方、小さいパイロット
信号には小さい重みを付加するようにしたので、同期処
理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響が小さ
くなり、この場合にも前述した実施の形態１と同様に、
フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周
波数同期をとることが可能である。
れば、フェージング下で受信レベルの大きいパイロット
信号には大きい重みを付加し、一方、小さいパイロット
信号には小さい重みを付加するようにしたので、同期処
理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響が小さ
くなり、この場合にも前述した実施の形態１と同様に、
フェージングのある無線伝送路においても精度の高い周
波数同期をとることが可能である。
【００９８】また、本実施の形態３は、伝送路特性が大
きく変化して、選択するパイロット信号数Ｌ２の値を固
定できない場合に有効である。
きく変化して、選択するパイロット信号数Ｌ２の値を固
定できない場合に有効である。
【００９９】また、搬送波周波数の補正の際に、加算器
１４では位相シフト検出回路３１1〜３１L1の重み付け
で得られたパイロット信号を加算し、位相検出回路１５
では加算器１４の加算結果による信号の位相を検出して
搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにした
ので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を補正す
ることが可能である。
１４では位相シフト検出回路３１1〜３１L1の重み付け
で得られたパイロット信号を加算し、位相検出回路１５
では加算器１４の加算結果による信号の位相を検出して
搬送波周波数を補正するための補正量を得るようにした
ので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数を補正す
ることが可能である。
【０１００】実施の形態４．さて、前述した実施の形態
１では、既知である複数のパイロット信号から同期確立
を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、
以下に説明する実施の形態４のように、ＦＦＴプロセッ
サ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を
行うようにしてもよい。
１では、既知である複数のパイロット信号から同期確立
を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、
以下に説明する実施の形態４のように、ＦＦＴプロセッ
サ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を
行うようにしてもよい。
【０１０１】まず、構成について説明する。図６は本発
明の実施の形態４による搬送波周波数同期回路の一構成
例を示すブロック図である。図６において、４は本実施
の形態４のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ
復調器４は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調
器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ
復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波
数同期回路４０に置き換えた部分で相違する。したがっ
て、このＯＦＤＭ復調器４においては、ＯＦＤＭ復調器
１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略
する。
明の実施の形態４による搬送波周波数同期回路の一構成
例を示すブロック図である。図６において、４は本実施
の形態４のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ
復調器４は、前述した実施の形態１によるＯＦＤＭ復調
器１と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ
復調器１とは搬送波周波数同期回路１０から搬送波周波
数同期回路４０に置き換えた部分で相違する。したがっ
て、このＯＦＤＭ復調器４においては、ＯＦＤＭ復調器
１と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略
する。
【０１０２】搬送波周波数同期回路４０では、前述した
搬送波周波数同期回路１０とは、ＦＦＴプロセッサ９７
の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路１１1 〜１
１Nの前段にそれぞれ変調除去回路４１1 〜４１N を設
けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態１
と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の
形態４では、パイロット信号だけを同期処理の対象とは
せず、すべての受信信号を対象としていることから、位
相シフト検出回路は１１1 〜１１N までのＮ個用意され
る。ただし、位相シフト検出回路１１1 〜１１N に関し
て、その内部構成および機能については、前述した実施
の形態１の位相シフト検出回路と同様である。
搬送波周波数同期回路１０とは、ＦＦＴプロセッサ９７
の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路１１1 〜１
１Nの前段にそれぞれ変調除去回路４１1 〜４１N を設
けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態１
と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の
形態４では、パイロット信号だけを同期処理の対象とは
せず、すべての受信信号を対象としていることから、位
相シフト検出回路は１１1 〜１１N までのＮ個用意され
る。ただし、位相シフト検出回路１１1 〜１１N に関し
て、その内部構成および機能については、前述した実施
の形態１の位相シフト検出回路と同様である。
【０１０３】変調除去回路４１1 〜４１N はＦＦＴプロ
セッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この
変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、
各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号
を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。
もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信
信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でも
よい。このような方法をとることにより、変調除去回路
４１1 〜４１N の各出力信号には変調成分が含まれず、
位相シフト検出回路１１1 〜１１N の入力信号は無変調
信号となって前述した実施の形態１と同じ処理が可能と
なる。
セッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この
変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、
各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号
を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。
もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信
信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でも
よい。このような方法をとることにより、変調除去回路
４１1 〜４１N の各出力信号には変調成分が含まれず、
位相シフト検出回路１１1 〜１１N の入力信号は無変調
信号となって前述した実施の形態１と同じ処理が可能と
なる。
【０１０４】以上説明したように、本実施の形態４によ
れば、前述の実施の形態１と同様の構成からフェージン
グのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期を
とることができることはもちろん、変調除去回路４１1
〜４１N の構成を追加することにより、全ての受信信号
を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイ
ロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得ら
れない場合に有効である。
れば、前述の実施の形態１と同様の構成からフェージン
グのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期を
とることができることはもちろん、変調除去回路４１1
〜４１N の構成を追加することにより、全ての受信信号
を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイ
ロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得ら
れない場合に有効である。
【０１０５】実施の形態５．さて、前述した実施の形態
２では、既知である複数のパイロット信号から同期確立
を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、
以下に説明する実施の形態５のように、ＦＦＴプロセッ
サ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を
行うようにしてもよい。
２では、既知である複数のパイロット信号から同期確立
を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、
以下に説明する実施の形態５のように、ＦＦＴプロセッ
サ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を
行うようにしてもよい。
【０１０６】まず、構成について説明する。図７は本発
明の実施の形態５による搬送波周波数同期回路の一構成
例を示すブロック図である。図７において、５は本実施
の形態５のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ
復調器５は、前述した実施の形態２によるＯＦＤＭ復調
器２と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ
復調器２とは搬送波周波数同期回路２０から搬送波周波
数同期回路５０に置き換えた部分で相違する。したがっ
て、このＯＦＤＭ復調器５においては、ＯＦＤＭ復調器
２と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略
する。
明の実施の形態５による搬送波周波数同期回路の一構成
例を示すブロック図である。図７において、５は本実施
の形態５のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ
復調器５は、前述した実施の形態２によるＯＦＤＭ復調
器２と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ
復調器２とは搬送波周波数同期回路２０から搬送波周波
数同期回路５０に置き換えた部分で相違する。したがっ
て、このＯＦＤＭ復調器５においては、ＯＦＤＭ復調器
２と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略
する。
【０１０７】搬送波周波数同期回路５０では、前述した
搬送波周波数同期回路２０とは、ＦＦＴプロセッサ９７
の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路２１1 〜２
１Nの前段にそれぞれ変調除去回路５１1 〜５１N を設
けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態２
と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の
形態５では、パイロット信号だけを同期処理の対象とは
せず、すべての受信信号を対象としていることから、位
相シフト検出回路は２１1 〜２１N までのＮ個用意され
る。ただし、位相シフト検出回路２１1 〜２１N に関し
て、その内部構成および機能については、前述した実施
の形態２の位相シフト検出回路と同様である。
搬送波周波数同期回路２０とは、ＦＦＴプロセッサ９７
の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路２１1 〜２
１Nの前段にそれぞれ変調除去回路５１1 〜５１N を設
けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態２
と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の
形態５では、パイロット信号だけを同期処理の対象とは
せず、すべての受信信号を対象としていることから、位
相シフト検出回路は２１1 〜２１N までのＮ個用意され
る。ただし、位相シフト検出回路２１1 〜２１N に関し
て、その内部構成および機能については、前述した実施
の形態２の位相シフト検出回路と同様である。
【０１０８】変調除去回路５１1 〜５１N はＦＦＴプロ
セッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この
変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、
各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号
を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。
もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信
信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でも
よい。このような方法をとることにより、変調除去回路
５１1 〜５１N の各出力信号には変調成分が含まれず、
位相シフト検出回路２１1 〜２１N の入力信号は無変調
信号となって前述した実施の形態２と同じ処理が可能と
なる。
セッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この
変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、
各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号
を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。
もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信
信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でも
よい。このような方法をとることにより、変調除去回路
５１1 〜５１N の各出力信号には変調成分が含まれず、
位相シフト検出回路２１1 〜２１N の入力信号は無変調
信号となって前述した実施の形態２と同じ処理が可能と
なる。
【０１０９】以上説明したように、本実施の形態５によ
れば、前述の実施の形態２と同様の構成からフェージン
グのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期を
とることができることはもちろん、変調除去回路５１1
〜５１N の構成を追加することにより、全ての受信信号
を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイ
ロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得ら
れない場合に有効である。
れば、前述の実施の形態２と同様の構成からフェージン
グのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期を
とることができることはもちろん、変調除去回路５１1
〜５１N の構成を追加することにより、全ての受信信号
を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイ
ロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得ら
れない場合に有効である。
【０１１０】実施の形態６．さて、前述した実施の形態
３では、既知である複数のパイロット信号から同期確立
を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、
以下に説明する実施の形態６のように、ＦＦＴプロセッ
サ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を
行うようにしてもよい。
３では、既知である複数のパイロット信号から同期確立
を行うようにしていたが、本発明はこれに限定されず、
以下に説明する実施の形態６のように、ＦＦＴプロセッ
サ９７の全ての出力（受信信号）を使用して同期確立を
行うようにしてもよい。
【０１１１】まず、構成について説明する。図８は本発
明の実施の形態６による搬送波周波数同期回路の一構成
例を示すブロック図である。図８において、６は本実施
の形態６のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ
復調器６は、前述した実施の形態３によるＯＦＤＭ復調
器３と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ
復調器３とは搬送波周波数同期回路３０から搬送波周波
数同期回路６０に置き換えた部分で相違する。したがっ
て、このＯＦＤＭ復調器６においては、ＯＦＤＭ復調器
３と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略
する。
明の実施の形態６による搬送波周波数同期回路の一構成
例を示すブロック図である。図８において、６は本実施
の形態６のＯＦＤＭ復調器を示している。このＯＦＤＭ
復調器６は、前述した実施の形態３によるＯＦＤＭ復調
器３と全体的には同様の構成を採用しており、ＯＦＤＭ
復調器３とは搬送波周波数同期回路３０から搬送波周波
数同期回路６０に置き換えた部分で相違する。したがっ
て、このＯＦＤＭ復調器６においては、ＯＦＤＭ復調器
３と同様の構成には同様の番号を付してその説明を省略
する。
【０１１２】搬送波周波数同期回路６０では、前述した
搬送波周波数同期回路３０とは、ＦＦＴプロセッサ９７
の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路３１1 〜３
１Nの前段にそれぞれ変調除去回路６１1 〜６１N を設
けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態３
と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の
形態６では、パイロット信号だけを同期処理の対象とは
せず、すべての受信信号を対象としていることから、位
相シフト検出回路は３１1 〜３１N までのＮ個用意され
る。ただし、位相シフト検出回路３１1 〜３１N に関し
て、その内部構成および機能については、前述した実施
の形態３の位相シフト検出回路と同様である。
搬送波周波数同期回路３０とは、ＦＦＴプロセッサ９７
の全ての出力を使用し、位相シフト検出回路３１1 〜３
１Nの前段にそれぞれ変調除去回路６１1 〜６１N を設
けた点が異なる。その他の部分は前述した実施の形態３
と同じなので重複する説明は省略する。なお、本実施の
形態６では、パイロット信号だけを同期処理の対象とは
せず、すべての受信信号を対象としていることから、位
相シフト検出回路は３１1 〜３１N までのＮ個用意され
る。ただし、位相シフト検出回路３１1 〜３１N に関し
て、その内部構成および機能については、前述した実施
の形態３の位相シフト検出回路と同様である。
【０１１３】変調除去回路６１1 〜６１N はＦＦＴプロ
セッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この
変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、
各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号
を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。
もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信
信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でも
よい。このような方法をとることにより、変調除去回路
６１1 〜６１N の各出力信号には変調成分が含まれず、
位相シフト検出回路３１1 〜３１N の入力信号は無変調
信号となって前述した実施の形態３と同じ処理が可能と
なる。
セッサ９７からの入力信号の変調成分を除去する。この
変調成分の除去方法はいろいろ考えられるが、例えば、
各サブキャリアの変調方式がＢＰＳＫであれば入力信号
を２乗、ＱＰＳＫであれば入力信号を４乗すればよい。
もしくは、データ判定を行った後に、データによる受信
信号点の変移を判定データに基づいて除去する方法でも
よい。このような方法をとることにより、変調除去回路
６１1 〜６１N の各出力信号には変調成分が含まれず、
位相シフト検出回路３１1 〜３１N の入力信号は無変調
信号となって前述した実施の形態３と同じ処理が可能と
なる。
【０１１４】以上説明したように、本実施の形態６によ
れば、前述の実施の形態３と同様の構成からフェージン
グのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期を
とることができることはもちろん、変調除去回路６１1
〜６１N の構成を追加することにより、全ての受信信号
を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイ
ロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得ら
れない場合に有効である。
れば、前述の実施の形態３と同様の構成からフェージン
グのある無線伝送路においても精度の高い周波数同期を
とることができることはもちろん、変調除去回路６１1
〜６１N の構成を追加することにより、全ての受信信号
を使うので全受信電力を無駄なく使えることから、パイ
ロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得ら
れない場合に有効である。
【０１１５】以上、この発明を実施の形態１〜６により
説明したが、この発明の主旨の範囲内で種々の変形が可
能であり、これらをこの発明の範囲から排除するもので
はない。
説明したが、この発明の主旨の範囲内で種々の変形が可
能であり、これらをこの発明の範囲から排除するもので
はない。
【０１１６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信
号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信
号の各受信レベルを検出して、その検出された受信レベ
ルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の
信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周
波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信
レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、これ
により、フェージングのある無線伝送路においても精度
の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数同期
回路が得られるという効果を奏する。
搬送波周波数の同期確立のために基準となるＬ１個の信
号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の信
号の各受信レベルを検出して、その検出された受信レベ
ルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数）個の
信号を選択し、その選択された信号に基づいて搬送波周
波数を補正するようにしたので、フェージング下で受信
レベルの小さい受信信号が同期処理から排除され、これ
により、フェージングのある無線伝送路においても精度
の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数同期
回路が得られるという効果を奏する。
【０１１７】つぎの発明によれば、送信側から送られて
きた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去
された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベ
ルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２
≦Ｌ１）個の信号を選択し、その選択された信号に基づ
いて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージ
ング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排
除され、フェージングのある無線伝送路においても精度
の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろ
ん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信
電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が
少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効
な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏す
る。
きた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去
された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベ
ルの大小関係から大きい順にＬ２（Ｌ２は自然数、Ｌ２
≦Ｌ１）個の信号を選択し、その選択された信号に基づ
いて搬送波周波数を補正するようにしたので、フェージ
ング下で受信レベルの小さい受信信号が同期処理から排
除され、フェージングのある無線伝送路においても精度
の高い周波数同期をとることが可能であることはもちろ
ん、無変調信号となる全ての受信信号を使うので全受信
電力を無駄なく使えることから、パイロット信号の数が
少なくて所望の周波数同期精度が得られない場合に有効
な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を奏す
る。
【０１１８】つぎの発明によれば、搬送波周波数を補正
する際に、加算器では選択によって得られた信号を加算
し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位
相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得
るようにしたので、選択された信号だけを用いて搬送波
周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が
得られるという効果を奏する。
する際に、加算器では選択によって得られた信号を加算
し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位
相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得
るようにしたので、選択された信号だけを用いて搬送波
周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が
得られるという効果を奏する。
【０１１９】つぎの発明によれば、搬送波周波数の同期
確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数
で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを
検出し、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出し
て、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正
するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下
の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、
これにより、フェージングのある無線伝送路においても
精度の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数
同期回路が得られるという効果を奏する。
確立のために基準となるＬ１個の信号が使用する周波数
で受信された基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを
検出し、受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出し
て、その抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正
するようにしたので、フェージング下で一定レベル以下
の受信レベルをもつ受信信号を同期処理から排除され、
これにより、フェージングのある無線伝送路においても
精度の高い周波数同期をとることが可能な搬送波周波数
同期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２０】つぎの発明によれば、送信側から送られて
きた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去
された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベ
ルが一定レベル以上の信号を抽出し、その抽出された信
号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、
フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受
信信号を同期処理から排除され、フェージングのある無
線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが
可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受
信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることか
ら、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精
度が得られない場合に有効な搬送波周波数同期回路が得
られるという効果を奏する。
きた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去
された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベ
ルが一定レベル以上の信号を抽出し、その抽出された信
号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、
フェージング下で一定レベル以下の受信レベルをもつ受
信信号を同期処理から排除され、フェージングのある無
線伝送路においても精度の高い周波数同期をとることが
可能であることはもちろん、無変調信号となる全ての受
信信号を使うので全受信電力を無駄なく使えることか
ら、パイロット信号の数が少なくて所望の周波数同期精
度が得られない場合に有効な搬送波周波数同期回路が得
られるという効果を奏する。
【０１２１】つぎの発明によれば、搬送波周波数の補正
の際に、加算器では抽出によって得られた信号を加算
し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位
相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得
るようにしたので、抽出された信号だけを用いて搬送波
周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が
得られるという効果を奏する。
の際に、加算器では抽出によって得られた信号を加算
し、位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位
相を検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得
るようにしたので、抽出された信号だけを用いて搬送波
周波数を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が
得られるという効果を奏する。
【０１２２】つぎの発明によれば、抽出の際には、スイ
ッチにより一定レベル以上の場合に信号の出力をオン
し、一定レベルに満たない場合に信号の出力をオフする
ようにしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レ
ベルをもつ信号を抽出することが可能な搬送波周波数同
期回路が得られるという効果を奏する。
ッチにより一定レベル以上の場合に信号の出力をオン
し、一定レベルに満たない場合に信号の出力をオフする
ようにしたので、オン／オフ制御で簡単に所要の受信レ
ベルをもつ信号を抽出することが可能な搬送波周波数同
期回路が得られるという効果を奏する。
【０１２３】つぎの発明によれば、基準となるＬ１個の
信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の
信号の各受信レベルを検出し、基準となるＬ１個の信号
それぞれに対して検出された受信レベルの大きさに応じ
た重みを付加し、その重み付けされた基準となる信号に
基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期
処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小
さくすることができ、これにより、フェージングのある
無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとること
が可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を
奏する。
信号が使用する周波数で受信された基準となるＬ１個の
信号の各受信レベルを検出し、基準となるＬ１個の信号
それぞれに対して検出された受信レベルの大きさに応じ
た重みを付加し、その重み付けされた基準となる信号に
基づいて搬送波周波数を補正するようにしたので、同期
処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の影響を小
さくすることができ、これにより、フェージングのある
無線伝送路においても精度の高い周波数同期をとること
が可能な搬送波周波数同期回路が得られるという効果を
奏する。
【０１２４】つぎの発明によれば、送信側から送られて
きた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去
された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベ
ルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた
信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたの
で、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の
影響を小さくして、フェージングのある無線伝送路にお
いても精度の高い周波数同期をとることが可能であるこ
とはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使う
ので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット
信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない
場合に有効な搬送波周波数同期回路が得られるという効
果を奏する。
きた複数の信号に対して変調除去を行い、その変調除去
された複数の信号の各受信レベルを検出して、受信レベ
ルの大きさに応じた重みを付加し、その重み付けされた
信号に基づいて搬送波周波数を補正するようにしたの
で、同期処理時に受信レベルが小さいパイロット信号の
影響を小さくして、フェージングのある無線伝送路にお
いても精度の高い周波数同期をとることが可能であるこ
とはもちろん、無変調信号となる全ての受信信号を使う
ので全受信電力を無駄なく使えることから、パイロット
信号の数が少なくて所望の周波数同期精度が得られない
場合に有効な搬送波周波数同期回路が得られるという効
果を奏する。
【０１２５】つぎの発明によれば、搬送波周波数の補正
の際に、加算器では重み付けで得られた信号を加算し、
位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を
検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るよ
うにしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数
を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が得られ
るという効果を奏する。
の際に、加算器では重み付けで得られた信号を加算し、
位相検出回路では加算器の加算結果による信号の位相を
検出して搬送波周波数を補正するための補正量を得るよ
うにしたので、各信号の重み付けに応じて搬送波周波数
を補正することが可能な搬送波周波数同期回路が得られ
るという効果を奏する。
【図１】 本発明の実施の形態１によるＯＦＤＭ復調器
の一構成例を示すブロック図である。
の一構成例を示すブロック図である。
【図２】 ＯＦＤＭ方式に使用される伝送フレームのフ
ォーマット例を示す図である。
ォーマット例を示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態２によるＯＦＤＭ復調器
の一構成例を示すブロック図である。
の一構成例を示すブロック図である。
【図４】 本実施の形態２においてフェージング伝送路
で小さい受信レベルをもつ受信信号の除去方法を説明す
る図である。
で小さい受信レベルをもつ受信信号の除去方法を説明す
る図である。
【図５】 本発明の実施の形態３によるＯＦＤＭ復調器
の一構成例を示すブロック図である。
の一構成例を示すブロック図である。
【図６】 本発明の実施の形態４によるＯＦＤＭ復調器
の一構成例を示すブロック図である。
の一構成例を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態５によるＯＦＤＭ復調器
の一構成例を示すブロック図である。
の一構成例を示すブロック図である。
【図８】 本発明の実施の形態６によるＯＦＤＭ復調器
の一構成例を示すブロック図である。
の一構成例を示すブロック図である。
【図９】 従来例によるＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復調
器間の関係を表す一般的な構成図である。
器間の関係を表す一般的な構成図である。
【図１０】 送信シンボルを説明する図であり、同図
（ａ）は直並列変換前の送信シンボルのフォーマットを
示し、同図（ｂ）は直並列変換後の送信シンボルのフォ
ーマットを示している。
（ａ）は直並列変換前の送信シンボルのフォーマットを
示し、同図（ｂ）は直並列変換後の送信シンボルのフォ
ーマットを示している。
【図１１】 ＯＦＤＭ変調器から出力される送信ＩＦ信
号のスペクトルを表す図である。
号のスペクトルを表す図である。
【図１２】 従来例によるＯＦＤＭ復調器を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１３】 送信ベースバンド信号波形の同相成分を示
す図である。
す図である。
【図１４】 受信ベースバンド信号の遅延と相関値との
関係を示す図である。
関係を示す図である。
【図１５】 フェージング伝送路の周波数特性と受信信
号のスペクトルとの関係を説明する図である。
号のスペクトルとの関係を説明する図である。
１，２，３，４，５，６ ＯＦＤＭ復調器、１０，２
０，３０，４０，５０，６０ 搬送波周波数同期回路、
１１ａ，２１ａ，３１ａ 遅延検波回路、１１ｂ，２１
ｂ，３１ｂ レベル検出回路、１１1 〜１１N ，２１1
〜２１N ，３１1〜３１N 位相シフト検出回路、１２
選択器、１３ 選択制御回路、１４ 加算器、１５
位相検出回路、１６ ＬＦ、２１ｃ 制御回路、２１ｄ
スイッチ、係数設定回路、３１ｄ 乗算器、４１1 〜
４１N ，５１1 〜５１N ，６１1 〜６１N 変調除去回
路。
０，３０，４０，５０，６０ 搬送波周波数同期回路、
１１ａ，２１ａ，３１ａ 遅延検波回路、１１ｂ，２１
ｂ，３１ｂ レベル検出回路、１１1 〜１１N ，２１1
〜２１N ，３１1〜３１N 位相シフト検出回路、１２
選択器、１３ 選択制御回路、１４ 加算器、１５
位相検出回路、１６ ＬＦ、２１ｃ 制御回路、２１ｄ
スイッチ、係数設定回路、３１ｄ 乗算器、４１1 〜
４１N ，５１1 〜５１N ，６１1 〜６１N 変調除去回
路。
Claims (10)
- 【請求項１】 送信側では、搬送波周波数の同期確立の
ために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含ん
だ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、
受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信
側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の
信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに
適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周
波数同期回路において、 前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信さ
れた前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出
する検出手段と、 前記基準となるＬ１個の信号間において前記検出手段で
検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２
（Ｌ２は自然数、Ｌ２≦Ｌ１）個の前記基準となる信号
を選択する選択手段と、 前記選択手段で選択された前記基準となる信号に基づい
て搬送波周波数を補正する補正手段と、 を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 【請求項２】 送信側では、複数の送信信号を直交周波
数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送
波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬
送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を
補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で
使用される搬送波周波数同期回路において、 前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除
去を行う変調除去手段と、 前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信
レベルを検出する検出手段と、 前記変調除去された複数の信号間において前記検出手段
で検出された受信レベルの大小関係から大きい順にＬ２
（Ｌ２は自然数）個の信号を選択する選択手段と、 前記変調除去された複数の信号のうちで前記選択手段で
選択された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正
手段と、 を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 【請求項３】 前記補正手段は、前記選択手段で選択さ
れた信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果に
よる信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するため
の補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とす
る請求項１または２に記載の搬送波周波数同期回路。 - 【請求項４】 送信側では、搬送波周波数の同期確立の
ために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含ん
だ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、
受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信
側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の
信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに
適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周
波数同期回路において、 前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信さ
れた前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出
する検出手段と、 前記基準となるＬ１個の信号のうち、前記検出手段で検
出された受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出する
抽出手段と、 前記抽出手段で抽出された前記基準となる信号に基づい
て搬送波周波数を補正する補正手段と、 を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 【請求項５】 送信側では、複数の送信信号を直交周波
数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送
波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬
送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を
補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で
使用される搬送波周波数同期回路において、 前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除
去を行う変調除去手段と、 前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信
レベルを検出する検出手段と、 前記変調除去された複数の信号のうち、前記検出手段で
検出された受信レベルが一定レベル以上の信号を抽出す
る抽出手段と、 前記変調除去された複数の信号のうちで前記抽出手段で
抽出された信号に基づいて搬送波周波数を補正する補正
手段と、 を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 【請求項６】 前記補正手段は、前記抽出手段で抽出さ
れた信号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果に
よる信号の位相を検出して搬送波周波数を補正するため
の補正量を得る位相検出回路とを有したことを特徴とす
る請求項４または５に記載の搬送波周波数同期回路。 - 【請求項７】 前記抽出手段は、前記検出手段で検出さ
れた受信レベルについて一定レベル以上の場合に出力を
オンし、一定レベルに満たない場合にオフするスイッチ
を有したことを特徴とする請求項４，５または６に記載
の搬送波周波数同期回路。 - 【請求項８】 送信側では、搬送波周波数の同期確立の
ために基準となるＬ１（Ｌ１は自然数）個の信号を含ん
だ信号を直交周波数分割多重して搬送波信号を生成し、
受信側では、搬送波周波数の同期確立のため、前記送信
側で生成された搬送波信号内の前記基準となるＬ１個の
信号の状態に応じて搬送波周波数を補正するシステムに
適用され、当該システムの受信側で使用される搬送波周
波数同期回路において、 前記基準となるＬ１個の信号が使用する周波数で受信さ
れた前記基準となるＬ１個の信号の各受信レベルを検出
する検出手段と、 前記基準となるＬ１個の信号それぞれに対して前記検出
手段で検出された受信レベルの大きさに応じた重みを付
加する重み付け手段と、 前記重み付け手段で重み付けされた基準となる信号に基
づいて搬送波周波数を補正する補正手段と、 を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 【請求項９】 送信側では、複数の送信信号を直交周波
数分割多重して搬送波信号を生成し、受信側では、搬送
波周波数の同期確立のため、前記送信側で生成された搬
送波信号内の複数の信号の状態に応じて搬送波周波数を
補正するシステムに適用され、当該システムの受信側で
使用される搬送波周波数同期回路において、 前記送信側から送られてきた複数の信号に対して変調除
去を行う変調除去手段と、 前記変調除去手段で変調除去された複数の信号の各受信
レベルを検出する検出手段と、 前記変調除去手段で変調除去された複数の信号それぞれ
に対して前記検出手段で検出された受信レベルの大きさ
に応じた重みを付加する重み付け手段と、 前記重み付け手段で重み付けされた信号に基づいて搬送
波周波数を補正する補正手段と、 を備えたことを特徴とする搬送波周波数同期回路。 - 【請求項１０】 前記補正手段は、前記重み付け手段で
重み付けされた信号を加算する加算器と、前記加算器の
加算結果による信号の位相を検出して搬送波周波数を補
正するための補正量を得る位相検出回路とを有したこと
を特徴とする請求項８または９に記載の搬送波周波数同
期回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13334098A JP4039733B2 (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 搬送波周波数同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13334098A JP4039733B2 (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 搬送波周波数同期回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11331120A true JPH11331120A (ja) | 1999-11-30 |
| JP4039733B2 JP4039733B2 (ja) | 2008-01-30 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13334098A Expired - Fee Related JP4039733B2 (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 搬送波周波数同期回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4039733B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100327901B1 (ko) * | 1999-12-27 | 2002-03-09 | 오길록 | 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 |
| JP2006295349A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | パイロット信号検出装置及び方法 |
| JP2009182837A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Mitsubishi Electric Corp | 復調装置 |
| JP2011512770A (ja) * | 2008-02-19 | 2011-04-21 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 直交周波数分割多重の受信機におけるｉ／ｑ不均衡パラメーターを推定する装置及びその方法 |
-
1998
- 1998-05-15 JP JP13334098A patent/JP4039733B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR100327901B1 (ko) * | 1999-12-27 | 2002-03-09 | 오길록 | 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 |
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| US8467479B2 (en) | 2008-02-19 | 2013-06-18 | Samsung Electronics Co., Ltd | Apparatus and method for estimating I/Q unbalance parameters in OFDM receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4039733B2 (ja) | 2008-01-30 |
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