JPH1141982A - ３相インバ−タ装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータ装置で３相交流電動機を直流励磁
する時にインピーダンスのバラツキ等のために過電流状
態が発生し、過電流アラームが多発することがあった。 【解決手段】 ３相交流電動機の直流励磁期間にインバ
ータ出力電流の実効値又は平均値を求める。この検出電
流値と基準値との偏差信号によってインバータ装置の直
流励磁動作の直流出力電圧を制御する。これにより、直
流励磁期間の過電流が防止される。直流励磁のレベルが
下がり過ぎることを防ぐためにリミッタ手段を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、３相交流電動機を
駆動するための可変周波数及び可変電圧型３相インバー
タ装置及びその制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバータで交流電動機を駆動する時に
は、図１に示すように電動機の起動時点ｔ1 からインバ
ータの出力周波数を徐々に高め、且つ出力電圧を図２に
示すように周波数に合せて高め、図１のｔ2 時点で電動
機が所定の回転速度になったら、周波数及び電圧を一定
に保つ。また、電動機の停止時にはｔ3 〜ｔ4 区間に示
すように周波数を徐々に下げると共に出力電圧を徐々に
下げる。図１において、ｔ0 〜ｔ1 及びｔ4 〜ｔ5 期間
は電動機の停止期間であるが、起動前のｔ0 〜ｔ1 期間
では電動機の起動を円滑にするために電動機に低いレベ
ルの直流励磁電流を流す。また、ｔ4 〜ｔ5 期間では制
動を目的として直流制動回路を形成する。従って、図２
に示すようにインバータの出力周波数がゼロの時に出力
電圧はゼロにならない。直流励磁期間及び制動期間の直
流モード時には３相ブリッジ型インバータの変換用スイ
ッチを例えば図７に示すようにアンバランスに制御す
る。これにより、インバータの出力ラインにアンバラン
スに直流電流が流れる。直流モードにおけるインバータ
出力電流は、電動機、インバータ及び配線のインピーダ
ンスによって決まる時定数に従って上昇する直流電流と
なる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、直流モード
時のインバータ出力電流は、交流モード時のインバータ
出力電流と異なった状態で流れるので、交流モード時の
過電流保護方法をそのまま適用することができない。従
来方法では、交流モード時よりも低い電流レベルでアラ
ームを発生させる手段を設け、アラームの発生に応答し
て手動でインバータを完全に停止した。しかし、電動機
の容量がインバータの容量よりも大きかったり、又は電
動機のインピーダンスが小さい場合にはアラームが多発
することがあった。

【０００４】そこで、本発明の目的は、直流モード時に
おける過電流保護を容易且つ確実に達成することができ
るインバータ装置及びその制御方法を提供することにあ
る。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための方法の発明は、３相交流電動機に
可変周波数・可変電圧型３相インバータ装置から電力を
供給する方法であって、前記交流電動機の起動前の直流
励磁期間に、又は停止制御後の制動期間に前記インバー
タ装置の変換用スイッチを前記インバータ装置から直流
出力電圧が得られるように制御し、前記インバータ装置
の出力電流を検出し、前記出力電流の実効値又は平均値
を求めてこれを検出電流値とし、前記検出電流値と基準
電流値との差に対応する値を求め、この差に対応する値
に基づいて前記検出電流値が前記基準電流値以下に制限
されるように前記インバータ装置の前記変換用スイッチ
を制御する３相インバータ装置の制御方法に係わるもの
である。また、装置の発明は、３相交流電動機に電力を
供給するための可変周波数・可変電圧型３相インバータ
装置であって、前記交流電動機の起動前の直流励磁期間
又は停止制御後の制動期間に前記インバータ装置の変換
用スイッチを前記インバータ装置から直流出力電圧が得
られるように制御する手段と、前記インバータ装置の出
力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で
検出された前記出力電流の実効値又は平均値を求めてこ
れを検出電流値として出力する演算手段と、前記検出電
流値と基準電流値との差に対応する値を求め、この差に
対応する値に基づいて前記検出電流値が前記基準電流値
以下に制限されるように前記インバータ装置の前記変換
用スイッチを制御する手段とを備えている３相インバー
タ装置に係わるものである。

【０００６】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、出力電流の実
効値又は平均値から検出電流値を求め、これと直流励磁
又は制動の直流モード期間における基準電流値との差に
対応する値を求め、検出電流値が基準電流値以下に制限
されるようにインバータの出力電圧を制御するので、直
流モード時におけるインバータの保護を容易且つ確実に
達成することができる。

【０００７】

【実施例】次に、本発明の実施形態を説明するための可
変周波数及び可変電圧のＰＷＭインバータ装置を図１〜
図９を参照して説明する。図３のインバータ装置は、直
流電源１の直流電圧をＤＣ−ＡＣ変換回路２によって交
流に変換して３相誘導電動機３を駆動するように構成さ
れている。

【０００８】変換回路２は、トランジスタから成る第１
〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接続し、各
スイッチＱ1 〜Ｑ6 に並列にダイオードＤ1 〜Ｄ6 を接
続した周知の回路である。この変換回路２は直流を交流
に変換して交流を出力するモード（以下、交流モードと
言う）と、アンバランスの直流を出力するモード（以
下、直流モードと言う）と、出力電流を遮断するモード
（以下、遮断モードと言う）との３つのモードで動作す
る。

【０００９】変換回路２の３相出力ライン４ａ、４ｂ、
４ｃには電流検出手段としての電流検出器５ａ、５ｂ、
５ｃが電磁結合又は磁気結合されている。電流検出器５
ａ、５ｂ、５ｃは変流器又はホール素子等で構成するこ
とができる。実施例では３個の電流検出器５ａ、５ｂ、
５ｃが設けられているが、任意の２相の電流を検出し、
残りの相の電流を演算で求めることもできる。

【００１０】各スイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ベー
ス）に接続された制御信号作成回路６は、変換回路２を
交流モード、直流モード及び遮断モードで動作させるた
めの制御信号を形成する。この制御信号作成回路６の詳
細は追って説明する。

【００１１】モード指令装置７は操作パネルの操作スイ
ッチ等であって、交流モード指令、直流モード指令及び
遮断モード指令を伝送路７ａで制御信号作成回路６に与
えるものである。

【００１２】電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃに接続されて
いる過電流保護装置８は、交流モード時の過電流保護手
段、直流モード時の過電流保護手段、アラーム手段を含
み、伝送路８ａによって電流制御信号を制御信号作成回
路６に与えるものである。この過電流保護装置８の詳細
は追って説明する。なお、図３では制御信号作成回路６
及び過電流保護装置８が個別に示されているが、これ等
の多くの部分はディジタル信号処理回路即ちマイクロプ
ロセッサ（マイコン）で構成されている。

【００１３】図４は制御信号作成回路６を等価的に示す
ものであり、第１相、第２相及び第３相制御信号作成回
路６ａ、６ｂ、６ｃと分配回路１０とから成る。第１相
制御信号作成回路６ａは、正弦波及び直流信号発生手段
１１と乗算手段１２と三角波信号発生手段１３と、コン
パレータ１４とから成る。第２相及び第３相制御信号作
成回路６ｂ、６ｃは、第１相制御信号作成回路６ａと実
質的に同一に構成されている。但し、第２相及び第３相
制御信号作成回路６ｂ、６ｃにおける第１相制御信号作
成回路６ａの正弦波及び直流信号発生手段１１に相当す
るものは第１相の正弦波に対して１２０度及び２４０度
の位相差を有する正弦波及び直流信号を発生する。ま
た、第２相及び第３相制御信号作成回路６ｂ、６ｃにお
いては三角波信号発生手段１３に相当するものが省略さ
れており、第１相の三角波信号発生手段１３が兼用され
ている。勿論、第２相及び第３相制御信号作成回路６
ｂ、６ｃにも独立に三角波信号発生手段を設け、これを
第１相の三角波信号発生手段１３に同期させることがで
きる。また、第２相及び第３相制御信号作成回路６ｂ、
６ｃに独立に正弦波信号発生手段を設ける代りに、第１
相の正弦波及び直流信号発生手段１１から発生させた正
弦波に対して遅延手段によって１２０度及び２４０度の
遅れを与えて第２相及び第３相の正弦波を得ることがで
きる。

【００１４】正弦波及び直流信号発生手段１１はモード
指令装置７からの交流モード指令に応答して、図６
（Ａ）に示す正弦波Ｖacを発生する。この正弦波Ｖacは
例えばＲＯＭ（リード・オンリー・メモリ）に格納され
た正弦波データの読み出しによって得る。正弦波及び直
流信号発生手段１１は図１に示す起動期間ｔ1 〜ｔ2 と
停止動作期間ｔ3 〜ｔ4 に正弦波の周波数を徐々に変え
るように構成され且つ図２示すように周波数の変化に応
じて電圧（振幅）を変えるように構成されている。ま
た、正弦波及び直流信号発生手段１１はモード指令装置
７からの直流モード指令に応答して出力周波数がゼロの
状態となり、図６（Ａ）の直流信号Ｖdcを正弦波Ｖacの
ゼロレベルの近傍に発生する。また、正弦波及び直流信
号発生手段１１はモード指令装置７からの遮断モード指
令に応答して正弦波Ｖac及び直流信号Ｖdcのいずれの発
生も停止する。第２相及び第３相制御信号作成回路６
ｂ、６ｃの正弦波は図６（Ａ）の正弦波Ｖacに対して１
２０度及び２４０度の遅れを有するものである。従っ
て、第１相、第２相及び第３相の正弦波は図８に示すイ
ンバータの基準相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に対応したもの
になる。

【００１５】減算手段１２は正弦波及び直流信号発生手
段１１の出力から図２の過電流保護装置８から出力され
た電圧調整信号を減算するものである。交流モード時に
は過電流保護装置８から減算すべき信号が発生しないの
で、正弦波Ｖacは減算手段１２によって振幅制御されな
い。一方、直流モード時には過電流保護装置８から直流
電流を制御するための非固定の電圧調整信号が発生する
ので、正弦波及び直流信号発生手段１１から発生した直
流信号Ｖdcのレベルが減算手段１２で制御される。

【００１６】三角波信号発生手段１３は変換回路２の正
弦波Ｖacの周波数よりも十分に高い繰り返し周波数で三
角波信号Ｖt を図６に示すように発生する。コンパレー
タ１４は交流モード時に正弦波及び直流信号発生手段１
１の正弦波Ｖacと三角波信号発生手段１３の三角波信号
Ｖt とを比較して図６（Ｂ）に示すＰＷＭパルスを出力
する。また、直流モード時には、図６（Ａ）の直流信号
Ｖdcと三角波信号Ｖt がコンパレータ１４で比較され
る。コンパレータ１４がディジタル比較手段の場合には
この出力段にディジタル・アナログ変換器を設ける。ま
た、コンパレータ１４がアナログの電圧比較器の場合に
は、両方の入力ラインにディジタル・アナログ変換器を
設ける。

【００１７】分配回路１０は、第１、第２、第３相制御
信号作成回路６ａ、６ｂ、６ｃの出力パルスを変換回路
２のスイッチＱ1 〜Ｑ6 に分配する。詳細には、モード
指令装置７から交流モード指令が発生している時には、
第１相制御信号作成回路６ａのＰＷＭパルスを図８
（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 に分配し、第２相制御信号作成回路６ｂのＰＷ
Ｍパルスを図８（Ｄ）（Ｅ）に示すように第３及び第４
のスイッチＱ3 、Ｑ4 に分配し、第３相制御信号作成回
路６ｃのＰＷＭパルスを図８（Ｆ）（Ｇ）に示すように
第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 に分配する。

【００１８】一方、モード指令装置７から直流モード指
令が発生している時には、分配回路１０が図８（Ｂ）〜
（Ｇ）に示す周知の分配動作を停止し、図７（Ａ）、
（Ｃ）、（Ｆ）に示すように第１相、第２相及び第３相
制御信号作成回路６ａ、６ｂ、６ｃの出力ＰＷＭパルス
を連続的に第１、第３及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ3 、
Ｑ5 に供給し、第２、第４及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ
4 、Ｑ6 には第１、第３及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ3
、Ｑ5 に供給するＰＷＭパルスをＮＯＴ回路で位相反
転したものに相当する図７（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示すＰ
ＷＭパルスを連続的に供給する。図７から明らかなよう
に第１相、第２相及び第３相制御信号作成回路６ａ、６
ｂ、６ｃのＰＷＭパルス及びこの反転パルスはパルス幅
が互いに僅かに異なるので、この差に応じた直流出力電
流が電動機３に流れ込む。即ち、図７の期間Ｔ1 及びＴ
4 には図２におけるＱ5 −４ｃ−３−４ａ−Ｑ2 の回
路、及びＱ5 −４ｃ−３−４ｂ−Ｑ4 の回路に電流が流
れる。また、期間Ｔ2 及びＴ3 にはＱ1 −４ａ−３−４
ｂ−Ｑ4 の回路、及びＱ5 −４ｃ−３−４ｂ−Ｑ4 の回
路に電流が流れる。今、Ｔ1 ＝Ｔ2 ＝Ｔ3 ＝Ｔ4 とすれ
ば、直流モード時のライン４ａ、４ｂ、４ｃの電流Ｉu
、Ｉv 、Ｉw は平均値で示すと図７（Ｇ）（Ｈ）
（Ｉ）になる。即ち、第１相ライン４ａの電流Ｉu はゼ
ロであり、第２及び第３相ライン４ｂ、４ｃには互いに
逆向きの電流が流れる。これにより、電動機３はアンバ
ランスの電流によって直流励磁される。アンバランスの
直流電流のレベルは図７のＰＷＭパルスの幅によって変
化する。本実施例では直流モード時に電流Ｉu 、Ｉv 、
Ｉw の実効値（又は平均値）が基準値よりも大きくなら
ないようにＰＷＭパルスの幅を制御する。もし、図７に
おいて期間Ｔ1 、Ｔ2 、Ｔ3 、Ｔ4 が短くなると出力電
流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw の実効値は小さくなる。

【００１９】直流モード時における出力電流Ｉu 、Ｉv
、Ｉw の実効値の制御は図４の減算手段１２に伝送路
８ａから供給する電圧調整信号によって達成する。直流
モード時においては既に説明したように図４の正弦波及
び直流信号発生手段１１から図６（Ａ）に示すような直
流信号Ｖdcが発生する。もし、直流信号Ｖdcのレベルが
第１相、第２相及び第３相の全てにおいて同一であれ
ば、第１相、第２相及び第３相のＰＷＭパルスが同一に
なるので、電動機３に直流電流を流すことができない。
しかし、第１、第２及び第３相の直流信号Ｖdcが互いに
相違するように正弦波及び直流信号発生手段１１によっ
てレベル調整されるので、図７に示すアンバランスのＰ
ＷＭパルスが発生し、直流出力電流が流れる。

【００２０】図５は図２の過電流保護装置８の１相分の
等価回路を示す。過電流保護装置８は例えば第１相の電
流検出器５ａに接続されたＡ／Ｄ（アナログ・ディジタ
ル）変換器２０と、実効値演算手段２１と、過電流検出
基準値発生手段２２と、第１の比較手段２３と、アラー
ム手段２４と、直流基準値発生手段２５と、第２の比較
手段２６と、出力周波数判定手段２７と、偏差演算手段
２８と、リミッタ値設定手段２９と、第３の比較手段３
０と、リミッタ手段３１と、積分器３２とを備えてい
る。

【００２１】Ａ／Ｄ変換器２０には交流モード時の交流
電流又は直流モード時の直流電流が入力し、ディジタル
信号に変換されて実効値演算手段２１に送られる。実効
値演算手段２１から得られた実効値Ｉe は過電流検出基
準値発生手段２２から得られた過電流検出基準値と第１
の比較手段２３で比較される。もし、実効値Ｉe が過電
流検出基準値よりも高いレベルであると判定された時に
は比較手段２３からライン３３によってゲ−トオフ信号
を図４の分配回路１０に送る。これにより、ＰＷＭパル
スの発生が中断され、スイッチＱ1 〜Ｑ6 がオフにな
る。

【００２２】アラーム手段２４は、過電流検出基準値発
生手段２２の基準値よりも低いレベルのアラーム用過電
流基準値発生手段と、この基準値と実効値Ｉe とを比較
する手段と、アラーム用基準値よりも実効値Ｉe が高く
なっている時間を計測するためのカウンタと、カウンタ
の出力が所定値以上になった時に音によるアラームを発
生するアラーム発生器とから成る。従って、アラーム手
段２４は比較的低いレベルの過電流が長い時間流れてい
る時にアラームを発生する。

【００２３】直流基準値発生手段２５は直流モード時に
おける出力電流を帰還制御するための直流基準値Ｉr を
発生するものであり、過電流検出基準値発生手段２２の
基準値よりも大幅にレベルの低い直流基準値Ｉr を発生
する。第２の比較手段２６は直流基準値Ｉr と実効値Ｉ
e とを比較する。この第２の比較手段２６による動作は
出力周波数判定手段２７が直流モード指令に応答して直
流モードを検出している時にのみ生じる。偏差演算手段
２８は、実効値Ｉe と直流基準値Ｉr との差に対応する
信号を出力する。なお、偏差演算手段２８は比較手段２
６からＩe ＞Ｉr の出力が発生している時のみ動作す
る。この偏差演算手段２８においてはＡ＝Ｋ（Ｉe −Ｉ
r ）で示される出力が発生する。ここで、Ｋは電流偏差
に相当する出力電圧偏差を得るための係数を示す。また
Ａは偏差出力であり、電流制限の大きさの情報を含む。
従って、偏差出力Ａが大きいほど変換回路２の出力電圧
を下げる幅が大きくなる。

【００２４】リミッタ値設定手段２９はリミッタ係数Ｂ
をインバータの目標直流出力電圧Ｖ0 に乗算してリミッ
タ値Ｃを設定するものである。第３の比較手段３０は偏
差演算手段２８から得られた偏差信号Ａとリミッタ値Ｃ
とを比較し、Ａ＞Ｃの時にのみリミッタ手段３１を動作
させるものである。これにより、リミッタ手段３１は、
Ａ＞Ｃの時にはリミッタ値Ｃを出力し、Ａ＞Ｃでない時
には偏差信号Ａをそのまま出力する。なお、リミッタ手
段３１は偏差信号Ａが大きくなり過ぎて直流出力電圧Ｖ
0 が低くなり過ぎ、目標とする直流励磁が得られなくな
るのを防ぐために設けられている。図４ではリミッタ手
段３１の出力が積分器３２を介して減算手段１２に供給
されている。従って、減算手段１２において、直流信号
Ｖdcから偏差信号Ａ又はリミッタ値Ｃが減算され、帰還
制御された直流出力電圧指令値がコンパレータ１４に与
えられ、直流電流が直流基準値以下になるように直流電
圧が制御される。これにより、直流電流が過大レベルに
なり、アラーム手段２４からアラームが発生することが
防止され、またスイッチＱ1 〜Ｑ6 の破壊が防止され
る。

【００２５】図９は直流電流を制御する動作の流れを示
す。直流電流を基準値以下に制限する時には、まず、ス
ラップＳ1 に示すように図５のリミッタ値設定手段２９
で使用する基準直流出力電圧Ｖ0 をセットする。また、
スラップＳ2 において、直流基準値発生手段２５で使用
する直流基準値Ｉr をセットする。次に、スラップＳ3
でインバータ出力周波数がゼロか否かが判断される。即
ち、図５の出力周波数判定手段２７における判定を実行
させる。出力周波数がゼロで直流モードであることを示
すＹＥＳの出力が得られた時にはスラップＳ4 で実効値
Ｉe が基準値Ｉr よりも大きいか否かが判断される。こ
のスラップＳ4 の判断は図５の比較手段２６で実行され
る。なお、スラップＳ3で出力周波数がゼロでないこと
を示すＮＯの出力が得られた時には、スラップＳ13に示
すように交流モード動作を継続させる。交流モード動作
させる時には図４の乗算手段１２に実質的に無関係に正
弦波をコンパレータ１４に送る。即ち、正弦波を直接に
コンパレータ１４に送る。スラップＳ4 において実効値
Ｉe が基準値Ｉr よりも大きいことを示すＹＥＳの出力
が得られた時には、スラップＳ5 でＩe −Ｉr の偏差を
求め、更にスラップＳ6 で電圧に換算するための係数Ｂ
を偏差に乗算して偏差信号Ａを得る。この偏差信号Ａを
得るためのスラップＳ5 、Ｓ6 の動作は図５の偏差演算
手段２８で実行される。スラップＳ4 でＩe ＞Ｉr でな
いことを示すＮＯの出力が得られた時には、スラップＳ
14に示すように実行値Ｉc を基準値Ｉr に一致させるた
めの制御を実行する。即ち、図４の正弦波及び直流信号
発生手段１１から図７に示す基準の直流モード用のＰＷ
Ｍパルスを得るための基準の直流信号を発生させ、これ
を乗算手段１２に無関係にそのままコンパレータ１４に
送る。次に、スラップＳ7 でリミッタ値Ｃを設定する。
このスラップＳ7 の動作は図５のリミッタ値設定手段２
９で生じる。次に、スラップＳ8 でＡ＞Ｃか否かが判定
される。この判定は図５の比較手段３０で実行される。
スラップＳ8 でＡ＞Ｃを示すＹＥＳの出力が得られた時
は、スラップＳ9 でリミッタ値Ｃを出力する。また、Ａ
＞Ｃでないことを示すＮＯの出力の時には、スラップＳ
10に示すように偏差信号Ａをそのまま出力する。次にス
ラップＳ11の積分処理をした後に、スラップＳ12に示す
ように直流モードにおける直流出力電圧を制御し、その
後、スラップＳ13で制御動作を終了させる。スラップＳ
12の動作は図４の減算手段１２で生じる。直流モード時
に減算手段１２を選択的に動作させ、正弦波及び直流信
号発生手段１１から発生した基準直流出力電圧を指令す
る直流信号Ｖdcに制御信号を減算すると、図６の直流信
号Ｖdcのレベルが変化し、図７に示す直流モード時のＰ
ＷＭパルスの幅が変化し、直流出力電圧及び電流が変化
する。例えば図７（Ｃ）に示すスイッチＱ3 のオン時間
幅が大きくなり、図７（Ｄ）のスイッチＱ4 のオン時間
幅が短くなると、出力電流の実効値（平均値）は小さく
なる。

【００２６】上述から明らかなように本実施例によれば
直流モード時における過電流を防止し、アラームの発生
を抑制することができる。また、実効値演算手段２１を
設け、この出力を交流モードと直流モードとの両方で使
用するので、直流モードにおける出力電流の平均値に相
当する値を実効値によって等価的に得ることができ、制
御系が簡略化される。また、リミッタ手段３１を設けた
ので、直流モードにおける直流電流が必要以上に低くな
ることを防ぐことができる。

【００２７】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図７において例えば、第１相及び第３相のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5、Ｑ6 のＰＷＭパルスの幅を固定
し、第２相のスイッチＱ3 、Ｑ4 のＰＷＭパルスの幅の
みを変えて直流モード時の直流出力電圧及び電流を制御
することができる。 （２） 制御信号作成回路６及び過電流保護装置８をデ
ィジタル回路で形成する代りに、アナログ回路で形成す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】電動機の駆動と周波数の関係を示す図である。

【図２】インバータ装置の出力周波数と出力電圧の関係
を示す図である。

【図３】本発明の実施例の電動機を駆動するためのイン
バータ装置を示す回路図である。

【図４】図３の制御信号作成回路を詳しく示すブロック
図である。

【図５】図３の過電流保護装置を等価的に詳しく示すブ
ロック図である。

【図６】図４の各部の状態を示す波形図である。

【図７】直流モード時の各部の状態を示す波形図であ
る。

【図８】交流モード時の各部の状態を示す波形図であ
る。

【図９】直流モード時の過電流保護動作を示す流れ図で
ある。

【符号の説明】

２ ＤＣ−ＡＣ変換回路 ３ 交流電動機 ５ａ、５ｂ、５ｃ 電流検出器 ８ 過電流保護装置

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【手続補正書】

【提出日】平成９年８月２９日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図４

【補正方法】変更

【補正内容】

【図４】

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相交流電動機に可変周波数・可変電圧
   型３相インバータ装置から電力を供給する方法であっ
   て、前記交流電動機の起動前の直流励磁期間に、又は停
   止制御後の制動期間に前記インバータ装置の変換用スイ
   ッチを前記インバータ装置から直流出力電圧が得られる
   ように制御し、前記インバータ装置の出力電流を検出
   し、前記出力電流の実効値又は平均値を求めてこれを検
   出電流値とし、前記検出電流値と基準電流値との差に対
   応する値を求め、この差に対応する値に基づいて前記検
   出電流値が前記基準電流値以下に制限されるように前記
   インバータ装置の前記変換用スイッチを制御することを
   特徴とする３相インバータ装置の制御方法。
2. 【請求項２】 ３相交流電動機に電力を供給するための
   可変周波数・可変電圧型３相インバータ装置であって、 前記交流電機の起動前の直流励磁期間に、又は停止制御
   後の制動期間に前記インバータ装置の変換用スイッチを
   前記インバータ装置から直流出力電圧が得られるように
   制御する手段と、 前記インバータ装置の出力電流を検出する電流検出手段
   と、 前記電流検出手段で検出された前記出力電流の実効値又
   は平均値を求めてこれを検出電流値として出力する演算
   手段と、 前記検出電流値と基準電流値との差に対応する値を求
   め、この差に対応する値に基づいて前記検出電流値が前
   記基準電流値以下に制限されるように前記インバータ装
   置の前記変換用スイッチを制御する手段と、を備えてい
   ることを特徴とする３相インバータ装置。