JPH11505677A

JPH11505677A - 電磁妨害アイソレータ

Info

Publication number: JPH11505677A
Application number: JP8506290A
Authority: JP
Inventors: ハーフェイム，ルイス，フリース
Original assignee: マッジ・ネットワークス・リミテッド
Priority date: 1994-08-03
Filing date: 1995-07-25
Publication date: 1999-05-21
Also published as: US5825259A; AU3083595A; US5659273A; WO1996004737A1; CA2196601A1; EP0774187A1

Abstract

(57)【要約】非遮へい撚り線対（ＵＴＰ）などの差動伝送線路のための終端が与えられ、差動モードおよび同相の雑音の形式でＵＴＰに現れる電磁妨害から、接続される装置を分離する。電磁妨害アイソレータの一例は、同相および差動モード終端（２４、２５）、大きな帯域幅にわたり実質的に一定のインピーダンスを示す同相チョーク（２６）、および中央タップ絶縁変圧器（２７）を含む。

Description

【発明の詳細な説明】電磁妨害アイソレータ技術分野本発明は、伝送線路に現われる電磁妨害の効果から、接続された装置を分離する、高周波伝送線路のための終端に関する。背景技術伝送経路に沿う情報の伝送には伝送媒体が含まれる。伝送媒体により伝送経路のインピーダンスに変化が生じると、エネルギは何らかの方法で反射または分散する。理想的な伝送経路は、信号のエネルギすべてを、その信号エネルギの内部損失または破壊を伴うことなく目的地に運ぶ。この仕事に最も効果的な媒体のひとつは同軸ケーブルである。コスト削減のためには同軸ケーブルの代わりに非遮へい撚り線対（ＵＴＰ）が用いられることが多い。デジタルデータ伝送では、伝送線路ケーブルの長さに沿う小さな不完全性が、信号エネルギの差動から同相への変換を生じさせ得る。その結果、電磁放射の形式でエネルギがケーブルから放射される。逆に、ケーブルの同じ不完全性により生じる同相から差動への変換のために、ケーブルによりピックアップされる同相エネルギはシステムに漏れるだろう。伝送される信号の基本かつ高調波の成分に関連する特定的な周波数では、伝送線路ケーブルにおけるエネルギ損失は問題が多い。伝送線路の長さに関連する周波数ではエネルギのピックアップは悪化する。与えられるエネルギ源が周波数の範囲にわたり掃引するならば、エネルギは多くの離散的周波数およびそれぞれの調波で効率高くケーブルから放射する。この効率は、伝送線路の長さと与えられた信号源の波長との間の微妙な関係次第である。信号の波長が λ／８の奇数倍である他の周波数では、線路からの放射の値は低下する。この伝送線路に対する向上した電磁妨害性能は、同じエネルギが伝送線路の電界および磁界に含まれることが原因であり、そのため伝送線路はその「特性」インピーダンスに等しいインピーダンスで終端されるように動作する。この「終端される」という状態は、無限の伝送線路に等しい。伝送線路が正しく終端されなければ、エネルギは線路のあちらこちらで反射し、その線路に電圧および電流の「定在波」を発生させる。エネルギが線路のある点を通過するときに、磁界または電界を増大させ、その点から放射している電磁界を増強する。同様に、外部の電磁界からさらなるエネルギが線路に加えられることにより、初期のフィールドのピックアップにより、既に線路のあちらこちらで反射しているエネルギが強化される。したがって、伝送線路に沿い定在波のパターンに関連するポイントでは、外部フィールドに対する感度が増大する。一般的にはトークンリングおよび電信分配ネットワークにおいて使用される、４対ＵＴＰにおいて見受けられるような複数対の伝送線路を含む信号線路またはケーブルでは、１対における線路間で結合が発生するだけでなく、複数対の線路間でも結合が生じるという問題が発生する。撚り線対は通信ネットワークで使用される最も一般的な伝送媒体の１つであり、螺旋形状で捻じり合わされる一般的には１ｍｍの厚みの２本の絶縁された銅線からなる。大きな通信ネットワークでは、撚り線対が数個１束にされて１本のケーブルが形成される。周知のトークンリングネットワーク標準であるＩＥＥＥ標準８０２．５は、各撚り線対が電気的に遮へいされ電磁放出および妨害の効果を減じる、撚り線対ケーブルを用いて実現されることが多い。この遮へいのためにこの種の撚り線対ケーブルはかなり高価になる。現在では、ローカルエリアネットワークシステムのビット伝送速度を６２２Ｍｂｉｔｓ^-1の速度まで増大させ、好ましくは新しい設備については価格の低い低グレードの非遮へい撚り線対ケーブルを使用し、既存の設備において使用できるようにすることが提案されている。非遮へい撚り線対ケーブルおよび高速度の伝送は、電磁放出および磁化率の問題をもたらし、この問題は、国際互換標準への適合および伝送されるデータの保全性の保証のためには克服しなければならないものである。高周波信号伝送線路としての撚り線対は、上記のように特性インピーダンスを有し、この特性インピーダンスは接続される負荷の特性インピーダンスに整合させて最大の信号パワーの伝達を確実にしなければならない。伝送線路の特性インピーダンスが負荷に整合されていなければ、負荷の側で受取られる伝送された信号は伝送線路に沿って逆に反射され、その長さに沿い電磁信号として放出される可能性がある。反射された信号はまた入来する信号を破壊する傾向がある。反射された信号が伝送線路の他方の端部に到達すれば、信号は伝送される信号のソースに干渉するであろう。撚り線対の他の特徴は、近くの電力ケーブルまたはケーブルの束内の近接する撚り線対などの多くのソースからの電磁妨害を受けやすいということである。この電気的な「ピックアップ」は、遠距離にある基準点に関し、撚り線対伝送線路の各線における同相の望ましくない信号として現われる可能性がある。同相雑音を除去する１つの既知の方法は、１対の差動送信器および受信器回路を使用することである。この配置では、伝送線路の一方の端部の差動送信器回路は、送信される２値１または０信号ごとに等しくかつ反対の極性の２つの信号を発生し、撚り線対の２本の線に沿い逆の極性の信号を伝送する。伝送線路の他方の端部に位置する差動受信器は、撚り線対の２つの入力間の差のみに感度を示すため、双方の線でピックアップされる同相エネルギは除去される。実際には、撚り線対の螺旋巻における不完全性および撚り線対の相互インダクタンスのために、この方法でさえも全面的に信頼できるものでない。撚り線対の２本の線における信号のバランスをとることも実際には不可能である。したがって、デジタルデータを伝送するときには、遮へい撚り線対ケーブルを使用し放出および電気的干渉を最小にとどめることが多い。望ましくない同相信号を除去するためには、一般的には伝送線路に対し同相チョークが終端回路において用いられる。従来の同相チョークのある応用例では、差動信号を搬送する撚り線対などの通信ケーブルがフェライトトロイドのまわりに巻付けられ、ケーブル全体の直列インダクタンスを増大させ、望ましくない高周波の同相信号に対するインピーダンスを高める。同相チョークのモデルは直列接続される変圧器である。変圧器の動作により、２本の線の差動信号が装置の両端部に現われる。差動モードエネルギに対し約０．５ｄＢの挿入損を伴う約１５ないし２０ｄＢの同相エネルギの電位の減少が、同相チョークを正しく適用することによって得られる。図１０は、タブルエンド負荷Ｒ₁、Ｒ₂を伴う差動伝送線路２９に適用される理想的な同相チョーク２８の変圧器モデルを示す。この理想的な装置では、同相チョーク２８の２つの入力の一方に高周波の電流源ｉ₁が与えられると、同相チョークの上側の巻線３０を通る電流が強制され、負荷抵抗器Ｒ₁を通して電圧Ｖ₁が発生する。同様の電流−ｉ₁が同相チョークの下側の巻線３１で誘導され、負荷抵抗器Ｒ₂を通して負の電圧−ｖ₁が発生する。他方の入力に与えられる高周波電流源ｉ₂は負荷Ｒ₂を通して電圧ｖ₂を発生させ、負荷抵抗器Ｒ₁を通して負の電圧−ｖ₂を誘導する。このようにして、ｉ₁＝ｉ₂でｖ₁＝ｖ₂であり、Ｒ₁＝Ｒ₂となるならば、すべての電流および電圧が相殺され、そのため同相チョークの入力側を見る同相インピーダンスはすべての周波数について無限であるようである。しかしながら、ｉ₁ およびｉ₂が差動データ信号の場合のように等しくなければ、電流の差が双方の負荷抵抗器を通して等しい電圧を発生させ、したがって同相チョークは電流源と負荷との間の短絡であるように現われる。実際の同相チョークの性能は事実上、装置の寄生素子によって制限される。同相除去はコアの特性によって支配され、高周波ではコアの透磁率およびインダクタンスが減少し、そのためすべての周波数に対しインピーダンスは無限でないようである。巻線により搬送される低周波の同相信号は、コアの磁束に大きく寄与し、比較的低いレベルの同相エネルギでコアを飽和させる。実際、接地への分路の経路が与えられ、これを部分的に補償するが、利用できる最大の除去はそれでもなお制限を受ける。本出願では、「差動伝送線路」は、各信号経路に差動データ信号が課されている双終端信号線を意味するものと理解されるべきものである。したがって、本発明は通信システム分野に限られるものではなく、高周波装置、特に電気消費材においても応用される。適切な伝送線路の例は遮へい撚り線対、非遮へい撚り線対、フラットリボンケーブル、ツインコアケーブル、ＰＣＢマイクロストリップ伝送線路、および従来の同軸ケーブルの対である。発明の開示本発明の第１の局面に従う２つ以上の差動伝送線路のための終端においては、各伝送線路はその伝送線路に対する特性差動インピーダンスに実質的に等しい差動モード終端抵抗により接地に終端され、近接する伝送線路はその近接する伝送線路に対する特性同相インピーダンスに実質的に等しい同相終端抵抗により接地に終端される。本発明は差動モードおよび同相エネルギ双方に対する特徴的な終端を提供し、電磁妨害に対する伝送線路の磁化率を制限する。本発明は、通信ポートに与えられる双方の差動信号に対し正しいインピーダンス整合をもたらす一方で、望ましくない同相雑音信号に対し接地への経路を与える。好ましくは、各伝送線路のための終端は、伝送線路の２つの経路間に直列接続される第１の抵抗器と第２の抵抗器とを含み、各抵抗器はその伝送線路に対する既知の特性差動モードインピーダンスの値Ｚ_DMの実質的に半分である好ましい抵抗を有する。終端はさらに、入力が第１および第２の抵抗間のポイントに接続され、かつ出力が接地に接続される第３の抵抗器を含み、第３の抵抗器は以下に示すものに実質的に等しい好ましい抵抗を有する。上記においてＺ_CMは２つの近接する差動伝送線路間で測定された特性同相インピーダンスである。トークンリングネットワークで使用されるもののような典型的な通信ポートは、絶縁変圧器を利用してプリント回路板のような接続される装置と差動伝送線路との間で望ましい差動データ信号を磁気的に結合する。しかしながら、従来の絶縁変圧器の高周波性能は変圧器の漏れインダクタンスのために優れていない。特に、たとえば１２５ＭＨｚのような高周波では、従来の絶縁変圧器は単一の直列インダクタとして動作し、周波数とともに増大するリアクタンスを示し、したがって差動モード反射係数を増加させる。終端のインピーダンス整合作用の効果に悪影響を及ぼし得る、絶縁変圧器の上昇するインピーダンスを補償することは重要である。本発明の第２の局面に従う、終端の信号出力に接続される絶縁変圧器を含む差動伝送線路終端においては、終端は絶縁変圧器の漏れインダクタンスを補償する共役整合回路をさらに含む。共役整合回路は高周波では接地への電流分路の経路を提供し、直列接続される抵抗器およびキャパシタを含み、キャパシタンスの好ましい値が選択され、高周波で変圧器のリアクタンスに大きさが実質的に等しいが極性が逆であるリアクタンスを与える。このことにより、伝送線路が絶縁変圧器に接続されるときに差動モード信号が適切に終端される。本発明の第１の局面の差動伝送線路終端では、好ましくは、本発明の第２の局面のＲＣ共役整合が、上記の抵抗終端ネットワークと組合され、それにより差動伝送線路の一方の経路は第１の抵抗器と直列接続される第１のキャパシタを含み、他方の経路は第２の抵抗器と直列接続される第２のキャパシタを含み、各経路において、直列接続される抵抗器およびキャパシタは第３の抵抗器の共通の入力に直列接続され、第３の抵抗器の出力は接地に接続される。第１および第２のキャパシタ各々のキャパシタンスの値は、２つのキャパシタは効果的にも直列接続されているため、絶縁変圧器の漏れインダクタンスに対し共役整合をもたらすのに必要なキャパシタンスの２倍に実質的に等しい。単方向システムでは、終端の伝送線路側のみが共役整合を必要とし、キャパシタンスは伝送線路側の絶縁変圧器の巻線の漏れインダクタンスに整合されている。双方向システムでは、絶縁変圧器の内側の線路側ではさらなる共役整合が必要であり、キャパシタンスは絶縁変圧器の他方の巻線の漏れインダクタンスに整合されている。終端回路にＲＣ共役整合を加えることにより、すべての周波数について差動モード信号が正しく終端される。しかしながら、同相終端は、分路におけるキャパシタの電気的特性のため高周波でのみ効果的である。多くの応用例では、広範囲にわたる周波数帯において正しい同相終端が必要である。本発明の第３の局面に従う、２つまたはそれ以上の近接する伝送線路に対し差動伝送線路終端において使用される絶縁変圧器において、変圧器の伝送線路側の変圧器巻線は中央タップが同相終端抵抗を介して接地に接続されて与えられる。同相終端抵抗により、低周波から中周波の同相信号が正しく終端される。絶縁変圧器から単一の中央タップがある第１の例では、好ましくは、同相終端抵抗の値は実質的にＺ_CM／２に等しく、Ｚ_CMは２つの近接する伝送線路間の特性同相インピーダンスである。第２の例では、中央タップは２つの独立した経路に分割され、好ましくは各経路は、値が実質的にＺ_CMに等しい同相終端抵抗を介して接地に接続される。好ましくは、本発明の第３の局面の絶縁変圧器は、本発明の第１および第２の局面を含む組合された伝送線路終端の信号出力に接続され、帯域内および帯域外信号全てに対し同相および差動モード終端を提供し、一方で伝送線路と、接続される装置との間の絶縁バリアを提供する。終端と絶縁変圧器との組合せにより、挿入損を最小とし同相エネルギの広帯域除去がもたらされる。これは、たとえば１００ＫＨｚないし３００ＭＨｚの周波数範囲に対する伝送線路終端について広帯域同相および差動モードインピーダンスの制御がうまく行なわれるおかげである。本発明の第４の局面に従えば、同相チョークは、コアと、コアのまわりに巻付けられる一次および二次巻線とを含む第１の直列接続される変圧器と、コアと、コアのまわりに巻付けられる一次および二次巻線とを含む第２の直列接続される変圧器とを含み、使用の際には、第１および第２の変圧器の各々の一次および二次巻線の出力を通して抵抗負荷が与えられ、二次巻線各々の各入力は接地に接続され、同相チョークは第１および第２の変圧器の一次巻線に与えられる信号の何らかの差動モード成分への実質的に一定のインピーダンスのようであり、一方では何らかの同相成分を減衰する。好ましくは、組合された終端回路において従来の同相チョークを含み入れ、絶縁変圧器周波数応答に関し帯域外の高周波の同相信号を減衰することが望ましいであろうが、上記の理由のため、従来の同相チョークの実際の性能は、寄生素子およびコアの飽和によってかなり制限を受ける。さらに、従来の同相チョークを本発明の第３の局面の絶縁変圧器とともに使用することは、絶縁変圧器の中央タップのリターン経路が、フレーム接地とＰＣＢ接地面との間に干渉経路を導入するため、好ましくない。本発明の同相チョークでは、２つの信号経路が使用されて同相エネルギが搬送され、各経路はそれぞれのコアを２回反対方向に通過する、すなわち１回は一次巻線を通り、次に二次巻線を通り、そうすることにより同相エネルギによるコア内のフラックスを最小にする。このように、チョークは広範囲の周波数にわたり、入力端子を通し差動モード信号へ実質的に一定の負荷インピーダンスを維持することができる。これに鑑み、本明細書では以降本発明のチョークを、「一定インピーダンスチョーク」と呼ぶ。一定インピーダンスチョークにより、同相から差動モードへの変換または差動から同相への変換においておよそ５０ｄＢの減少がもたらされる。チョークの２つのコアは物理的には互いに離れていてもよいが、好ましくは双眼鏡形コアの形式で結合される。このタイプのコアでは、２つのコアは物理的に結合されているが、磁気インピーダンスは維持されている。本発明の第５の局面に従って、差動伝送線路終端回路は、本発明の第４の局面に従う同相チョーク、および本発明の第３の局面に従う絶縁変圧器を含み、差動伝送線路の一方の経路からの信号は第１の直列接続される変圧器の一次の入力に接続され、差動伝送線路の他方の経路からの信号は第２の直列接続される変圧器の一次の入力に接続され、絶縁変圧器の第１の一次巻線は第１の変圧器の出力を通して接続され、絶縁変圧器の第２の一次巻線は第２の変圧器の出力を通して接続され、第１および第２の変圧器各々の二次巻線は同相終端抵抗を介して接地に接続される。本発明の同相チョークおよび絶縁変圧器を組合せることにより、７０ｄＢ以上の、同相から差動モードへの変換、およびその逆の除去がもたらされる。この配置では、一定インピーダンスチョークの直列接続される変圧器各々を通る負荷は、絶縁変圧器の分割された一次巻線の２分の１である。図面の簡単な説明本発明は以下の図面を参照して説明される。図１は、４対ＵＴＰケーブルのためのインピーダンス整合終端回路を示す。図２は、ケーブルにおける多数のＵＴＰのうち１つについての終端を示し、この終端は絶縁変圧器を含んでいる。図３は、ＵＴＰ伝送線路に現われる同相および差動モード信号双方のための広帯域終端をもたらすように変形された、図２の終端を示す。図４は、本発明に従う一定インピーダンスチョークのモデルを示す。図５Ａないし図５Ｃは、本発明の一定インピーダンスチョークの巻線配置の例を示す。図６は、ＥＭＩアイソレータの第１の例を示す。図７は、ＥＭＩアイソレータの第２の例を示す。図８Ａおよび８Ｂは、従来のＥＭＩアイソレータに対し本発明のＥＭＩアイソレータの性能が向上していることを示すために用いられるテスト回路を示す。図９は、図８Ａおよび８Ｂのテスト回路の同相除去性能を示すグラフである。図１０は、従来の同相チョークのモデルを示す。詳細な説明図１は、一般的には伝送線路および電信分配ネットワークにおいて使用される、４対ＵＴＰのための抵抗終端ネットワークを示す。伝送線路１、２、１′、２ ′のいずれか１つの２つの経路間で測定されるインピーダンスは、差動モードインピーダンスＺ_DMとして知られており、この例では、製造業者の規定では１００オームプラスマイナス１０オームとされている。伝送線路１または１′それぞれと近接する伝送線路２または２′それぞれとの間のインピーダンスは、同相インピーダンスＺ_CMとして知られ、実質的には１００オームとして測定された。この値は各対における線の間の物理的ジオメトリ、およびすべての対の束次第である。伝送線路１および２は、双方の伝送線路が実際に使用されるかどうかにかかわらず、各々はその特性差動モードインピーダンスＺ_DMにより終端されねばならず、伝送線路の対はその特性同相インピーダンスＺ_CMで終端されねばならない。図１に示される２つの抵抗器Ｒ₁およびＲ₂の好ましい直列抵抗の値は、差動モードインピーダンスに整合するように選択され、したがって各々は実質的に差動モードインピーダンスの２分の１である好ましい抵抗の値５１Ｒを有する。したがって、組合された抵抗は実質的に１００オームであり、これは伝送線路に対する差動モードインピーダンス整合の条件に合うものである。接地への各伝送線路１または２の抵抗器Ｒ₁、Ｒ₂およびＲ₃を含む抵抗ネットワークを通る組合された抵抗は、実質的に同相インピーダンスＺ_CMの２分の１に等しくなければならない。２つの伝送線路間のインピーダンスは、Ｒ₂と並列のＲ₁プラスＲ₃からなる２つのネットワークを含み、同相信号に対しても正しいインピーダンス整合がもたらされるようにしなければならない。同相インピーダンスＺ_CMは以下の等式で表現することができる。上記は以下のように書換えることができる。しかしこの場合は以下のとおりとなる。したがって、上記の等式にＺ_DM＝１００オームおよびＺ_CM＝１００オームという値を代入すると、Ｒ₃＝２５オームとなり、好ましい抵抗器の値を用いれば、Ｒ₃ ＝２４Ｒである。この抵抗ネットワークにより、差動モードおよび同相エネルギ双方に対し特徴的な終端がもたらされ、電磁妨害に対するＵＴＰケーブルの束における伝送線路の磁化率が制限される。終端により、通信ポートに与えられる双方の帯域内差動信号に対し正しいインピーダンス整合がもたらされ、一方では初期同相信号および帯域外の差動および同相雑音信号に対し正しい終端インピーダンスがもたらされる。束においてＵＴＰ伝送線路の対角線上に反対にある対１、２′および２、１′間では終端に対して準備を行なう必要はない。その理由は束において２つの近接する対によりこれらは部分的に互いに遮へいされており、エネルギの状態にはほとんど影響しないからである。効果的な終端とは、１つの対と他の３つの対との間のインピーダンスであり、この場合は６６オームである。図２は、２つ以上のＵＴＰ伝送線路を含むケーブルの束（図示せず）の１つの伝送線路１のための終端回路を示し、信号出力３、４は絶縁変圧器５の伝送線路側の巻線６に接続される。高周波では、絶縁変圧器は、差動モード終端の性能に逆効果をもたらす、周波数に依存するリアクタンスを表わす。本発明では、終端回路におけるＲＣ共役整合を利用することによってこれは補償される。抵抗器Ｒ₁ 、Ｒ₂およびＲ₃の好ましい値は影響されないが、この回路は自身の周波数に依存するリアクタンスを有する１対のキャパシタＣ₁、Ｃ₂を含む。キャパシタＣ₁、Ｃ₂それぞれを介する伝送線路１の各経路に対するフレーム接地９への分路が、絶縁変圧器５の高周波性能に対し補償を行なう。２つのキャパシタＣ₁、Ｃ₂の直列キャパシタンスは、絶縁変圧器５の高周波漏れインダクタンスに対し共役整合をもたらすように選択され、キャパシタＣ₁、Ｃ₂の直列リアクタンスは実質的に高周波での変圧器のリアクタンスに大きさが等しいが極性は逆である。したがって、各キャパシタＣ₁、Ｃ₂の値各々は必要とされる共役整合キャパシタンスの値の２倍でなけれならない、というのも２つのキャパシタは直列接続されているからである。この例では、Ｂｅｌ５５５３−３００６−ＤＯ変圧器が、１７９．９ＭＨｚで８０．５ｎＨの漏れインダクタンスを有することがわかっている。したがって、理想的な共役整合は、１００Ω抵抗器と直列の９．７ｐＦキャパシタであろう。しかしながら、好ましい値を利用すれば、キャパシタンスは１１ｐＦであり、Ｃ₁＝Ｃ₂＝２２ｐＦである。単方向システムでは、終端の伝送線路側のみが共役整合を必要とし、キャパシタンスは伝送線路側の絶縁変圧器の巻線６の漏れインダクタンスに整合される。双方向システムでは、絶縁変圧器の内側の線路側にさらなる共役整合が与えられ、キャパシタンスは絶縁変圧器の他方の巻線７の漏れインダクタンスに整合される。終端回路にＲＣ共役整合を加えることにより、差動モード信号はすべての周波数に対し正しく終端される。しかしながら、同相終端は、分路におけるキャパシタの電気的特性のために高周波で効果を有するのみである。多くの応用例ではこれは問題とならないが、広帯域にわたる周波数を通した同相終端が必要である場合もある。図３は、図２の絶縁変圧器５が変形されて帯域内同相終端がもたらされる終端を示している。絶縁変圧器５の巻線６は、中央タップ８が帯域内同相終端抵抗器１０を介してフレーム接地９に接続される。同相終端抵抗器１０の抵抗は実質的にＺ_CM／２に等しい。近接する伝送線路２（図１参照）はまた、同じ態様で終端され、組合せにより広帯域の周波数に対し正しい同相終端がもたらされる。たとえばＰＣＢに接続され得る、終端の内側の線路側に対する差動および同相帯域外エネルギの終端のために、同様の終端ネットワーク（図示せず）を開発することができる。図４は、一定インピーダンスチョークを示す。一定インピーダンスチョークは、コア１２と、コア１２のまわりに巻付けられる一次巻線１３および二次巻線１４とを備える第１の直列接続される変圧器１１を含む。一定インピーダンスチョークはさらに、コア１６と、コア１６のまわりに巻付けられる一次巻線１７および二次巻線１８とを備える第２の直列接続される変圧器１５を含む。この例では、２つのコア１２および１６はそれぞれ、図５Ａないし５Ｃで示されるように統合された双眼鏡タイプのコアとして形成され、双眼鏡形のコアの２つの脚はたとえ物理的に結合されても磁気的には独立している。使用の際には、第１および第２の変圧器１１および１５各々の二次巻線１４および１８は、フレーム接地１９またはその他適切な基準点に接続される。負荷２０および２１はそれぞれ、第１および第２の変圧器１１および１５それぞれの一次および二次巻線の出力を通して接続される。この例では、カテゴリ５のＵＴＰ伝送線路２２が一定インピーダンスチョークの２つの二次巻線１３および１７に接続される。この例では、コア１２および１６は各々がＫタイプ材料のフェロニクス（Ferronics）１２−３４０コアであり、付着させられて１つの双眼鏡形コア２３（図５参照）を形成するものである。変圧器１１および１５の巻線は、公称５０オームとしてカテゴリ５のＵＴＰに適合するように設計されており、かつ１２μｍＱＳＥポリウレタンコーティングがなされた３８ＡＷＧ「ロードランナー（road runner）」の撚り線対から形成され、線の長さの１ｃｍ当り３回の割合で撚合せられたものである。図５Ａないし５Ｃに示されるように、コアが非磁性材料で形成されたならば巻線のセンスが同相となるように、この２本の巻線は双眼鏡形のコア２３の周りに巻かれる。図では詳細に示されていないが、コアの各脚における７回の巻きが９０°の角度を占めている。２つの別個のコアを使用することが可能だが、１つの双眼鏡形のコア２３を用いてコア材料における非均一性を減じ、完成した構造に物理的な剛性を保つことが好ましい。目的は、コアによりもたらされる低キャパシタンスの絶縁バリアを通して巻線の伝送線路性能を維持することである。この概念は１つまたは２つの信号に限られるものではなく、多くに平行して適用できるものである。差動伝送線路２２によって搬送される信号の何らかの差動モード成分は、挿入損失をわずかおよそ−０．１ｄＢとして一定インピーダンスチョークを通過する。本発明の一定インピーダンスチョークは、その入力端子を通しかなり高い周波数まで一定の負荷インピーダンスを維持し、効果的にも差動モード信号への伝送線路のように見える。与えられた信号の何らかの低い周波数から中間の周波数への同相成分もまた、変圧器のコイル状にされた巻線により形成されるインダクタのリアクタンスが与えられた信号の周波数に比例する際に、大幅に減衰されることなくチョークを通過する傾向がある。言い換えれば、この信号は一定インピーダンスチョークの周波数応答に関し「帯域外」である。しかしながら、従来の同相チョークと異なり、本発明では信号のリターン経路は各変圧器の二次巻線を介しフレーム接地１へと延びるものであり、与えられる信号の何らかの同相成分のために各コア１２および１６内のフラックスを減少させるという効果を有する。このフラックスの相殺によりコアの飽和が防止される。したがって、与えられる信号の高周波の同相成分は、直列接続される変圧器各々の一次および二次巻線により形成される直列インダクタンスにより大きく減衰され、この減衰は周波数が増大するにつれてますます大きくなる。各変圧器のコアがかなり高周波数まで飽和されないままでいれば、一定インピーダンスチョークは非常に広範囲の帯域幅にわたり効果的に動作する。単独でも、本発明の一定インピーダンスチョークは高周波同相信号の減衰をもたらすが、本発明を有利にも上記の伝送終端回路と組合せて、完全なＥＭＩアイソレータを提供することができる。このＥＭＩアイソレータは、同相エネルギの優れた除去をもたらす一方で、何らかの商業上利用できる装置よりも広い帯域幅の差動モードエネルギを処理する。実際、この組合せには相助作用があり、この完全なＥＭＩアイソレータの同相除去は、個々の部分による理論上の除去を合計したものよりも大きい。図６は、完全なＥＭＩアイソレータの第１の例を示している。ＥＭＩアイソレータは、高周波同相および差動モード終端２４、低周波同相終端２５、一定インピーダンスチョーク２６、および絶縁変圧器２７を含む。この例では、一定インピーダンスチョーク２６は、低周波同相終端２５と絶縁変圧器２７との間に接続される。図７に示される第２の例では、一定インピーダンスチョーク２６は、低周波同相終端２５と高周波差動モード終端２４との間に位置決めされる。一般的に言えば、一定インピーダンスチョーク２６は、差動モード信号を、一定インピーダンスチョークの周波数応答に関して「帯域外」である低周波同相信号とともに送る。一定インピーダンスチョークにより送られる低周波同相信号は、変圧器の周波数応答に関し「帯域内」であるため、実質的には絶縁変圧器により減衰される。したがって、本発明の一定インピーダンスチョークと絶縁変圧器とを組合せることにより、非常に大きな帯域幅にわたる同相信号が減衰される。図７のＥＭＩアイソレータ回路は、同相性能をほとんど損なわずに、高周波での差動モード性能を最適化する。低周波同相終端２５は、分割終端として示されており、一定インピーダンスチョーク２６の各半分を通り循環する電流は、ＥＭＩアイソレータのすべての製造許容誤差についてバランスが取られている。ＥＭＩアイソレータの適用はホストユニットの線路側に限られるものではない。双方向システムでは、図６または７の回路を逆にして、「ゼロ」の同相インピーダンスが伝送線路に与えられ、「正しい」同相インピーダンスがホストシステムに与えられるようにすることにより、ホストユニットに適用することも可能である。このユニットはまた、同じ設備を通りかつステージ間ての生じる放出を制御するのに使用することも可能である。本発明の一定インピーダンスチョークを用いて得ることができる同相除去の向上を示すために、図８Ａおよび８Ｂの２つのテスト回路が構成され、差動から同相変換への測定値が得られた。一定インピーダンスチョークおよび従来の同相チョークについての同相除去の測定の結果が、図９に示されている。１００ＭＨｚでは２０ｄＢ、１０ＭＨｚではおよそ３０ｄＢの改良が可能である。ほとんどの低周波の向上は、中央タップが一定インピーダンスチョークを介してフレーム接地に接続される改良された絶縁変圧器および低周波同相終端を原因とするが、一方高周波性能は本発明の一定インピーダンスチョークによるところが大きい。

【手続補正書】【提出日】１９９７年１１月４日【補正内容】請求の範囲１．２つ以上の差動伝送線路（１、２）のための終端であって、各伝送線路はその伝送線路に対する特性差動インピーダンス（Ｚ_DM）に実質的に等しい差動モード終端抵抗により接地に終端され、近接する伝送線路はその近接する伝送線路に対する特性同相インピーダンス（Ｚ_CM）に実質的に等しい同相終端抵抗により終端される、２つ以上の差動伝送線路のための終端。２．各伝送線路のための終端は、伝送線路の２つの経路間で直列接続される第１の抵抗器（Ｒ₁）と第２の抵抗器（Ｒ₂）とを含み、各抵抗器（Ｒ₁、Ｒ₂）は、その伝送線路についての既知の特性差動モードインピーダンス（Ｚ_DM）の値の実質的に２分の１の好ましい抵抗を有する、請求項１に記載の差動伝送線路終端。３．終端はさらに、入力が第１および第２の抵抗器の間の点に接続され出力が接地に接続される第３の抵抗器（Ｒ₃）を含み、第３の抵抗器は実質的にに等しい抵抗を有する、請求項２に記載の差動伝送線路終端。４．絶縁変圧器を含む差動伝送線路終端であって、終端はさらに絶縁変圧器の漏れインダクタンスを補償するためのＲＣ共役整合回路を含む、差動伝送線路終端。５．差動伝送線路の一方の経路は第１の抵抗器（Ｒ₁）と直列接続される第１のキャパシタ（Ｃ₁）を含み、他方の経路は第２の抵抗器（Ｒ₂）と直列接続される第２のキャパシタ（Ｃ₂）を含む、請求項４に記載の差動伝送線路終端。６．絶縁変圧器の伝送線路側の変圧器巻線（６）には、同相終端抵抗（１０、２５）を介して接地に接続される中央タップ（８）が設けられる、請求項４または５に記載の差動伝送線路終端。７．同相終端抵抗（１０）の値は実質的にＺ_CM／２に等しく、Ｚ_CMは２つの近接する伝送線路（１、２）間の特性同相インピーダンスである、請求項６に記載の差動伝送線路終端。８．絶縁変圧器の中央タップは２つの経路に分割され、各経路は実質的にＺ_CMに等しい値を有する同相終端抵抗（２５）を介して接地に接続され、Ｚ_CMは２つの近接する伝送線路間の特性同相インピーダンスである、請求項６に記載の差動伝送線路終端。９．コア（１２）、ならびにコア（１２）の周りに巻付けられる一次（１３）および二次（１４）巻線を有する第１の直列接続される変圧器（１１）と、コア（１６）、ならびにコア（１６）の周りに巻付けられる一次（１７）および二次（１８）巻線を有する第２の直列接続される変圧器（１５）とを含む同相チョーク（２６）をさらに含み、使用の際には、第１（１１）および第２（１５）の変圧器の各々の一次（１３、１７）および二次（１４、１８）巻線の出力を通してそれぞれの負荷が与えられ、かつ各二次巻線（１４、１８）の各入力は接地（１９）に接続され、同相チョークは、第１（１１）および第２（１５）の変圧器の一次巻線（１３、１７）に与えられる信号の何らかの差動モード成分への実質的に一定のインピーダンスとして現れ、一方では帯域内同相成分を減衰する、前掲の請求項いずれかに記載の差動伝送線路終端。１０．チョーク（２６）の２つのコア（１２、１６）は双眼鏡形のコアの形式で結合される、請求項１０に記載の差動伝送線路終端。１１．チョーク（２６）の２つのコア（１２、１６）は物理的に互いに分離される、請求項１０に記載の差動伝送線路終端。１２．差動伝送線路の一方の経路からの信号は第１の直列接続される変圧器（１１）の一次（１３）の入力に接続され、差動伝送線路の他方の経路からの信号は第２の直列接続される変圧器（１５）の一次（１７）の入力に接続され、絶縁変圧器（２７）の第１の一次巻線は第１の直列変圧器（１１）の出力を通して接続され、絶縁変圧器（２７）の第２の一次巻線は第２の直列変圧器（１５）の出力を通して接続され、第１および第２の変圧器の各々の二次巻線（１４、１８）は同相終端抵抗（１０、２５）を介して接地に接続される、請求項９ないし１１のいずれかに記載の差動伝送線路終端。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．２つ以上の差動伝送線路（１、２）のための終端であって、各伝送線路はその伝送線路に対する特性差動インピーダンス（Ｚ_DM）に実質的に等しい差動モード終端抵抗により接地に終端され、近接する伝送線路はその近接する伝送線路に対する特性同相インピーダンス（Ｚ_CM）に実質的に等しい同相終端抵抗により接地に終端される、２つ以上の差動伝送線路のための終端。２．各伝送線路のための終端は、伝送線路の２つの経路間で直列接続される第１の抵抗器（Ｒ₁）と第２の抵抗器（Ｒ₂）とを含み、各抵抗器（Ｒ₁、Ｒ₂）は、その伝送線路についての既知の特性差動モードインピーダンス（Ｚ_DM）の値の実質的に２分の１の好ましい抵抗を有する、請求項１に記載の差動伝送線路終端。３．終端はさらに、入力が第１および第２の抵抗器の間の点に接続され出力が接地に接続される第３の抵抗器（Ｒ₃）を含み、第３の抵抗器は実質的にに等しい抵抗を有する、請求項２に記載の差動伝送線路終端。４．絶縁変圧器を含む差動伝送線路終端であって、終端はさらに絶縁変圧器の漏れインダクタンスを補償するためのＲＣ共役整合回路を含む、差動伝送線路終端。５．請求項３に従う差動伝送線路終端をさらに含む、請求項４に記載の差動伝送線路終端。６．差動伝送線路の一方の経路は第１の抵抗器（Ｒ₁）と直列接続される第１のキャパシタ（Ｃ₁）を含み、他方の経路は第２の抵抗器（Ｒ₂）と直列接続される第２のキャパシタ（Ｃ₂）を含む、請求項５に記載の差動伝送線路終端。７．２つ以上の近接する差動伝送線路（１、２）のための伝送線路終端において使用するための絶縁変圧器であって、変圧器の伝送線路側の変圧器巻線（６）には、同相終端抵抗（１０、２５）を介して接地に接続される中央タップ（８）が設けられる、絶縁変圧器。８．同相終端抵抗（１０）の値は実質的にＺ_CM／２に等しく、Ｚ_CMは２つの近接する伝送線路（１、２）間の特性同相インピーダンスである、請求項８に記載の絶縁変圧器。９．中央タップは２つの経路に分割され、各経路は実質的にＺ_CMに等しい値を有する同相終端抵抗（２５）を介して接地に接続され、Ｚ_CMは２つの近接する伝送線路間の特性同相インピーダンスである、請求項７に記載の絶縁変圧器。１０．同相チョークであって、コア（１２）、ならびにコア（１２）の周りに巻付けられる一次（１３）および二次（１４）巻線を有する第１の直列接続される変圧器（１１）と、コア（１６）、ならびにコア（１６）の周りに巻付けられる一次（１７）および二次（１８）巻線を有する第２の直列接続される変圧器（１５）とを含み、使用の際には、第１（１１）および第２（１５）の変圧器の各々の一次（１３、１７）および二次（１４、１８）巻線の出力を通してそれぞれの負荷が与えられ、かつ各二次巻線（１４、１８）の各入力は接地（１９）に接続され、同相チョークは、第１（１１）および第２（１５）の変圧器の一次巻線（１３、１７）に与えられる信号の何らかの差動モード成分への実質的に一定のインピーダンスとして現れ、一方では何らかの同相成分を減衰する、同相チョーク。１１．チョークの２つのコア（１２、１６）は双眼鏡形のコアの形式で結合される、請求項１０に記載の同相チョーク。１２．チョークの２つのコア（１２、１６）は物理的に互いに分離される、請求項１０に記載の同相チョーク。１３．請求項１０ないし１２のいずれかに記載の同相チョーク（２０）と絶縁変圧器（２７）との組合せを含む差動伝送線路終端回路であって、差動伝送線路の一方の経路からの信号は第１の直列接続される変圧器（１１）の一次（１３）の入力に接続され、差動伝送線路の他方の経路からの信号は第２の直列接続される変圧器（１５）の一次（１７）の入力に接続され、絶縁変圧器（２７）の第１の一次巻線は第１の直列変圧器（１１）の出力を通して接続され、絶縁変圧器（２７）の第２の一次巻線は第２の直列変圧器（１５）の出力を通して接続され、第１および第２の変圧器の各々の二次巻線（１４、１８）は同相終端抵抗（１０、２５）を介して接地に接続される、差動伝送線路終端回路。１４．請求項１ないし６のいずれかの伝送線路終端と組合される、請求項１３に記載の差動伝送線路終端回路。