JPH11501794A

JPH11501794A - 多重ブランチ周波数ホッピング受信機

Info

Publication number: JPH11501794A
Application number: JP9524039A
Authority: JP
Inventors: アンドレデッカー
Original assignee: ノキアテレコミュニカシオンスオサケユキチュア
Priority date: 1995-12-29
Filing date: 1996-12-20
Publication date: 1999-02-09
Also published as: AU718633B2; US6049562A; WO1997024817A3; NO973960D0; EP0872027A2; FI956357A0; AU1178197A; NO973960L; CN1181165A; FI956357L; WO1997024817A2; FI102440B; FI102440B1

Abstract

(57)【要約】本発明は、無線ステーション、特に、セルラー無線システムのベースステーションにおいて使用される多重ブランチ周波数ホッピング受信機装置を、外部制御信号（ＶＢＰＦ）に応答するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）が受信機装置の各ブランチに対して配置されたときに、所望の周波数へと制御する方法であって、バンドパスフィルタの制御信号（ＶＢＰＦ）は周波数ホッピングと同期して制御されるような方法および装置に関する。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（ＶＢＰＦ）は、各周波数（Ｃ）および各フィルタ（ＢＰＦ２）に対して決定され、この情報は、周波数ホッピングと同期して検索されうる同調電圧メモリ（ＴＶＭ）に記憶される。

Description

【発明の詳細な説明】多重ブランチ周波数ホッピング受信機本発明は、例えば、セルラー無線システムのベースステーションに使用される多重ブランチ周波数ホッピング受信機に関するものである。第１図は、複数の受信機が多重ブランチ無線ステーションにおいて共通アンテナＡに接続されているような方法を示すブロック図である。システムの研究は、それが周波数ホッピングシステムに関するかによって異なるものとなる。この場合には、システムの構成部分は、固定周波数に関してはそれほど選択性のないものである。この種の受信機は、“多重チャンネル”であるとも称される。この意味の他に、用語“チャンネル”は、場合によっては、例えば、無線リンクの公称周波数またはある周波数とタイムスロットとの組合せを意味することがある。混同をさけるために、本明細書においては、用語“チャンネル”は、無線リンクの公称周波数またはある周波数とタイムスロットとの組合せを意味している。この場合において、並列受信機は、“受信機ブランチ”と称される。広帯域のバンドパスフィルタＢＰＦ１が、受信信号の伝播方向において、アンテナＡに続いている。バンドパスフィルタＢＰＦ１の機能は、スペクトルの影像周波数および他の不所望な成分を減衰させることである。次の段は、低ノイズ増幅器ＬＮＡであり、次に、分配増幅器ＤＡが続いている。信号は、分配増幅器ＤＡからそのステーションのすべての受信機へと送られ、各受信機の前端には、第２のバンドパスフィルタＢＰＦ２、ミクサＭＩＸおよび中間周波段ＩＦが設けられている。第１図から第５図における受信機ブランチの数は、一例として、５つであるが、それよりも多くてもよく、少なくてもよい。分配増幅器ＤＡの受信機に対する結合は、単に、フィルタＢＰＦ２の入力を並列に接続するだけではできない。何故ならば、周波数ホッピングのために、フィルタＢＰＦ２は、充分な選択性とされ得ないからである。このように並列に接続すると、適応上の種々な問題が生ずる。その代わりに、信号は、電力分割器ＰＤのチェーンを介してバンドパスフィルタＢＰＦ２へ送られる。周波数ホッピングでもってインプリメンテーションされる受信機においては、第１図の広帯域バンドパスフィルタＢＰＦ２に代えて狭帯域フィルタが使用されうることは、以前から知られている。この場合において、フィルタＢＰＦ２の入力は、特定の条件の下で、一緒に接続され、それらは、分配増幅器ＤＡおよび分割器チェーンなしに低ノイズ増幅器ＬＮＡに直接に接続されうる。分割器は電力を２つに分割するので、その理論的減衰は、３ｄＢであるが、実際には、減衰は、約３.５ｄＢである。５つの受信機ブランチの場合には、３つのブランチの減衰は、７ｄＢであり、２つのブランチの減衰は、１０.５ｄＢである。低ノイズ増幅器ＬＮＡおよび分配増幅器ＰＤは、ミクサの影像周波数におけるノイズを発生する。したがって、それらの後にバンドパスフィルタＢＰＦ２を設ける必要がある。これらバンドパスフィルタＢＰＦ２の機能は、受信機間におけるミクサの局部発振器の透過／漏洩を減衰させることである。別個には示されていない周波数ホッピング局部発振器によって制御される高信号レベルミクサＭＩＸにおいて低域変換が行われる。ミクサＭＩＸの後では、所望の信号は、固定周波数にあり、この場合には、それらは、さらに処理されうる。前述したような従来の方法における問題点は、例えば、分配増幅器ＤＡに対して多くの高い条件が要求され、スイッチングの融通性がないというようなことである。分配増幅器ＤＡは、高い出力電力（ＧＳＭ環境において約１Ｗ）を発生しなければならない。また、分配増幅器は、中間変調歪みを避けるために、低ノイズで高い線形性を有していなければならない。従来の技術における別の問題点は、分割器チェーンによって接続の融通性がなくなるということである。分割器チェーンＰＤは、必要とされるインピーダンス整合を誘導させる電力分割器から構成される。もし、Ｎ個の受信機がある場合には、全部で（Ｎ−１）個の受信機が必要とされ、信号路の少なくともいくつかは、log₂Ｎを次に近い整数にまるめた数だけシーケンスにて受信機を備える。例えば、５から８個の受信機は、多くて３個の相続く分割器を必要とするが、９番目の受信機は、４個の分割器のチェーンを有する。従来の受信機のさらに別の問題点は、所望の周波数帯域の全体を通過させるが、その帯域の外の多くの周波数をできるだけ大きく減衰させねばならないバンドパスフィルタＢＰＦ２に係るものである。したがって、いくつかの共振器が必要とされ、それらは、一般的には製造段階において手を使って調整されねばならない。さらに、バンドパスフィルタは、かさばるものであり、また、ロスの多いものでもある。本発明の目的は、前述したような問題点を解消しうる多重ブランチ周波数ホッピング受信機を提供することである。この目的は、バンドパスフィルタＢＰＦ２を周波数ホッピングと同期して外部制御信号によって制御するようにする方法および装置によって達成される。本発明の効果は、主として、分配増幅器ＤＡに伴う種々な問題点が解消されうるということである。さらに、本発明の受信機は、前述したような従来の受信機よりも、より融通性があり、且つ信頼性のあるものである。次に、添付図面を参照して、種々な実施例について、本発明をより詳細に説明する。第１図は、従来の多重ブランチ周波数ホッピング受信機を示す図である。第２図は、本発明の簡単な実施例を示す図である。第３図は、ＬＮＡ増幅器が各増幅器ブランチに対して分配されているような本発明の別の実施例を示す図である。第４図から第６図は、コンピュータシミュレーションとして作成された周波数応答を示す図である。第７図および第８図は、バンドパスフィルタに対して要求される条件を例示している図である。第９図は、フィルタの中心周波数の温度依存性を前もって測定しているような本発明のさらに改善された実施例を示す図である。本発明の多重ブランチ周波数ホッピングのブロック図を、第２図に示している。第１図に示した従来の方法に関して言えば、本発明の受信機においては、分配増幅器ＤＡおよび分割器チェーンＰＤは省かれており、フィルタＢＰＦ２の入力は、並列に接続されており、それらは、低ノイズ増幅器ＬＮＡによって直接的に加えられている。さらに、フィルタＢＰＦ２は、その中心周波数が外部信号、好ましくは、電圧によって調整されうるように、インプリメンテーションされている。制御ユニットＣＰＵは、このシステムを制御する。簡単な実施例において、フィルタＢＰＦ２の制御は、制御信号の関数としてそれらの中心周波数が予め測定されているようにして行われる。この情報は、同調電圧メモリＴＶＭに記憶される。同調電圧メモリＴＶＭのアドレッシングについて、以下説明する。同調電圧メモリＴＶＭの出力、例えば、ある２進数が、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）の入力に接続される。もし、変換器ＤＡＣが内部保持回路を有していない場合には、同調電圧メモリＴＶＭと変換器ＤＡＣとの間に保持回路がインストールされねばならない。変換器ＤＡＣの入力は、信号Ｖ_BPFとしてフィルタＢＰＦ２の制御入力に接続される。当業者には明らかなように、特に、第２図（後述する第３図および第９図における）における同調電圧メモリＴＶＭとＤ／Ａ変換器ＤＡＣとの間の接続は、個々の装置としてでなく、因果関係として説明されている。特に理解すべき点は、Ｄ／Ａ変換器の各ＤＡＣに対して別々のメモリ装置を割り当てる必要はなく、同調電圧メモリは、無線ステーションの他のパラメータデータを記憶しているようなメモリの要素であってもよい。簡単な実施例においては、同調電圧メモリＴＶＭの入力の部分、すなわち、本発明に必須なアドレスＡＤＤＲは、チャンネルＣの公称周波数のデジタル表示を含む。対応するメモリ位置の内容、すなわち、同調電圧メモリＴＶＭの出力は、前もって測定され記憶されている制御信号Ｖ_BPFのデジタル表示を含む。このデジタル表示でもって、フィルタＢＰＦ２は、そのフィルタＢＰＦ２の中心周波数が問題のチャンネルＣの公称周波数に等しくなるように、制御されねばならない。第３図に示す本発明のさらに改善された実施例においては、フィルタＢＰＦ２は、アンテナＡに直接的に接続されており、低ノイズ増幅器ＬＮＡおよび第１のフィルタＢＰＦ１が省かれている。これは、フィルタＢＰＦ２がロスの充分に低いものであることを必要としている。この場合において、低ノイズ増幅器ＬＮＡ２が、各増幅器ブランチにおいてフィルタＢＰＦ２とミクサＭＩＸとの間に加えられている。このような構成の効果は、多くの信号を同時に通す１つの増幅器よりも、１つの信号を通す充分に良好な品質を有する多数の増幅器をインプリメンテーションする方が容易であることがよくあるということである。知られているように、Ｎ個の相関のない同様に強い信号のピーク電力は、単一信号のピーク電力のＮ²倍である。Ｎ個の別々の増幅器の結合ピーク電力は、Ｎ個の信号が同時に通過するような一つの共通増幅器によって必要とされるピーク電力の１／Ｎだけである。さらに、Ｎ個の別々の増幅器によって構成されるアセンブリは、単一の共通増幅器よりも信頼性がある。もし、いくつかの並列ブランチのうちの一つが故障する場合には、他のブランチが動作を継続しうる。第４図から第８図は、バンドパスフィルタＢＰＦ２に対して要求される条件を例示している。これら図においては、それらフィルタにおいて簡単な共振器が使用されていると仮定している。二重共振器でもってより良好な性能が得られるのであるが、ありうる周波数範囲の全体に亘って２つの共振器を縦続させることは難しい。その上、第４図から第８図においては、ＧＳＭ受信機が使用されていると仮定している。それらチャンネルの公称周波数の間の間隔は、４００ＫＨｚである。これは、ＧＳＭ仕様で実現可能な最少有効チャンネル間隔である。ＧＳＭリコメンデーションによるチャンネル間隔は、２００ＫＨｚであるが、移動ステーションおよびベースステーションの選択性のため、同じカバレージエリアにおいてこのような密接したチャンネルを使用することは許されない。たいていのオペレータのためには、チャンネル間隔は、８００ＫＨｚである。もし、チャンネル間隔が８００ＫＨｚであった場合には、４００ＫＨｚの場合の半分のＱ値を有するようなフィルタで充分である。第４図から第６図は、種々なＱ値でのコンピュータシミュレーションとして作成された周波数応答を示している。特定の無負荷時のＱ値に対して、挿入損失を最少とする最適な負荷時のＱ値が存在する。その負荷時のＱ値は、特定の上限を有しており、さもなければ、フィルタのバンドパスは狭過ぎてしまう。無負荷共振器の最小有効Ｑ値は、４００ＫＨｚチャンネル間隔の場合に２０００である。この値に相当する挿入損失は、７ｄＢである。Ｑ値がこれより低いと、隣接するチャンネル共振器の間の相互作用が多くなり過ぎてしまう。このことは、第４図から分かろう。外側のフィルタ（最小および最大の中心周波数を有するフィルタ）の最大応答は、無負荷共振器が厳密にそれらの公称周波数にあるとしても、厳密にその公称周波数にはない。このように発生される７ｄＢの減衰を分割器チェーンの減衰（７または１０.５ｄＢと比較するとき、本発明の方法により、広帯域バンドパスフィルタＢＰＦ２の挿入損失が除去されており、その挿入損失が典型的には１から２ｄＢとなることが分かろう。また、本発明の方法においては、挿入損失は、受信機のすべてのブランチに対して同じであり、ブランチを加えるときに実質的に変化しない。第５図は、第４図に対応するシミュレーションを示しているが、無負荷時のＱ値が１００００であるようなフィルタを使用している。第５図から分かるように、この場合においては、選択性がより良くなり、挿入損失は、３ｄＢだけである。第６図において、無負荷時のＱ値は、１０００００であり、この場合には、挿入損失は、約１ｄＢだけであり、これは、主として、隣接受信機へ信号が漏洩することによって生ずるものである。一般的には、チャンネルは、このように互いに密接しては配置されないので、Ｑ値が１０００００の場合の挿入損失は、何分の１ｄＢだけである。第７図は、シミュレーションとして作成されたもので、４００ＫＨｚ帯域巾を有する簡単な共振器の場合における周波数オフセットの関数として信号がどのように歪むかを記述している。第７図は、振幅（ＡＭＰＬ）および位相（φ）を示している。第８図は、これに対応して、周波数オフセットの関数として変調信号の減衰を示している。ＧＳＭシステムに使用されるＧＭＳＫ（ガウス最小シフトキーイング）変調は、理論的には、一定振幅で行われるが、公称周波数からの周波数オフセットにより、減衰および対応する振幅エラーが増大させられてしまう。第７図および第８図から分かるように、フィルタは、それらの公称周波数から６０ＫＨｚずれても実質的な影響を生じない。１００ＫＨｚのオフセットでも依然として耐えられる。ここで注目すべきことは、受信機の出力に接続されたデコーダ（図示していない）は、多重路減衰の部分としてフィルタを見ることと、等化器（図示していない）がこのような歪みのあるものを除去するということと、である。温度補償されていない電圧制御共振器の温度依存性は、典型的には、３０から１００ppm／°Ｃであり、すなわち、ＧＳＭにおける９００ＭＨｚの周波数範囲において２７から９０ＫＨｚ／°Ｃである。温度依存性は、補償技法によって減少されうる。しかしながら、現在製造されている共振器は、温度が一定に維持されるような場所に置かれねばならないことは明らかである。本発明の１つのさらに改善された実施例を、第９図に示している。この実施例においては、フィルタの周波数の温度依存性が前もって（温度計Ｔで）測定されて、第２図に関して説明したフィルタの周波数の制御電圧依存性と主として同じ仕方でメモリに記憶されている。この場合において、勿論、さらにメモリが必要とされる。メモリの必要性を示す例として、フィルタの制御電圧の各値に対して、５つの受信機、５０の周波数、１００の温度および２つのバイトが必要とされる。同調電圧メモリの総必要容量は、５０キロバイトである。このメモリは、不揮発性のリプログラマブルメモリであるのが好ましい。適当な技法は、例えば、ＥＡＲＯＭ（Electrically Alterable Read Only Memory）、フラッシュメモリ、アキュミュレータまたはバッテリバックアップを有するＣＭＯＳメモリ等である。較正情報もまた、電力故障の場合に、例えば、ハードディスクに内容が記憶されるような通常のＲＡＭメモリに書き込まれうる。同調電圧メモリＴＶＭをインプリメンテーションするための一つの方法は、工業標準マイクロコンピュータのディスプレイ制御のメモリ構成と非常に類似している。コンピュータディスプレイにおいては、メモリは、プロセッサのメモリスペースの部分であり、ディスプレイメモリは、２つのゲートを有するように構成されており、すなわち、同時に読み取り書き込みができる。コンピュータのプロセッサは、例えば、ユーザによって行われるプロセスによって、非同期的にメモリの内容を更新する。ディスプレイ制御は、ビデオ信号の発生と同期したステップにてメモリの読み取りを行う。カラーディスプレイの場合には、各原色に対して１つの、合計３つのビデオ信号が発生されねばならない。このような比較においては、コンピュータのプロセッサは、無線ステーションの制御ユニットに相当し、コンピュータの通常のＲＡＭメモリは、無線ステーションのＲＡＭメモリに相当し、コンピュータのディスプレイメモリは、本発明のＴＶＭ同調電圧メモリに相当する、等々である。勿論、本質的な違いは、コンピュータのディスプレイには３つの原色のみであり、したがって、３つのＤＡＣ回路があるだけであるのに対して、本発明の無線ステーションでは、ＤＡＣ回路の数はフレキシブルであり、その数は、受信機のブランチの数に等しいという、ことである。各フィルタＢＰＦ２および温度に対して前もって同調電圧メモリＴＶＭの内容を決定する別の仕方としては、無線ステーションの送信機および受信機の間にテストループを形成するための適当な技法が本発明で適用されるということが考えられる。１つの適当なテストループは、本出願人のフィンランド国特許第９２２６０号に開示されている。この特許に開示された簡単なテストループの使用は、この技法では送信および受信に別々のタイムスロットが予約されているので、較正中にベースステーションの容量が制限される。構成をどちらの方向へ変更すべきかを定めるために、３つの隣接タイムスロットが送信方向と受信方向との両方に割り当てられねばならず、すなわち、全部で６つのタイムスロットが割リ当てられねばならない。容量の減少は、本出願人のフィンランド国特許第９２９６６号に開示された技法を適用することにより、避けられうる。この技法に基づけば、テスト測定は、ＥＳＴＩ／ＧＳＭリコメンデーション０５．０２によるＴＣＨ／Ｆ＋ＳＡＡＣＨ／ＴＦチャンネル構造のアイドルフレームのタイムスロット、または、ＳＤＣＣＨ／８チャンネルのアイドルフレームのタイムスロットにて行われる。また、別の仕方として、受信機の同調は、次のようにして１つのタイムスロット中に実施されうる。テスト信号が送信機で送られる。そのタイムスロットの初めにおいて、フィルタＢＰＦ２の中心周波数が、制御信号を調整することにより、公称周波数以下（または、別の仕方として、公称周波数以上）にセットされる。そのタイムスロット中に、制御信号は、フィルタＢＰＦ２の中心周波数が公称周波数に近づき、公称周波数を通過する方向へと調整される。同時に、信号強度および／またはビットエラーレートの如き信号品質が、連続的に測定され、その信号品質がそのピークに達したときの制御信号の値がメモリに記憶される。例えば、１つのタイムスロット中の信号強度は、第８図のグラフのようになる。また、受信機を同調させるために別のテスト信号を使わず通常のトラヒックを使用するというような方法も考えられる。受信機は、ＢＰＦ２の制御信号が繰り返しわずかに上方向または下方向へと変化させられ、信号品質が改善するか劣化するかを統計学的に検討するようにして、同調させられる。それらの変化は、受信機の動作が妨げられないように小さくなければならないが、それらの影響を測定することができる程度には大きくなければならない。本発明の前述した説明および種々な実施例は、本発明の原理を例示しようとするだけのものである。本請求の範囲の精神および範囲から逸脱することなしに、種々な変更が可能であることは、当業者には明らかであろう。特に、コントローラブルフィルタを制御するために使用しうる変形態様はほとんど無限にあると理解されたい。本発明を、ＧＳＭシステムのベースステーションに関連して例として説明したのであるが、本発明は、他の送信技術にも適用しうるものであることは明らかであろう。

Claims

【特許請求の範囲】１．無線ステーション、特に、セルラー無線システムのベースステーションにおいて使用される多重ブランチ周波数ホッピング受信機装置を、外部制御信号（ＶＢＰＦ）に応答するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）が受信機装置の各ブランチに対して配置されたときに、所望の周波数へと制御する方法であって、バンドパスフィルタの制御信号（ＶＢＰＦ）は周波数ホッピングと同期して制御されるような方法において、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（ＶＢＰＦ）は、各周波数（Ｃ）および各フィルタ（ＢＰＦ２）に対して決定され、この情報は、周波数ホッピングと同期して検索されうる同調電圧メモリ（ＴＶＭ）に記憶されることを特徴とする方法。２．バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）は、前記制御信号（Ｖ_BPF）を各周波数および各フィルタに対して較正し且つ制御信号（Ｖ_BPF）のデジタル表示を前記メモリ（ＴＶＭ）に記憶させることによって、決定され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）のデジタル表示は、周波数ホッピングと同期して前記メモリ（ＴＶＭ）から検索され、且つ好ましくは、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）でもってバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号へと変換される請求項１記載の方法。３．予想される温度を所定のクラスに分類し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）のデジタル表示は、ある温度に対応する各クラスに対して前もって決定され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）のデジタル表示は、現在の温度に相当するクラスに基づいて周波数ホッピングと同期して前記メモリ（ＴＶＭ）から検索される請求項２記載の方法。４．バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）のデジタル表示は、所定の時間で較正され前記メモリ（ＴＶＭ）に記憶される請求項２記載の方法。５．バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）のデジタル表示は、温度、空気圧力または湿度のうちの少なくとも１つを含む条件が変化したときに、較正され前記メモリ（ＴＶＭ）に記憶される請求項２記載の方法。６．バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）のデジタル表示は、ＧＳＭシステムのＴＣＨ／Ｆ＋ＳＡＡＣＨ／ＴＦチャンネル構造のアイドルフレームのタイムスロットにおいて、および／またはＳＤＣＣＨ／８チャンネル構造のアイドルフレームのタイムスロットにおいて較正され前記メモリ（ＴＶＭ）に記憶される請求項４または５記載の方法。７．前記制御信号（Ｖ_BPF）の較正は、較正すべきチャンネル（Ｃ）の公称周波数に相当する周波数を有するテスト信号を発生し、前記較正すべきチャンネル（Ｃ）に前記テスト信号を受けて、受信テスト信号の品質を決定し、前記較正すべきチャンネル（Ｃ）に対する前記メモリ（ＴＶＭ）の内容を、前記受信信号の品質がその最適値に達するまで変更する段階を含む請求項２から６のうちのいずれかに記載の方法。８．前記テスト信号は、前記較正すべきチャンネルの公称周波数から二重距離だけはなれた送信信号を形成することによって発生され、前記送信信号は、二重フィルタによって受信周波数へと変換される請求項７記載の方法。９．バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）の較正は、さらに、同じタイムスロット中に行われる次の段階を含み、該段階は、前記フィルタ（ＢＰＦ２）の中心周波数を、前記制御信号（Ｖ_BPF）を調整することにより、前記チャンネルの公称周波数からずらし、前記フィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF ）を、前記フィルタ（ＢＰＦ２）の中心周波数が前記チャンネルの公称周波数に近づき、その公称周波数を通過する方向へと調整し、前記信号品質を測定し、前記受信信号の品質がそのピークに達する前記フィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）の値を前記メモリに記憶させることである請求項８記載の方法。 10．バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の少なくとも温度、好ましくは、空気圧力および／または湿度が本質的に一定に維持される請求項１または２記載の方法。 11．バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の制御信号（Ｖ_BPF）は、制御信号（Ｖ_BPF ）および／または前記メモリ（ＴＶＭ）に記憶されたそのデジタル表示を繰り返し変化させ、前記受信信号の品質がそのピークに達する前記制御信号（Ｖ_BPF）の値および／またはそのデジタル表示の値を統計学的に決定し、受信機を別のテスト信号を用いずに較正することができるようにする請求項２記載の方法。 12．無線ステーション、特に、セルラー無線システムのベースステーションにおいて使用される多重ブランチ周波数ホッピング受信機装置であって、各ブランチに対してバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）が配置されているような多重ブランチ周波数ホッピング受信機装置において、前記バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の中心周波数は、周波数ホッピングと同期して制御される外部制御信号（Ｖ_BPF）に応答することを特徴とする多重ブランチ周波数ホッピング受信機装置。 13．受信機ブランチの共通アンテナが、並列に接続されたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の入力に増幅なしに接続され、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ２）が前記バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の後に各ブランチに配置されている請求項１２記載の受信機装置。 14．前記バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の中間周波数が応答する制御信号（Ｖ_BPF ）は、電圧である請求項１２または１３記載の受信機装置。 15．制御ユニット（ＣＰＵ）と、該制御ユニットに接続され、前記制御信号（Ｖ_BPF ）に応答して前もって測定された前記バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の中間周波数が記憶されるメモリ（ＴＶＭ）とを更に備え、前記メモリ（ＴＶＭ）のアドレス（ＡＤＤＲ）が所定の仕方で前記フィルタ（ＢＰＦ２）の所望の中心周波数に応答するようにした請求項１２記載の受信機装置。 16．前記メモリ（ＴＶＭ）は、不揮発性メモリである請求項１５記載の受信機装置。 17．前記メモリ（ＴＶＭ）は、リプログラマブルメモリである請求項１５記載の受信機装置。 18．前記無線ステーションは、温度測定手段（Ｔ）を更に備え、該温度測定手段からの温度情報（ＶＴ）は、前記メモリ（ＴＶＭ）を制御する同じ制御ユニットに作動的に結合され、前もって測定された温度に応答して前記バンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）の中心周波数も、前記メモリに記憶され、前記メモリ（ＴＶＭ）のアドレスは、所定の仕方で測定温度に応答する請求項１５記載の受信機装置。