JPH11506541A

JPH11506541A - オフセットをプログラム可能な集積回路温度センサ

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Publication number: JPH11506541A
Application number: JP9500403A
Authority: JP
Inventors: オーディー，ジョナサン・エム
Original assignee: アナログ・デバイセス・インコーポレーテッド
Priority date: 1995-06-05
Filing date: 1995-09-06
Publication date: 1999-06-08
Anticipated expiration: 2015-09-06
Also published as: EP0870221B1; DE69515346T2; WO1996039652A1; EP0870221A4; AU3547495A; US5519354A; JP3606876B2; EP0870221A1; DE69515346D1

Abstract

(57)【要約】オフセットをプログラム可能な温度センサ（１０）は、オフセット電圧ＶｏｆｆだけシフトしたＰＴＡＴ電圧ＶＰＴＡＴである、出力電圧（Ｖｏ）を発生する。バンド・ギャップ・セル（１２）が第１抵抗（ＲＰＴＡＴ）間に基本電圧を発生し、電流（ＩＰＴＡＴ）を生成する。第１抵抗（ＲＰＴＡＴ）および基準電圧端子（Ｖｅｅ）間に接続されている第２抵抗（Ｒｇａｉｎ）が電圧利得を与える。第３抵抗（Ｒｏｆｆ）が、トランジスタ（Ｑ１）のベース−エミッタ接合間、ならびに第２抵抗（Ｒｇａｉｎ）および出力端子（２０）間に接続され、この出力端子（２０）に電圧（Ｖｏ）を供給する。トランジスタのベース−エミッタ電圧がＶｏｆｆの一部分を与える。第３抵抗（Ｒｏｆｆ）は、第２抵抗（Ｒｇａｉｎ）を通過する電流（ＩＰＴＡＴ）の部分を減少させ、Ｖｏｆｆの残りの部分を与える。電流源（ＩＳ１）がエミッタ電流を供給すると共に、および第３抵抗（Ｒｏｆｆ）に電流を供給する。オフセット電圧Ｖｏｆｆを設定するには、所望の温度範囲の下端において電圧（Ｖｏ）が基準電圧端子（Ｖｅｅ）に印加される電圧に等しくなるまで、第３抵抗（Ｒｏｆｆ）を調節する。また、ＶＰＴＡＴの利得は、第１抵抗（ＲＰＴＡＴ）を調節することによって設定する。

Description

【発明の詳細な説明】オフセットをプログラム可能な集積回路温度センサ発明背景発明の分野本発明は、一般的に絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）集積回路の温度センサに関し、更に特定すれば、オフセットをプログラム可能なＩＣ温度センサに関するものである。関連技術の説明順方向にバイアスされたベース−エミッタ電圧Ｖ_beは、ケルビン（°Ｋ）で表した絶対温度Ｔの線形関数であり、安定で比較的線形な温度センサに役立つことが知られている。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔ_kは絶対温度（°Ｋ）、ｑは電荷（ｋ／ｑ＝８６．１７μＶ／°Ｋ）、Ｉ_cはコレクタ電流、Ａ_eはエミッタ面積、およびＪ_sは飽和電流密度である。ＰＴＡＴセンサは、エミッタ電流密度間の比率を一定にして動作させてＰＴＡＴ電圧を形成する、２つのトランジスタのベース−エミッタ電圧Ｖ_be1およびＶ_be2間の差ΔＶ_beを用いることにより、コレクタ電流に対する依存性を解消する。エミッタ電流密度は、従来より、コレクタ電流のエミッタ・サイズに対する比率として定義されている（これは、二次ベース電流を無視する）。基本ＰＴＡＴ電圧ΔＶ_beは、以下の式で与えられる。 ΔＶ_be＝Ｖ_be1−Ｖ_be2 （２）基本ＰＴＡＴ電圧を増幅し、その利得、即ち、その絶対温度の変化に対する感度を、所望の値に較正し、かつバッファ可能とすることにより、基本ＰＴＡＴ電圧を転化させることなく、ＰＴＡＴ電圧を読み出すことができる。尚、感度の所望値には、１０ｍＶ／°Ｋが適当である。標準的なＰＴＡＴセンサの欠点は、殆どのＩＣに対する通常の動作温度において、大きなオフセット電圧信号があることである。例えば、ＩＣの所望の動作範囲が０ないし１２５℃（２７３ないし３９８°Ｋ）であり、センサの利得が１０ｍＶ／°Ｋである場合、ＰＴＡＴセンサのオフセット電圧は０℃において２．７３Ｖとなる。ＰＴＡＴセンサの利得が完全に安定でない場合、オフセット電圧の比較的小さい変化によって出力温度が数度ずれる可能性がある。０から１２５℃ までの温度を読み出すには、ＰＴＡＴセンサの出力から、正確に２．７３Ｖの基準電圧を減算しなければならない。相応の精度および安定性をもって基準電圧を供給することは、難しく不経済でもある。更に、ＰＴＡＴセンサは、所望の動作範囲にわたって応答するために必要な電圧、およびセンサを動作させるために必要なあらゆるヘッド電圧(head voltage)に加えて、オフセット電圧を供給するために、比較的大きな供給電圧を必要とする。したがって、約３Ｖで動作するラップ・トップ・コンピュータのような製品は、ＰＴＡＴセンサを用いることができない。 Peaseの"A New Fahrenheit Temperature Sensor"、IEEE Journal of Solid-St ate Circuits，Vol．SC-19，No．6，Dec.1984,第９７１〜９７７ページは、出力において大きな一定オフセット電圧を減算することなく、華氏温度に比例するように調整された出力電圧を供給する温度センサについて開示する。Peaseは、従来のトランジスタ対を用いてＰＴＡＴ電圧を発生し、内部的に２つのベース−エミッタ電圧を減算し、一定のオフセット電圧だけ、ＰＴＡＴ電圧をシフトする。非反転増幅器を用いて、シフトしたＰＴＡＴ電圧を固定利得、例えば、１．８６と乗算し、センサの所望のオフセット電圧、例えば、７７°Ｆにおける７７０ｍＶ、および利得、例えば、１０ｍＶ／°Ｆを同時に設定する。利得は、本質的に、室温におけるオフセット誤差を単に調節することによって較正される。このように、Peaseは効果的にオフセット電圧を減算することにより、０°Ｆにおけるセンサの出力電圧をゼロとなるようにしている。 Peaseの回路構成(topology)にはいくつかの欠点がある。シフトした出力電圧は、２つの別個の段において生成される。まず、一定のオフセットを基本ＰＴＡＴ電圧から減算し、次いでその結果を増幅器によって乗算し、所望の出力を得るのである。このために、センサの複雑度が増大する。増幅器は、利得を得ることに加えて、出力電圧をバッファするためにも用いられるので、オフセット電圧やオフセット電圧ドリフトのような増幅器におけるあらゆる誤差は、出力電圧信号に反映され、温度のずれの原因となる。０°Ｆ定する華氏センサでは、増幅器の反転入力は、接地電位に設定できなければならない。このタイプの増幅器は、複雑であり設計が困難である。 National Semiconductor Corporationは、LM35シリーズという高精度摂氏温度センサを生産している。このセンサは、この会社のData Acquisition Data Book ，1993の第５−１２ないし５−１５ページに開示されており、Peaseの華氏センサと同等の摂氏用のものである。これらの摂氏センサは同じ問題を有し、最少４Ｖの供給電圧を必要とする。発明の概要本発明は、オフセット電圧Ｖ_offだけＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATをシフトした出力電圧Ｖ₀を所望の温度範囲にわたって発生するが、従来の温度センサよりも設計が単純であり、オフセットを正確にプログラム可能な温度センサを提供する。これは、第１レジスタ間に基本ＰＴＡＴ電圧を発生し、ＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATを生成する、バンド・ギャップ・セルによって達成する。第１抵抗から基準電圧端子の間に第２抵抗を接続し、電圧利得を与える。トランジスタは、第１および第２抵抗の間に接続されているベース、供給電圧に連結されているコレクタ、およびＶ₀を発生する出力端子に接続されているエミッタを有する。トランジスタのベース−エミッタ電圧は、オフセット電圧Ｖ_offの一部分を与える。トランジスタのベース−エミッタ接合間に第３レジスタを接続し、第２抵抗を通過するＩ_PT _AT の部分を減少させ、Ｖ_offの残りの部分を与える。トランジスタのエミッタおよび基準電圧端子の間に電流源を配置し、そのエミッタ電流を供給すると共に、第３抵抗に電流を供給する。オフセット電圧Ｖ_offの設定は、所望温度範囲の下端において基準電圧端子に印加される電圧にＶ₀が等しくなるまで、第３抵抗を調節することによって行う。次に、第１抵抗を調節することによって、Ｖ_PTATの所望の利得を設定する。本発明のよりよい理解のため、およびいかにしてこれを実施するかを示すために、これより一例として添付図面を参照する。図面の簡単な説明第１図は、本発明のセンサの出力電圧対絶対温度の関係を示すグラフである。第２図は、本発明によるオフセットのプログラムが可能なバンド・ギャップ温度センサの簡略構成図である。第３図は、第２図に示したバンド・ギャップ温度センサの好適実施例の更に詳細な構成図である。第４図は、一般的なＰＴＡＴ電圧源のための、本発明のプログラム可能なオフセット機能を示す簡略構成図である。実施例の詳細な説明第１図に示すように、本発明は、所望のオフセット電圧Ｖ_offだけシフトしたＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATである、出力電圧Ｖ₀を発生し、こうして、温度が所望の温度範囲の下端にある場合に、Ｖ₀がセンサのロー電圧レベル(low supply)となるようにした温度センサを提供する。ロー電圧レベルは、典型的に接地である。０Ｖの温度修正差は、センサのオフセット電圧および利得をプログラムすることによって設定する。これにより、センサの精度を高め、基準電圧を発生しこれを出力電圧から減算する必要性をなくし、約２．７ボルトのシングル・エンド供給電圧のみで、１０ｍＶ／℃の利得で０から１２５℃までの温度センサの動作を可能にする。この手法によって、センサのオフセット電圧および利得を調節し、広い動作温度および利得範囲に摂氏センサおよび華氏センサ双方を適応可能とする。 Peaseのセンサも同じグラフを得ることができるが、より複雑な回路および少なくとも４Ｖの電源を必要とする。プログラム可能なオフセットは、単一のオフセット抵抗を、従来のバンド・ギャップ温度セルに追加し、このセル内の異なる点にＶ₀を発生することによって供給する。所望のオフセットをプログラムするには、所望のオフセット温度においてＶ₀が０Ｖに等しくなるまで、オフセット抵抗を調節する。センサの利得は、バンド・ギャップ・セル内の他の抵抗を調節することによって、独立してプログラムする。出力増幅器をセルに接続してＶ₀をバッファし、外部負荷による影響を受けないようにすることが好ましい。この手法は単純であるが精度が高い。オフセット電圧は、第１段において単一の抵抗を調節することによってプログラムされ、一方利得は、第２抵抗を調節することによって独立して制御される。出力増幅器はＶ₀をバッファするためのみに用いられるので、増幅器内の誤差が出力電圧に反映されることはない。更に、増幅器は、その入力が接地電位になることができる必要のない単純なものである。第２図に示すように、本発明によるオフセットをプログラム可能な温度センサ１０は、基本ＰＴＡＴ電圧ΔＶ_beを供給するバンド・ギャップ・セル１２、およびセンサ１０が出力電圧Ｖ₀を生成するようにオフセット電圧を選択するオフセット抵抗Ｒ_offを含む。ここで、Ｖ₀は、好ましくは接地電位である、所望の温度範囲の下端におけるロー電圧レベルＶ_eeに実質的に等しい。バンド・ギャップ・セル１２は、１対のｎｐｎトランジスタＱ１およびＱ２を含み、これらが異なる密度の電流を導通することにより、基本ＰＴＡＴ電圧を確立する。これらの電流密度の比率は、それらのコレクタ電流Ｉ_Q1およびＩ_Q2を実質的に等しくし、トランジスタＱ１に、トランジスタＱ２のエミッタ面積Ａｅ２よりも、Ａ倍大きなエミッタ面積Ａ_e1を与えることによって設定することが好ましい。尚、コレクタ電流Ｉ_Q1およびＩ_Q2には３μＡが適しており、Ａには１０が適している。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ１６および1８は、それぞれ、出力端子２０に互いに連結されている。電流源ＩＳ１が、出力端子２０および接地間に接続され、双方のトランジスタにテール電流(tail current)を供給する。これらのベース２２および２４は抵抗Ｒ_PTATを介して接続され、抵抗Ｒ_PTAT間に、式２および３に記述したように、基本ＰＴＡＴ電圧ΔＶ_beを確立する。ＰＴＡＴ電圧によって、ＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATが抵抗Ｒ_PTATを通過する。抵抗Ｒ_gainが、トランジスタＱ１のベース２２および接地間に接続され、基本ＰＴＡＴ電圧に対する利得を与える。本発明を用いず、トランジスタＱ１およびＱ２のベース電流を無視すると、Ｉ_PTATは抵抗Ｒ_gainを通過することになる。トランジスタＱ１およびＱ２のコレクタ２６および２８を通過するコレクタ電流Ｉ_Q1およびＩ_Q2は、それぞれ、１００が適当である電流利得を有する差動電流増幅器Ａ１に入力される。増幅器の出力３２は、高電圧源Ｖ_ccおよびトランジスタＱ２のベース２４間に接続され、Ｉ_PTATを供給することにより（Ｑ２のベース電流の二次効果は無視する）、抵抗Ｒ_PTAT間の基本ＰＴＡＴ電圧を維持する。増幅器Ａ１の目的は、バンド・ギャップ・セルが供給電圧Ｖ_ccの変化に感応しないようにすることである。あるいは、差動電圧増幅器を用い、プル抵抗(pull resi stor)によってその差動入力および出力３２を高電圧源に接続してもよい。Ｒ_offがない場合、出力電圧は、抵抗Ｒ_PTATの最上部から取り出すことになり、以下の式で与えられる。Ｒ_gainのＲ_PTATに対する比率は、温度センサに所望の利得を選択するように設定され、従来の出力電圧Ｖ₀はＰＴＡＴであり、したがって、大きなオフセット電圧を組み入れることになる。本発明によれば、抵抗Ｒ_offがトランジスタＱ１のベース２２およびエミッタ１６間に接続され、出力電圧Ｖ₀は出力端子２０において読み出される。出力端子２０において出力電圧を取り出す効果は２つある。第１に、トランジスタＱ１のベース−エミッタ電圧は、抵抗Ｒ_gain間のＰＴＡＴ電圧から減算され、所望のオフセットＶ_offの一部を与える。第２に、出力電圧Ｖ₀は、電流源ＩＳ１間の電圧を降下させる(collapsing)ことによって、所望の温度において０Ｖに低下させることができる。トランジスタＱ１のベース−エミッタ接合間に抵抗Ｒ_offを接続することの効果は、抵抗Ｒ_PTATからＩＰＴＡＴの一部を沈ませる電流源を与えることにより、抵抗Ｒ_gainを通過するＩ_PTATの部分を減らすことである。これによって、所望のオフセットＶ_offの残りの部分だけ、抵抗Ｒ_gain間の電圧が低下し、Ｖ０も同じ量だけ低下することになる。トランジスタＱ１のベース−エミッタ電圧は温度の関数であるので、そのベース−エミッタ接合間に抵抗Ｒ_offを接続し出力を移動させることにより、出力電圧Ｖ₀の利得増加が得られるという付加的な効果がある。これによって、基本ＰＴＡＴ電圧および抵抗Ｒ_gainによって供給しなければならない利得量が減少し、更に、センサを駆動するために必要な供給電圧Ｖ_ccが低下する。出力電圧Ｖ₀についての特性方程式は、以下の導出によって与えられる。まず、抵抗Ｒ_gain間の電圧を記述する。Ｒ_gain＝（Ｉ_PTAT−Ｉ_ROff）Ｒ_gain （５）ここで、Ｉ_PTAT＝ΔＶ_be／Ｒ_PTAT、およびＩ_off＝Ｖ_be1／Ｒ_offである。これらの関係を式５に代入すると、以下の式が得られる。したがって、ベース−エミッタ電圧だけシフト・ダウンしたＶ_Rgainである出力電圧は、以下の式で与えられる。トランジスタのベース−エミッタ電圧は、以下の式で与えられる。Ｖ_be＝Ｅ_g−ＢＴ_k （８）ここで、Ｅ_gはバンド・ギャップ電圧、Ｂは定数である。Ｅ_gは、処理パラメータ、バイアス電流レベル、およびトランジスタの幾何学的形状とは独立しており、したがって、シリコンでは約１．１７Ｖの一定基準値を与える。定数Ｂは、バイアス電流および処理に依存し、２ｍＶ／°Ｋの典型値を有する。式８のＶ_beについての関係を式７に代入し、ＰＴＡＴである電圧成分を一定電圧オフセットから分離するように整理すると、次の式が得られる。したがって、所望のオフセット電圧Ｖ_offは次の式で与えられる。また、出力端子２０において発生するＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATは、次のようになる。したがって、オフセット電圧Ｖ_offは、Ｒ_gain／Ｒ_offの比率を選択することによって設定され、ＶＰＴＡＴの利得は、Ｒ_PTATの抵抗値を選択することによって較正される。実際には、Ｅ_gは認知可能には変動しないので、Ｒ_gain／Ｒ_offは未調節で設定可能である。Ｖ_beの傾斜は変動するので、Ｖ_outが所望値、例えば、２５℃においてＶ_out＝０．２５Ｖに等しくなるまで、Ｒ_PTATを調節することができる。この構成には、温度センサを駆動するために必要な供給電圧Ｖ_ccの量を減らすという、付加的な利点がある。供給電圧は、最大所望温度に対するトランジスタＱ２のベース２４におけるおおよその電圧に、増幅器Ａ１のＶ_beを加算したものを供給する必要がある。出力にオフセット電圧を単に供給するだけでは、この量は減少しない。しかしながら、本発明は、基本ＰＴＡＴ電圧の利得を減少させると共に、抵抗Ｒ_gain間の電圧をオフセットする。これによってベース２４における電圧が減少するので、必要な供給電圧も減少することになる。好ましい近似として、ベース２４における電圧を出力電圧よりもＶ_beだけ高くすることがあげられ、この場合供給電圧Ｖ_ccは最大出力電圧よりも少なくとも２Ｖ_be高くなければならない。例えば、温度範囲が０ないし１２５℃、および利得が１０ｍＶ／°Ｋの温度センサの最大Ｖ₀は１．２５Ｖである。Ｖ_beは１２５℃ において約０．４１４Ｖである。したがって、最少供給電圧Ｖ_ccは約２．１Ｖとなる。よって、利得が１０ｍＶ／°Ｃ、範囲が０ないし１２５℃の摂氏温度センサは、２．７Ｖの供給で快調に動作する。第３図は、電流源ＩＳ２および差動増幅器Ａ１による好適な実施である第２図からのバンド・ギャップ・セル１２、およびＶ₀をバッファするための出力増幅器Ａ２を含む、好適な温度センサ１０を示す。電流源ＩＳ１は、正電源Ｖ_ccからダイオードＤ１を通過して接地に流れる電流Ｉ_S2を供給する、電流源ＩＳ２によって実施する。電流Ｉ_S2には３μＡが適当である。ダイオードＤ１は、エミッタ３４が接地およびベース−コレクタ３６に接続されている、ダイオード接続状のｎｐｎトランジスタとして実施される。別のｎｐｎトランジスタＱ３は、接地に接続されているエミッタ３８、ダイオードＤ１のベース−コレクタ３６に接続されているベース４０、および固定利得量でＩ_S2を出力端子２０にミラーするコレクタ４２を有する。これは、トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ電流、および抵抗Ｒ_offを通過するオフセット電流Ｉ_offを供給する。差動電流増幅器Ａ１は、ｐｎｐ出力段トランジスタＱ４のベースに流れ込むＩＱ１−Ｉ_Q2に等しい差電流を駆動するカレント・ミラーＭ１を含む。トランジスタＱ４はこの差電流を増幅し、Ｉ_PTATを供給する。カレント・ミラーＭ１の一方側は、ダイオード接続状のｐｎｐトランジスタとして実施されているダイオードＤ２を含む。このｐｎｐトランジスタは、Ｖ_ccに接続されているエミッタ４６、およびトランジスタＱ１のコレクタ２６に接続されているベース−コレクタ４８を有する。ミラーＭ１の他方側はｐｎｐトランジスタＱ５を含み、ｐｎｐトランジスタＱ５はダイオードＤ２のベース−コレクタ４８に接続されているベース５０、Ｖ_ccに連結されているエミッタ５２、およびトランジスタＱ２のコレクタ２８および出力段トランジスタＱ４のベース４４に接続されているコレクタ５４を有する。トランジスタＱ４のエミッタ５６はＶ_ccに接続されており、そのコレクタは、増幅器Ａ１の出力３２を供給し、トランジスタＱ２のベース２４に接続されている。カレント・ミラーＭ１および出力段トランジスタＱ４は共に負フィードバック経路を形成し、これがバンド・ギャップ・セル１２を安定化し、供給電圧Ｖ_ccにおける変動に対してそれを不感応にする。例えば、差電流の増大によって、Ｉ_PT _AT が増大する。更に、これがトランジスタＱ２のベース２４における電圧を上昇させ、そのコレクタ電流Ｉ_Q2を増大させ、結果的に差電流を減少させる。出力増幅器Ａ２は、バンド・ギャップ・セル１２、および読み出し回路のような負荷５７の間に接続されており、負荷電流Ｉ_Lを供給し、出力電圧Ｖ₀に応じて負荷５７を駆動する。増幅器Ａ２がないと、トランジスタＱ１およびＱ２は負荷を駆動しなければならない。Ｑ１およびＱ２はＶ₀に影響を与えずにいくらかの電流を供給することができるが、増幅器Ａ２を用いてバッファを設け、広範囲の負荷条件全体についてＶ₀の保全性を維持することが好ましい。増幅器Ａ２は、電流ノード５８へのコレクタ電流Ｉ_Q1をミラーするカレント・ミラーＭ２を含む。カレント・ミラーＭ２は、ダイオードＤ２をミラーＭ１と共有し、ｐｎｐトランジスタＱ６を含む。トランジスタＱ６は、Ｄ２のベース−コレクタ４８に接続されているベース６０、Ｖ_ccに連結されているエミッタ６２、およびノード５８に接続されているコレクタ６４を有する。ダイオードＤ１のベース−コレクタ３６に接続されているベース６６、接地に連結されているエミッタ６８、およびコレクタ７０を有するｎｐｎトランジスタＱ７が電流ノード５８から基準電流Ｉ_refを沈める（ｓｉｎｋ）ので、Ｉ_Q1−Ｉ_refの差電流がノード５８から出力トランジスタＱ８のベース７２に供給される。このトランジスタは、ＶＣＣに連結されているコレクタ７４、および出力端子２０に接続されているエミッタ７６を有する。出力トランジスタＱ８は、その電流利得βによって、差電流Ｉ_Q1−Ｉ_refを増幅し、出力端子２０における負荷電流ＩＬの殆どを供給する。電流利得βには１００が適当である。トランジスタＱ１およびＱ２は、全負荷電流Ｉ_Lの小さな二次部分、約Ｉ_L／βを供給するが、これは感知不可能であり、Ｖ₀に重大な影響を及ぼすことはない。第２図および第３図に示す温度センサ１０の好適実施例では、トランジスタＱ１が２つの目的を果たした。第１に、これは、基本ＰＴＡＴ電圧を設定するトランジスタ対Ｑ１／Ｑ２の一部を形成する。第２に、トランジスタＱ１はオフセット抵抗Ｒ_offと共に、プログラム可能なオフセット電圧を供給する。しかしながら、基本ＰＴＡＴ電圧ΔＶ_beを発生するためには、多くの異なる回路構成を用いることが可能である。一般化した状況を第４図に示す。ここでは、第２図および第３図におけるバンド・ギャップ・セル１２のようなＰＴＡＴ電圧源８０が、抵抗Ｒ_PTAT間の基本ＰＴＡＴ電圧を発生し、これによって、Ｉ_PTATが抵抗Ｒ_gainを通過する。トランジスタＱ１および抵抗Ｒ_offの組み合わせによって、抵抗Ｒ_gai _n を通過するＩ_PTATの部分が減少するので、出力端子２０における出力電圧Ｖ₀は、所望のオフセットだけシフトされる。以上、本発明の代表的な実施例について示しかつ説明したが、数多くの改造や代替実施例が、当業者には想起しよう。かかる改造や代替実施例は予期されるものであり、添付の請求の範囲に規定する本発明の精神および範囲から逸脱することなく得ることができる。

【手続補正書】特許法第１８４条の４第４項【提出日】１９９５年１１月２９日【補正内容】請求の範囲１．バンド・ギャップ温度センサであって、第１抵抗ＲＰＴＡＴと、各々、前記第１抵抗を跨いで接続されているベース、コレクタ、および共通接続されているエミッタを有する第１および第２トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）であって、前記抵抗Ｒ_PTAT間に絶対温度（ＰＴＡＴ）に比例する基本電流を確立する、異なる電流密度で各コレクタ電流を導通させ、ＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATを前記抵抗Ｒ_PTATに通過させる前記トランジスタと、基準電圧端子（Ｖ_ee）と、前記第１トランジスタのベースおよび前記基準電圧端子の間に接続され、Ｉ_PT _AT の第１部分を導通する第２抵抗Ｒ_gainと、前記トランジスタのエミッタから前記基準電圧端子までの間に接続され、前記トランジスタにエミッタ電流を供給するバイアス電流源（ＩＳ１）と、Ｉ_PTATの第２部分を沈め、抵抗Ｒ_gainを通過するＩ_PTATの前記第１部分を設定するオフセット電流源（Ｒ_off）と、から成り、前記温度センサは、前記エミッタに、オフセット電圧Ｖ_offだけシフトしたＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATである、出力電圧Ｖ₀を生成することによってＩ_PTATに応答し、前記抵抗Ｒ_gainは、所望の温度においてＶ₀が前記基準電圧端子に印加される電圧と実質的に同一となるように、Ｖ_offを設定するように選択されることを特徴とするバンド・ギャップ温度センサ。２．前記オフセット電流源は、前記第１トランジスタのベースおよびエミッタ間に接続され、Ｉ_PTATの前記第２部分を導通する第３抵抗Ｒ_offを含み、Ｒ_gainのＲ_offに対する比率がＶ_offを設定するように選択されることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。３．供給電圧（Ｖ_cc）を受け取るための供給電圧端子と、前記供給電圧端子に接続され、前記トランジスタのコレクタに接続されている差動入力と、前記第２トランジスタのベースに結合されている出力とを有する差動増幅器（Ａ１）であって、前記温度センサを安定化させることにより、前記基本ＰＴＡＴ電圧が前記供給電圧の変化に対して不感応となるようにする前記差動増幅器と、を更に備えることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。４．前記出力電圧Ｖ₀は、約１０ｍＶ／℃の感度で、摂氏約０度から摂氏約１２５度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧および供給電圧は３ボルト未満だけ相違することを特徴とする請求項１記載の温度センサ。５．前記基準電圧は接地基準電位であることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。６．前記差動増幅器は、前記供給電圧端子に接続されている電流入力、前記差動入力、および電流出力を有するカレント・ミラー（Ｍ１）と、前記電流出力に接続されているベースと、電流を抵抗Ｒ_PTATに供給する電流回路とを有する出力段トランジスタ（Ｑ４）と、から成ることを特徴とする請求項３記載の温度センサ。７．基準電流を発生する基準電流源（ＩＳ１）と、前記基準電流源および前記第１トランジスタのコレクタに接続されている差動入力を有し、前記第１トランジスタのエミッタに接続されている電流出力を更に有する出力増幅器（Ａ２）であって、前記第１トランジスタのコレクタ電流を前記基準電流と比較し、前記電流出力に駆動電流を供給する前記出力増幅器と、を更に備えていることを特徴とする請求項３、４または５記載の温度センサ。８．前記第１および第２トランジスタのエミッタは、出力ノード（２０）に接続されており、前記差動および出力増幅器は、前記第１トランジスタのコレクタに接続されそのコレクタ電流を供給する基準入力と、前記第２トランジスタのコレクタおよび前記基準電流源にそれぞれ接続され、前記第１トランジスタのコレクタ電流を導通する第１および第２入力と、前記第１および第２トランジスタのコレクタ電流間の差、ならびに前記第１トランジスタのコレクタ電流および前記基準電流間の差をそれぞれ供給する第１および第２電流出力とを有するカレント・ミラー（Ｍ１、Ｍ２）と、前記第１電流出力に接続されているベースと、抵抗Ｒ_PTATに電流を供給する電流回路とを有する出力段トランジスタ（Ｑ４）と、前記第２電流出力に接続されているベースと、前記出力ノードにおいて電流を供給する電流回路とを有する駆動トランジスタ（Ｑ８）と、から成ることを特徴とする請求項７記載の温度センサ。９．前記出力電圧Ｖ₀は、約１０ｍＶ／°Ｃの感度で、摂氏約０度から摂氏約１２５度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧は接地電位であり、前記供給電圧は３ボルト未満であることを特徴とする請求項８記載の温度センサ。【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９６年１２月１７日【補正内容】請求の範囲１．バンド・ギャップ温度センサであって、第１抵抗Ｒ_PTATと、各々、前記第１抵抗を介して接続されているベース、コレクタ、および共通接続されているエミッタを有する第１および第２トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）であって、前記抵抗Ｒ_PTAT間に絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）基本電流を確立する、異なる電流密度で各コレクタ電流を導通させ、ＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATを前記抵抗Ｒ_PTATに流させる前記トランジスタと、基準電圧端子（Ｖ_ee）と、前記第１トランジスタのベースおよび前記基準電圧端子の間に接続され、Ｉ_PT _AT の第１部分を導通する第２抵抗Ｒ_gainと、前記トランジスタのエミッタから前記基準電圧端子までの間に接続され、前記トランジスタにエミッタ電流を供給するバイアス電流源（ＩＳ１）と、前記第１トランジスタのベースに接続され、Ｉ_PTATの第２部分を沈め、抵抗Ｒ_gain を流れるＩ_PTATの前記第１部分を設定するオフセット電流源（Ｒ_off）と、から成り、前記温度センサは、前記エミッタに、オフセット電圧Ｖ_offだけシフトしたＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATである、出力電圧Ｖ₀を生成することによってＩ_PTATに応答し、前記抵抗Ｒ_gainは、所望の温度においてＶ₀が前記基準電圧端子に印加される電圧と実質的に同一となるように、Ｖ_offを設定するように選択されることを特徴とするバンド・ギャップ温度センサ。２．前記オフセット電流源は、前記第１トランジスタのベースおよびエミッタ間に接続され、Ｉ_PTATの前記第２部分を導通する第３抵抗Ｒ_offを含み、Ｒ_gainのＲ_offに対する比率がＶ_offを設定するように選択されることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。３．供給電圧（Ｖ_cc）を受け取るための供給電圧端子と、前記供給電圧端子に接続され、前記トランジスタのコレクタに接続されている差動入力と、前記第２トランジスタのベースに結合されている出力とを有する差動増幅器（Ａ１）であって、前記温度センサを安定化させることにより、前記基本ＰＴＡＴ電圧が前記供給電圧の変化に対して不感応となるようにする前記差動増幅器と、を更に備えることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。４．前記出力電圧Ｖ０は、約１０ｍＶ／℃の感度で、摂氏約０度から摂氏約１２５度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧および供給電圧は３ボルト未満だけ相違することを特徴とする請求項３記載の温度センサ。５．前記基準電圧は接地基準電位であることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。６．前記差動増幅器は、前記供給電圧端子に接続されそこから電流を引き出す電流入力、前記差動入力、および電流出力を有するカレント・ミラー（Ｍ１）であって、前記差動入力はトランジスタのコレクタに接続され、電流出力は前記コレクタ電流間の差に略々等しい差電流を供給するようにコレクタ電流を供給すること、前記電流出力に接続されているベースと、ＰＴＡＴ電流を抵抗Ｒ_PTATに供給するように前記差電流を増幅するコレクターエミッタ回路とを有する出力段トランジスタ（Ｑ４）と、から成ることを特徴とする請求項３記載の温度センサ。７．基準電流を発生する基準電流源（ＩＳ１）と、前記基準電流源および前記第１トランジスタのコレクタに接続されている差動入力を有し、前記第１トランジスタのエミッタに接続されている電流出力を更に有する出力増幅器（Ａ２）であって、前記第１トランジスタのコレクタ電流を前記基準電流と比較し、前記電流出力に駆動電流を供給する前記出力増幅器と、を更に備えていることを特徴とする請求項３、４または５のいずれかに記載の温度センサ。８．前記第１および第２トランジスタのエミッタは、出力ノード（２０）に接続されており、前記差動および出力増幅器は、前記第１トランジスタのコレクタに接続されそのコレクタ電流を供給する基準入力と、前記第２トランジスタのコレクタおよび前記基準電流源にそれぞれ接続され、前記第１トランジスタのコレクタ電流を導通する第１および第２入力と、前記第１および第２トランジスタのコレクタ電流間の差、ならびに前記第１トランジスタのコレクタ電流および前記基準電流間の差をそれぞれ供給する第１および第２電流出力とを有するカレント・ミラー（Ｍ１、Ｍ２）と、前記第１電流出力に接続されているベースと、抵抗Ｒ_PTATに電流を供給するコレクターエミッタ回路とを有する出力段トランジスタ（Ｑ４）と、前記第２電流出力に接続されているベースと、前記出力ノードにおいて電流を供給するコレクターエミッタ回路とを有する駆動トランジスタ（Ｑ８）と、から成ることを特徴とする請求項７記載の温度センサ。９．前記出力電圧Ｖ₀は、約１０ｍＶ／°Ｃの感度で、摂氏約０度から摂氏約１２５度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧は接地電位であり、前記供給電圧は３ボルト未満であることを特徴とする請求項８記載の温度センサ。１０．温度センサであって、基準電圧端子（Ｖ_ee）と、電流ノードにおいてＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATを発生する、絶対温度比例（ＰＴＡＴ）電流源と、前記基準電圧端子および前記電流ノード間に接続され、前記ＰＴＡＴ電流の第１部分を導通する第１抵抗Ｒ_gainと、前記電流ノードに接続されているベース、コレクタ、およびエミッタ電流を導通するエミッタを有し、さらにベース−エミッタ電圧を有するトランジスタと、前記トランジスタのベースおよびエミッタ間に接続され、前記ＰＴＡＴ電流の第２部分を導通する第２抵抗（Ｒ_off）と、前記エミッタおよび前記基準電圧端子間に接続され、前記エミッタ電流および前記ＰＴＡＴ電流の前記第２部分を供給する第２電流源（ＩＳ１）と、から成り、前記ＰＴＡＴ電流の前記第１および第２部分は、それぞれ、抵抗Ｒ_gainおよびＲ_offを通過し、前記トランジスタのベース−エミッタ電圧は共に、前記エミッタにおいて、オフセット電圧Ｖ_offだけずらしたＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATである出力電圧Ｖ₀を生成し、Ｒ_gainのＲ_offに対する比率は、所望の温度においてＶ₀が前記基準電圧端子に印加される電圧に実質的に同一となるように、前記オフセット電圧を設定するよう選択されることを特徴とする温度センサ。【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９７年５月２０日【補正内容】発明の概要本発明は、オフセット電圧Ｖ_offだけＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATをシフトした出力電圧Ｖ₀を所望の温度範囲にわたって発生するが、従来の温度センサよりも設計が単純であり、オフセットを正確にプログラム可能な温度センサを提供する。これは、第１レジスタ間に基本ＰＴＡＴ電圧を発生し、ＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATを生成する、バンド・ギャップ・セルによって達成する。第１抵抗から基準電圧端子の間に第２抵抗を接続し、電圧利得を与える。トランジスタは、第１および第２抵抗の間に接続されているベース、供給電圧に連結されているコレクタ、およびＶ₀を発生する出力端子に接続されているエミッタを有する。トランジスタのベース−エミッタ電圧は、オフセット電圧Ｖ_offの一部分を与える。トランジスタのベース−エミッタ接合間に第３レジスタを接続し、第２抵抗を通過するＩ_PT _AT の部分を減少させ、Ｖ_offの残りの部分を与える。トランジスタのエミッタおよび基準電圧端子の間に電流源を配置し、そのエミッタ電流を供給すると共に、第３抵抗に電流を供給する。オフセット電圧Ｖ_offの設定は、所望温度範囲の下端において基準電圧端子に印加される電圧にＶ₀が等しくなるまで、第３抵抗を調節することによって行う。次に、第１抵抗を調節することによって、Ｖ_PTATの所望の利得を設定する。本発明のよりよい理解のため、およびいかにしてこれを実施するかを示すために、これより一例として添付図面を参照する。図面の簡単な説明第１図は、本発明のセンサの出力電圧対絶対温度の関係を示すグラフである。本発明を用いず、トランジスタＱ１およびＱ２のベース電流を無視すると、Ｉ_PT _AT は抵抗Ｒ_gainを通過することになる。トランジスタＱ１およびＱ２のコレクタ２６および２８を通過するコレクタ電流Ｉ_Q1およびＩ_Q2は、それぞれ、１００が適当である電流利得を有する差動電流増幅器Ａ１に入力される。増幅器の出力３２は、高電圧源Ｖ_ccおよびトランジスタＱ２のベース２４間に接続され、Ｉ_PTATを供給することにより（Ｑ２のベース電流の二次効果は無視する）、抵抗Ｒ_PTAT間の基本ＰＴＡＴ電圧を維持する。増幅器Ａ１の目的は、バンド・ギャップ・セルが供給電圧Ｖ_ccの変化に感応しないようにすることである。あるいは、差動電圧増幅器を用い、プル抵抗(pull resi stor)によってその差動入力および出力３２を高電圧源に接続してもよい。Ｒ_offがない場合、出力電圧は、抵抗Ｒ_PTATの最上部から取り出すことになり、以下の式で与えられる。Ｒ_gainのＲ_PTATに対する比率は、温度センサに所望の利得を選択するように設定され、従来の出力電圧Ｖ₀はＰＴＡＴであり、したがって、大きなオフセット電圧を組み入れることになる。本発明によれば、抵抗Ｒ_offがトランジスタＱ１のベース２２およびエミッタ１６間に接続され、出力電圧Ｖ₀は出力端子２０において読み出される。出力端子２０において出力電圧を取り出す効果は２つある。第１に、トランジスタＱ１のベース−エミッタ電圧は、抵抗Ｒ_gain間のＰＴＡＴ電圧から減算され、所望のオフセットＶ_offの一部を与える。第２に、出力電圧Ｖ₀は、電流源ＩＳ１間の電圧を低下させることによって、所望の温度において０Ｖに低下させることができる。トランジスタＱ１のベース−エミッタ接合間に抵抗Ｒ_offを接続することの効果は、抵抗Ｒ_PTATからＩ_PTATの一部を沈ませる電流源を与えることにより、抵抗Ｒ_gainを通過するＩ_PTATの部分を減らすことである。これによって、所望のオフセットＶ_offの残りの部分だけ、抵抗Ｒ_gain間の電圧が低下し、Ｖ₀も同じ量だけ低下することになる。トランジスタＱ１のベース−エミッタ電圧は温度の関数であるので、そのベース−エミッタ接合間に抵抗Ｒ_offを接続し出力を移動させることにより、出力電圧Ｖ₀の利得増加が得られるという付加的な効果がある。これによって、基本ＰＴＡＴ電圧および抵抗Ｒ_gainによって供給しなければならない利得量が減少し、更に、センサを駆動するために必要な供給電圧Ｖ_ccが低下する。出力電圧Ｖ₀についての特性方程式は、以下の導出によって与えられる。まず、抵抗Ｒ_gain間の電圧を記述する。Ｒ_gain＝（Ｉ_PTAT−ＩＲ_Off）Ｒ_gain （５）ここで、Ｉ_PTAT＝ΔＶ_be／Ｒ_PTAT、およびＩ_off＝Ｖ_be1／Ｒ_offである。これらの関係を式５に代入すると、以下の式が得られる。したがって、ベース−エミッタ電圧だけシフト・ダウンしたＶ_Rgainである出力電圧は、以下の式で与えられる。トランジスタのベース−エミッタ電圧は、以下の式で与えられる。Ｖ_be＝Ｅ_g−ＢＴ_k （８）ここで、Ｅ_gはバンド・ギャップ電圧、Ｂは定数である。Ｅ_gは、処理パラメータ、バイアス電流レベル、およびトランジスタの幾何学的形状とは独立しており、したがって、シリコンでは約１．１７Ｖの一定基準値を与える。定数Ｂは、バイアス電流および処理に依存し、２ｍＶ／°Ｋの典型値を有する。式８のＶ_beについての関係を式７に代入し、ＰＴＡＴである電圧成分を一定電圧オフセットから分離するように整理すると、次の式が得られる。したがって、所望のオフセット電圧Ｖ_offは次の式で与えられる。また、出力端子２０において発生するＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATは、次のようになる。したがって、オフセット電圧Ｖ_offは、Ｒ_gain／Ｒ_offの比率を選択することによって設定され、Ｖ_PTATの利得は、Ｒ_PTATの抵抗値を選択することによって較正される。実際には、Ｅ_gは認知可能には変動しないので、Ｒ_gain／Ｒ_offは未調節で設定可能である。Ｖ_beの傾斜は変動するので、Ｖ_outが所望値、例えば、２５ ℃においてＶ_out＝０．２５Ｖに等しくなるまで、Ｒ_PTATを調節することができる。この構成には、温度センサを駆動するために必要な供給電圧Ｖ_ccの量を減らすという、付加的な利点がある。供給電圧は、最大所望温度に対するトランジスタＱ２のベース２４におけるおおよその電圧に、増幅器Ａ１のＶ_beを加算したものを供給する必要がある。出力にオフセット電圧を単に供給するだけでは、この量は減少しない。しかしながら、本発明は、基本ＰＴＡＴ電圧の利得を減少させると共に、抵抗Ｒ_gain間の電圧をオフセットする。これによってベース２４における電圧が減少するので、必要な供給電圧も減少することになる。好ましい近似として、ベース２４における電圧を出力電圧よりもＶ_beだけ高くすることがあげられ、この場合供給電圧Ｖ_ccは最大出力電圧よりも少なくとも２Ｖ_be高くなければならない。例えば、温度範囲が０ないし１２５℃、および利得が１０ｍＶ／°Ｋの温度センサの最大Ｖ０は１．２５Ｖである。Ｖ_beは１２５℃ において約０．４１４Ｖである。したがって、最少供給電圧Ｖ_ccは約２．１Ｖとなる。よって、利得が１０ｍＶ／°Ｃ、範囲が０ないし１２５℃の摂氏温度センサは、２．７Ｖの供給で快調に動作する。第３図は、電流源ＩＳ２および差動増幅器Ａ１による好適な実施である第２図からのバンド・ギャップ・セル１２、およびＶ₀をバッファするための出力増幅器Ａ２を含む、好適な温度センサ１０を示す。電流源ＩＳ１は、正電源Ｖ_ccからダイオードＤ１を通過して接地に流れる電流Ｉ_S2を供給する、電流源ＩＳ２によって実施する。電流Ｉ_S2には３μＡが適当である。ダイオードＤ１は、エミッタ３４が接地およびベース−コレクタ３６に接続されている、ダイオード接続状のｎｐｎトランジスタとして実施される。別のｎｐｎトランジスタＱ３は、接地に接続されているエミッタ３８、ダイオードＤ１のベース−コレクタ３６に接続されているベース４０、および固定利得量でＩ_S2を出力端子２０にミラーするコレクタ４２を有する。これは、トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ電流、および抵抗Ｒ_offを通過するオフセット電流Ｉ_offを供給する。差動電流増幅器Ａ１は、ｐｎｐ出力段トランジスタＱ４のベースに流れ込むＩ_Q1 −Ｉ_Q2に等しい差電流を駆動するカレント・ミラーＭ１を含む。トランジスタＱ４はこの差電流を増幅し、Ｉ_PTATを供給する。カレント・ミラーＭ１の一方側は、ダイオード接続状のｐｎｐトランジスタとして実施されているダイオードＤ２を含む。このｐｎｐトランジスタは、Ｖ_ccに接続されているエミッタ４６、およびトランジスタＱ１のコレクタ２６に接続されているベース−コレクタ４８を有する。ミラーＭ１の他方側はｐｎｐトランジスタＱ５を含み、ｐｎｐトランジスタＱ５はダイオードＤ２のベースーコレクタ４８に接続されているベース５０、Ｖ_ccに連結されているエミッタ５２、およびトランジスタＱ２のコレクタ２８および出力段トランジスタＱ４のベース４４に接続されているコレクタ５４を有する。トランジスタＱ４のエミッタ５６はＶ_ccに接続されており、そのコレクタは、増幅器Ａ１の出力３２を供給し、トランジスタＱ２のベース２４に接続されている。カレント・ミラーＭ１および出力段トランジスタＱ４は共に負フィードバック経路を形成し、これがバンド・ギャップ・セル１２を安定化し、供給電圧Ｖ_ccにおける変動に対してそれを不感応にする。例えば、差電流の増大によって、Ｉ_PT _AT が増大する。更に、これがトランジスタＱ２のベース２４における電圧を上昇させ、そのコレクタ電流Ｉ_Q2を増大させ、結果的に差電流を減少させる。出力増幅器Ａ２は、バンド・ギャップ・セル１２、および読み出し回路のような負荷５７の間に接続されており、負荷電流Ｉ_Lを供給し、出力電圧Ｖ₀に応じて負荷５７を駆動する。増幅器Ａ２がないと、トランジスタＱ１およびＱ２は負荷を駆動しなければならない。Ｑ１およびＱ２はＶ₀に影響を与えずにいくらかの電流を供給することができるが、増幅器Ａ２を用いてバッファを設け、広範囲の負荷条件全体についてＶ₀の保全性を維持することが好ましい。増幅器Ａ２は、電流ノード５８へのコレクタ電流Ｉ_Q1をミラーするカレント・ミラーＭ２を含む。カレント・ミラーＭ２は、ダイオードＤ２をミラーＭ１と共有し、ｐｎｐトランジスタＱ６を含む。請求の範囲１．バンド・ギャップ温度センサであって、第１抵抗Ｒ_PTATと、各々、前記第１抵抗を跨いで接続されているベース、コレクタ、および共通接続されているエミッタを有する第１および第２トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）であって、前記抵抗Ｒ_PTAT間に絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）基本電流を確立する、異なる電流密度で各コレクタ電流を導通させ、ＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATを前記抵抗Ｒ_PTATに通過させる前記トランジスタと、基準電圧端子（Ｖ_ee）と、前記第１トランジスタのベースおよび前記基準電圧端子の間に接続され、Ｉ_PT _AT の第１部分を導通する第２抵抗Ｒ_gainと、前記トランジスタのエミッタから前記基準電圧端子までの間に接続され、前記トランジスタにエミッタ電流を供給するバイアス電流源（ＩＳ１）と、Ｉ_PTATの第２部分を沈め、抵抗Ｒ_gainを通過するＩ_PTATの前記第１部分を設定するオフセット電流源（Ｒ_off）と、から成り、前記温度センサは、前記エミッタに、オフセット電圧Ｖ_offだけシフトしたＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATである、出力電圧Ｖ₀を生成することによってＩ_PTATに応答し、前記抵抗Ｒ_gainは、所望の温度においてＶ₀が前記基準電圧端子に印加される電圧と実質的に同一となるように、Ｖ_offを設定するように選択されることを特徴とするバンド・ギャップ温度センサ。２．前記オフセット電流源は、前記第１トランジスタのベースおよびエミッタ間に接続され、Ｉ_PTATの前記第２部分を導通する第３抵抗Ｒ_offを含み、Ｒ_gainのＲ_offに対する比率がＶ_offを設定するように選択されることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。３．供給電圧（Ｖ_cc）を受け取るための供給電圧端子と、前記供給電圧端子に接続され、前記トランジスタのコレクタに接続されている差動入力と、前記第２トランジスタのベースに結合されている出力とを有する差動増幅器（Ａ１）であって、前記温度センサを安定化させることにより、前記基本ＰＴＡＴ電圧が前記供給電圧の変化に対して不感応となるようにする前記差動増幅器と、を更に備えることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。４．前記出力電圧Ｖ０は、約１０ｍＶ／℃の感度で、摂氏約０度から摂氏約１２５度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧および供給電圧は３ボルト未満だけ相違することを特徴とする請求項３記載の温度センサ。５．前記基準電圧は接地基準電位であることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。６．前記差動増幅器は、前記供給電圧端子に接続されている電流入力、前記差動入力、および電流出力を有するカレント・ミラー（Ｍ１）と、前記電流出力に接続されているベースと、電流を抵抗Ｒ_PTATに供給する電流回路とを有する出力段トランジスタ（Ｑ４）と、から成ることを特徴とする請求項３記載の温度センサ。７．基準電流を発生する基準電流源（ＩＳ１）と、前記基準電流源および前記第１トランジスタのコレクタに接続されている差動入力を有し、前記第１トランジスタのエミッタに接続されている電流出力を更に有する出力増幅器（Ａ２）であって、前記第１トランジスタのコレクタ電流を前記基準電流と比較し、前記電流出力に駆動電流を供給する前記出力増幅器と、を更に備えていることを特徴とする請求項３、４または５記載の温度センサ。８．前記第１および第２トランジスタのエミッタは、出力ノード（２０）に接続されており、前記差動および出力増幅器は、前記第１トランジスタのコレクタに接続されそのコレクタ電流を供給する基準入力と、前記第２トランジスタのコレクタおよび前記基準電流源にそれぞれ接続され、前記第１トランジスタのコレクタ電流を導通する第１および第２入力と、前記第１および第２トランジスタのコレクタ電流間の差、ならびに前記第１トランジスタのコレクタ電流および前記基準電流間の差をそれぞれ供給する第１および第２電流出力とを有するカレント・ミラー（Ｍ１、Ｍ２）と、前記第１電流出力に接続されているベースと、抵抗Ｒ_PTATに電流を供給する電流回路とを有する出力段トランジスタ（Ｑ４）と、前記第２電流出力に接続されているベースと、前記出力ノードにおいて電流を供給する電流回路とを有する駆動トランジスタ（Ｑ８）と、から成ることを特徴とする請求項７記載の温度センサ。９．前記出力電圧Ｖ０は、約１０ｍＶ／°Ｃの感度で、摂氏約０度から摂氏約１２５度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧は接地電位であり、前記供給電圧は３ボルト未満であることを特徴とする請求項８記載の温度センサ。１０．温度センサであって、基準電圧端子（Ｖ_ee）と、電流ノードにおいてＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATを発生する、絶対温度比例（ＰＴＡＴ）電流源と、前記基準電圧端子および前記電流ノード間に接続され、前記ＰＴＡＴ電流の第１部分を導通する第１抵抗Ｒ_gainと、前記電流ノードに接続されているベース、コレクタ、およびエミッタ電流を導通するエミッタを有し、ベース−エミッタ電圧を有するトランジスタと、前記トランジスタのベースおよびエミッタ間に接続され、前記ＰＴＡＴ電流の第２部分を導通する第２抵抗（Ｒ_off）と、前記エミッタおよび前記基準電圧端子間に接続され、前記エミッタ電流および前記ＰＴＡＴ電流の前記第２部分を供給する第２電流源（ＩＳ１）と、から成り、前記ＰＴＡＴ電流の前記第１および第２部分は、それぞれ、抵抗Ｒ_gainおよびＲ_offを通過し、前記トランジスタのベース−エミッタ電圧は共に、前記エミッタにおいて、オフセット電圧Ｖ_offだけずらしたＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATである出力電圧Ｖ₀を生成し、Ｒ_gainのＲ_offに対する比率は、所望の温度においてＶ₀が前記基準電圧端子に印加される電圧に実質的に同一となるように、前記オフセット電圧を設定するよう選択されることを特徴とする温度センサ。【図１】【図２】【図４】【図３】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＫ，ＵＡ，ＵＺ，ＶＮ【要約の続き】で、第３抵抗（Ｒｏｆｆ）を調節する。また、ＶＰＴＡＴの利得は、第１抵抗（ＲＰＴＡＴ）を調節することによって設定する。

Claims

【特許請求の範囲】１．バンド・ギャップ温度センサであって、第１抵抗Ｒ_PTATと、各々、前記第１抵抗を跨いで接続されているベース、コレクタ、および共通接続されているエミッタを有する第１および第２トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）であって、前記抵抗ＲＰＴＡＴ間に絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）基本電流を確立する、異なる電流密度で各コレクタ電流を導通させ、ＰＴＡＴ電流Ｉ_PTATを前記抵抗Ｒ_PTATに通過させる前記トランジスタと、基準電圧端子（Ｖ_ee）と、前記第１トランジスタのベースおよび前記基準電圧端子の間に接続され、Ｉ_PT _AT の第１部分を導通する第２抵抗Ｒ_gainと、前記トランジスタのエミッタから前記基準電圧端子までの間に接続され、前記トランジスタにエミッタ電流を供給するバイアス電流源（ＩＳ１）と、Ｉ_PTATの第２部分を沈め、抵抗Ｒ_gainを通過するＩ_PTATの前記第１部分を設定するオフセット電流源（Ｒ_off）と、から成り、前記温度センサは、前記エミッタに、オフセット電圧Ｖ_offだけシフトしたＰＴＡＴ電圧Ｖ_PTATである、出力電圧Ｖ₀を生成することによってＩ_PTATに応答し、前記抵抗Ｒ_gainは、所望の温度においてＶ₀が前記基準電圧端子に印加される電圧と実質的に同一となるように、Ｖ_offを設定するように選択されることを特徴とするバンド・ギャップ温度センサ。２．前記オフセット電流源は、前記第１トランジスタのベースおよびエミッタ間に接続され、Ｉ_PTATの前記第２部分を導通する第３抵抗Ｒ_offを含み、Ｒ_gainのＲ_offに対する比率がＶ_offを設定するように選択されることを特徴とする請求項１記載の温度センサ。３．供給電圧（Ｖ_cc）を受け取るための供給電圧端子と、前記供給電圧端子に接続され、前記トランジスタのコレクタに接続されている差動入力と、前記第２トランジスタのベースに結合されている出力とを有する差動増幅器（Ａ１）であって、前記温度センサを安定化させることにより、前記基本ＰＴＡＴ電圧が前記供給電圧の変化に対して不感応となるようにする前記差動増幅器と、を更に備えることを特徴とする請求項１または２記載の温度センサ。４．前記出力電圧Ｖ０は、約１０ｍＶ／℃の感度で、摂氏約０度から摂氏約１２５度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧および供給電圧は３ボルト未満だけ相違することを特徴とする請求項１、２または３記載の温度センサ。５．前記基準電圧は接地基準電位であることを特徴とする請求項１、２、３または４記載の温度センサ。６．前記差動増幅器は、前記供給電圧端子に接続されている電流入力、前記差動入力、および電流出力を有するカレント・ミラー（Ｍ１）と、前記電流出力に接続されているベースと、電流を抵抗Ｒ_PTATに供給する電流回路とを有する出力段トランジスタ（Ｑ４）と、から成ることを特徴とする請求項３、４または５記載の温度センサ。７．基準電流を発生する基準電流源（ＩＳ１）と、前記基準電流源および前記第１トランジスタのコレクタに接続されている差動入力を有し、前記第１トランジスタのエミッタに接続されている電流出力を更に有する出力増幅器（Ａ２）であって、前記第１トランジスタのコレクタ電流を前記基準電流と比較し、前記電流出力に駆動電流を供給する前記出力増幅器と、を更に備えていることを特徴とする請求項３、４または５記載の温度センサ。８．前記第１および第２トランジスタのエミッタは、出力ノード（２０）に接続されており、前記差動および出力増幅器は、前記第１トランジスタのコレクタに接続されそのコレクタ電流を供給する基準入力と、前記第２トランジスタのコレクタおよび前記基準電流源にそれぞれ接続され、前記第１トランジスタのコレクタ電流を導通する第１および第２入力と、前記第１および第２トランジスタのコレクタ電流間の差、ならびに前記第１トランジスタのコレクタ電流および前記基準電流間の差をそれぞれ供給する第１および第２電流出力とを有するカレント・ミラー（Ｍ１、Ｍ２）と、前記第１電流出力に接続されているベースと、抵抗Ｒ_PTATに電流を供給する電流回路とを有する出力段トランジスタ（Ｑ４）と、前記第２電流出力に接続されているベースと、前記出力ノードにおいて電流を供給する電流回路とを有する駆動トランジスタ（Ｑ８）と、から成ることを特徴とする請求項７記載の温度センサ。９．前記出力電圧Ｖ₀は、約１０ｍＶ／°Ｃの感度で、摂氏約０度から摂氏約１２５度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧は接地電位であり、前記供給電圧は３ボルト未満であることを特徴とする請求項８記載の温度センサ。