JPH11509390A

JPH11509390A - 多重搬送波変調のパルス整形

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Publication number: JPH11509390A
Application number: JP9506603A
Authority: JP
Inventors: グドムンドソン，ペロルス，レイフ，ミカエル; ブリスマルク，ラルス，グスタブ; アンデルソン，ペル−オロフ
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲツトエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 1995-07-14
Filing date: 1996-07-03
Publication date: 1999-08-17
Anticipated expiration: 2016-07-03
Also published as: CN1195442A; DE69633670T2; AU725718B2; US5790516A; CN1158825C; CA2226723C; FI980048A7; JP2006121748A; JP3785578B2; FI980048L; CA2226723A1; EP0839423A1; KR19990028658A; BR9609561A; DE69633670D1; AU6473796A; FI980048A0; EP0839423B1; WO1997004572A1

Abstract

(57)【要約】直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムにおけるデータ伝送の方法と装置が提供される。本発明では、シンボル期間Ｔを有する複数個のデータシンボルＣ_kの各々が第１データ信号を含む複数個の副搬送波の一つに変調される（４０４）。第１データ信号は次いで期間Ｔの間パルス整形関数により乗算（４０６）されて第２データ信号を発生する。次いで第２データ信号はＯＦＤＭシステムの通信チャネル上でシステム搬送波上で変調され（４１２）送信される（４１４）。

Description

【発明の詳細な説明】多重搬送波変調のパルス整形発明の背景発明の分野本発明は電気通信装置に関係し、特に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムでのデータ伝送用のパルス整形の方法と装置に関係する。従来技術の歴史無線電気通信装置において、情報を送信するための共通の技術は、情報を別々の単位に分割し、次いで各単位を別々のＲＦ副搬送波で送信することである。次いで別々の単位は受信器で各副搬送波から受信され、元の情報が再構成される。この型式の送信技術は多重搬送波変調（ＭＣＭ）として知られている。直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）はＭＣＭの特別の方法である。ＯＦＤＭ信号は互いに多重化された多数の副搬送波から構成され、各副搬送波は異なる周波数で、各々レベルが連続的でなく離散的に変化している信号により変調される。変調信号のレベルが離散的に変化しているため、各副搬送波のパワー・スペクトルは（sin ｘ/x）²分布に従う。ＯＦＤＭシステムでは、副搬送波周波数ｆ_k、ｋ＝０、……、Ｎ−１は、副搬送波が直交するように、すなわち、副搬送波の各各のパワー・スペクトルが他の副搬送波の各々の周波数で０となるように定義されている。データ符号（シンボル）Ｃ_kの集合、ここでｋ＝０、……、Ｎ−１、（すなわち送信すべき情報を表わす複素数）を使用してＯＦＤＭシステムのＮ副搬送波を変調する。各データ符号Ｃ_kは与えられた周波数ｆ_kで副搬送波を変調する。情報を複素数として表現する特定の方法は変調方法に依存する。一般的な変調方法は、位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）、差動位相シフト・キーイング（ＤＰＳＫ）、クォドレーチャ位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）、差動クォドレーチャ位相シフト・キーイング（ＤＱＰＳＫ）を含む。ＯＦＤＭシステムでのＮ副搬送波に対する副搬送波周波数ｆ_k、ｋ＝０、…… 、Ｎ−１、は以下の基底関数の組により定義される：２つの基底関数が直交するような２つの関数ｆ_iとｆ_jの最小の差は１／Ｔであり、従って副搬送波周波数は以下のように定義される：ここでｆ_cはシステムの搬送波周波数でＴはシンボル時間（データシンボルの持続時間）である。副搬送波分離は従ってｆ₀＝１／Ｔとして定義される。全てのＮ信号の和はＯＦＤＭ信号と呼ばれる。時間間隔［０−Ｔ］での送信信号は以下のように表現可能である：ｙ（ｔ）が受信器で受信される信号の場合、データは以下の演算により検出可能である：ここでΨ_k ^*はΨ_k（ｔ）の複素共役である。上記の説明は一つの時間間隔［０−Ｔ］のみを考えている。等しい長さの他の時間間隔に対して同一の演算を実行することにより、全送信信号は、異なる時間間隔ｍに対して異なる組のデータシンボルＣ_k ^(m)を有する時間遅延版ｘ（ｔ）を加算することにより構成、デコード可能である。ＯＦＤＭ信号がいかに構成されているかの例として、Ｎ＝４とし、２つの時間間隔ｍ＝１とｍ＝２に対する８データシンボルの送信を考える。説明の都合上データシンボルの実数部分のみを考慮する。当業者には１つのシンボルを表わすデータは実数と虚数部分から構成されていることが理解出来る。８個のデータシンボルＣ_k ^(m)は以下のように定義出来る：Ｃ₀ ⁽¹⁾＝１Ｃ₁ ⁽¹⁾＝１Ｃ₂ ⁽¹⁾＝−１Ｃ₃ ⁽¹⁾＝−１Ｃ₀ ⁽²⁾＝１Ｃ₁ ⁽²⁾＝−１Ｃ₂ ⁽²⁾＝−１Ｃ₃ ⁽²⁾＝−１ここで図１を参照すると、２つの時間間隔ｍ＝１とｍ＝２で送信される８個のデータシンボルを有する２つのＯＦＤＭシンボルの実数及び虚数部分が図示されている。信号３００は信号３０２、３０４、３０６、３０８の和である。信号３０２、３０４、３０６、３０８は、複合信号３００を含む副搬送波周波数ｆ_k、ここでｋ＝０、……、３のデータ信号の各々を表わす。例えば、シンボルＣ₀ ⁽¹⁾ ＝Ｃ₀ ⁽²⁾＝１で、Ｃ₁ ^(m)、Ｃ₂ ^(m)、Ｃ₃ ^(m)がｍ＝１とｍ＝２に対して０に等しい場合、送信信号は図１で信号３０８として現れる。 Ψ_k（ｔ）のフーリエ変換はｆ＝ｆ_kを中心としたｓｉｎ（ｘ）／ｘ型の関数である。異なるΨ_kの周波数スペクトルはそれ故重なり合う。しかしながら、それらは依然として直交しており、特に、各スペクトルが最大のところでは、他は零である。ここで図２を参照すると、Ψ_k（ｔ）の周波数スペクトルが図示されている。スペクトルは図2 ではｋ＝０、．．．．、７、すなわちＮ＝８に対して図示されている。図2 から、周波数ｆ_kで送信信号ｘ（ｔ）をサンプリングすることにより、他のシンボルからの干渉無しに個々のデータシンボルを再現可能であることが理解出来る。ＯＦＤＭの上記の説明は全てのＮ副搬送波で情報を送信している唯一人のユーザーがいることを想定している。これはモデムのような地点間装置又は高品位テレビ（ＨＤＴＶ）のような放送装置ではその通りである。しかしながら、ＯＦＤＭはまた多重アクセス電気通信（テレコミュニケーション）装置にも応用例を有する。ＯＦＤＭを使用した標準的な多重アクセスの電気通信システムでは、同じ周波数帯域内に周波数スペクトルを共有する多数のユーザーがいる。セルラー・システムがこの種のシステムの特定の例である。セルラー・システムのダウンリンク（基地局から移動局）通信では、基地局は異なる副搬送波上の全てのユーザーを多重化可能である。アップリンク（移動局から基地局）通信では、各移動局はリンクの特定の基地局により使用される副搬送波の全数より少ない副搬送波の組を割り当てられ、上述したようなＯＦＤＭ信号の構成を実行可能である。理想的には、加算白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルでは、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）は符号間干渉（ＩＳＩインターシンボルインタファレンス）なしで送受信可能である。しかしながら、標準的な無線チャネルでは、時間分散と周波数分散（ドップラー広がり又は拡散）が受信信号の正当性に影響する。図２から、個々の副搬送波スペクトルの零交差点は任意に移動するためドップラー拡散は副搬送波の直交性を破壊することは明らかである。これは異なる副搬送波で送信されたデータシンボル間のＩＳＩを生じる。加えて、図２からＯＦＤＭシステムにより生じた顕著な帯域外干渉があることが理解出来る。例えば、ｆ₇より上の周波数が第２のシステムに割り当てられていた場合、図２の副搬送波ｆ_kのスペクトルにより生じるその周波数帯域内の顕著な干渉がある。スペクトルがゆっくり減衰すればするほど干渉は大きくなる。同様に、図１は送信信号に対する時間分散効果が隣接する時間間隔ｍ＝１とｍ＝２のシンボル間の干渉を発生させることを指示している。単一の搬送波システムではＩＳＩを処理する通常の方法は受信器でイコライザを利用することである。ＯＦＤＭシステムでは、ＯＦＤＭシステムのシンボル時間Ｔは一般に単一の搬送波システムより相当長いため、ＩＳＩは処理が簡単である。異なる副搬送波周波数上で搬送されるデータシンボル間のＩＳＩはシンボル時間Ｔ，従って副搬送波分離ｆ₀の適切な選択により減少可能である。時間間隔間のＩＳＩは、データシンボルが送信される時間間隔間にガード時間を導入することにより避けられる。ガード時間は、長さＴ＋ｔ、ここでｔはガード間隔、で得られる送信信号ｘ（ｔ）の周期的延長により導入される。ガード時間を導入すると、受信値は以下の演算により検出される：ここでｙ（ｔ）は受信した信号である。この場合、最大時間拡散がガード時間より少ない場合には、ｋ＝０、……、Ｎ−１（位相シフトは例えばパイロット信号により再生されると仮定して）に対してＣ_k＝Ｃ_k receivedである。上述したようにガード期間を使用することにより、異なるデータのブロック間の干渉は避けられる。以前のブロックの全ての残部がチャネルから消えるまであるブロックの検出は発生しない。ガード期間がチャネル上の最長の時間分散より長い限りガード期間は時間遅延を処理する。しかしながら、より長い時間分散が存在する場合、副搬送波の直交性はもはや保存されず、性能の劣化を生じる。加えて、ガード期間の使用は帯域干渉外の受信信号に対するドップラー拡散効果、及び／又は周波数同期エラーを減少しない。従って、時間分散に対してＯＦＤＭ信号の感度を減少させ、又受信ＯＦＤＭ信号へのドップラー拡散の効果を減少させるＯＦＤＭシステムにおいて使用する方法と装置を提供することに利点がある。加えて、方法と装置が帯域外干渉を減少させる効果を有する場合は更に有利である。発明の要旨本発明は、受信ＯＦＤＭ信号に対する時間分散とドップラー広がり（拡散）符号間（インターシンボル）干渉（ＩＳＩ）の両方の効果を減少させる直交周波数分割多重化システム（ＯＦＤＭ）におけるデータ伝送用のパルス整形の方法と装置を提供する。本発明は又ＯＦＤＭシステムで帯域外干渉も減少させる。ＩＳＩを減少させる従来の方法は、データシンボルを送信する期間の間にガード時間を導入することを含む。ガード時間はある時間長に対して送信信号の周期的延長により導入される。しかしながら、ガード時間の使用はドップラー拡散効果により発生するＯＦＤＭ副搬送波間の干渉は減少させない。本発明は、時間分散とドップラー拡散効果の両方を減少させるという点でガード時間より有利である。本発明では、シンボル期間Ｔを有する複数個のデータシンボルの各々が複数個の副搬送波の内の一つに変調されてＯＦＤＭデータ信号を含む複数個の変調副搬送波を発生する。次いで複合ＯＦＤＭデータ信号は、システム・チャネル上でシステム搬送波で送信される前にパルス整形関数により乗算される。発明の実施例では、パルス整形関数は期間Ｔの上昇余弦パルスでよい。本実施例では上昇余弦パルスのロールオフ（rolloff factor）係数がＩＳＩの減少量を決定する。ロールオフ係数（率）が大きければ大きいほどＩＳＩの減少は大きい。使用副搬送波の周波数もまた上昇余弦パルスのロールオフ係数によって決定される。ロールオフ係数が大きければ大きいほど使用可能な副搬送波の数の減少は大きい。システムに使用可能な一定の周波数帯域では、ロールオフ係数を使用する場合、パルス整形により生じる使用可能な副搬送波の数の減少はシンボル間干渉（ＩＳＩ）の減少に有利となる。図面の簡単な説明図１は２つのＯＦＤＭシンボルの実数及び虚数部分を図示する。図２はＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルを図示する。図３Ａ−図３Ｃは２つのパルス整形関数に対して各々時間領域パルス形状、周波数応答及び拡張スケールでの周波数応答を図示する。図４Ａと図４Ｂは本発明の教示にしたがって動作するＯＦＤＭシステムの各送信器と受信器の概略ブロック線図を図示する。図５は本発明の教示に従って実行されたパルス整形から生じるＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルを図示する。図６Ａと図６Ｂは本発明の実施例で各々周期的延長回路と組み合せ回路によるデータ信号の発生を図示する。発明の詳細な説明本発明のデータ転送用のパルス整形は、信号をＯＦＤＭチャネルに送信する前にＯＦＤＭ信号にパルス整形波形ｗ（ｔ）を乗算することにより実施される。発明では、各時間期間の送信ＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）は以下で与えられる：ｆ_kは本発明では以下のように再定義される：ここでαは使用したパルス整形関数ｗ（ｔ）に依存する周波数調節係数である。ｙ（ｔ）が受信信号の場合、データは以下の演算により受信器で検出可能である：ここで図３Ａ、３Ｂ、３Ｃを参照すると、パルス整形関数ｗ₁（ｔ）とｗ₂（ｔ）の２つの例に対する時間領域信号、周波数応答、及び拡張スケールでの周波数応答が各々図示されている。比較の目的のため、パルス整形を使用しないチャネルの応答も図３Ａ、３Ｂ、３Ｃに図示されている。時間及び周波数スケールはシンボル時間Ｔと副搬送波周波数ｆ_c＝０に対して正規化されている。パルス整形関数はｗ₁（Ｔ）ではロールオフ係数Ｂが１／２で、ｗ₂（ｔ）では１の上昇余弦パルスとして定義される。上昇余弦パルスは次式で定義される：そして、全３ケースのパルス持続時間Ｔは図３Ａで同じである。図３Ａはパルス整形関数ｗ₁（ｔ）又はｗ₂（ｔ）によりｘ（ｔ）に乗算することによるパルス整形の使用を図示し、ｗ₁（ｔ）とｗ₂（ｔ）の振幅が期間Ｔの開始時にゆっくりと上昇し（raise）終了時に減衰（decay、立ち下り）するため、期間０≦ｔ≦Ｔで信号ｘ（ｔ）の最初と最後の部分は減衰する。これは、ＯＦＤＭシンボルの一部が時間分散のため異なる時間期間から重なり合う時の感度を減少させる。パルス整形を使用しない時には、信号ｘ（ｔ）は期間Ｔの間で減衰されない。図３Ｂと３Ｃでは、パルス整形関数ｗ₁（ｔ）とｗ₂（ｔ）の周波数応答におけるスペクトル密度の減衰率(decay rate)がパルス整形を使用しない時のチャネルのそれよりも非常に大きい。減衰率はロールオフ係数Ｂに直接依存する。乗算後、パルス整形の高速なスペクトル減衰により送信信号ｘ（ｔ）の各副搬送波パルス整形を行なわない副搬送波よりドップラー拡散（スプレッド）に対してより敏感でなくなる。この速いスペクトル減衰率は又速いスペクトル立ち下り率の全体システム帯域を生じる。これは帯域外干渉を減少させる。図３Ｂと３Ｃは又、ロールオフ係数Ｂに応じて、各パルス整形関数のスペクトルがパルス整形を使用しない時の１つのチャネルの周波数応答のスペクトルより広いことも示している。例えば、Ｂが１のｗ₂（ｔ）の各スペクトルはパルス整形を使用しない時のチャネルの周波数応答のスペクトルの２倍の幅を有する。Ｂを０に設定することはパルス整形を全く使用しないことと等価であり、パルス整形なしに対して図示したスペクトルを生じる。パルス整形を使用した時のスペクトルの変化は特定の周波数帯域内での副搬送波の直交関係を変化させる。それ故、データ伝送時の直交性を保持するために、特定のパルス整形関数の使用は選択副搬送波の選択に調節を必要とする。周波数調節係数αはこの調節のために使用される。αは次式で定義される：副搬送波周波数調節の一例として、ハニング関数(Hanning function)を含むパルス整形関数ｗ₂（ｔ）を使用した場合、パルス整形関数は次式で定義される：ハニング関数に対してはＢ＝１でα＝２である。本発明では副搬送波周波数は以下で定義される：それ故、特定の帯域に対して、従来のＯＦＤＭと比較して、２番目ごとの副搬送波を利用してＣ_k ^(m)により定義されるデータシンボルの組を送信する。各シンボルＣ_kは上述のように定義された周波数ｆ_kを有する副搬送波で送信される。送信信号ｘ（ｔ）は従って：ｙ（ｔ）が受信信号の場合、送信データは受信器で以下の演算により再生可能である：ここで図５を参照すると、ｗ（ｔ）Ψ_k（ｔ）の周波数スペクトル、ここでｋ＝０、１、２、３が図示されている。図５から、送信信号ｘ（ｔ）を周波数ｆ_k でサンプリングすることにより、他の信号からの干渉なしに個々のデータシンボルが再現可能であることが理解出来る。図５に示した周波数スペクトルはパルス整形から起因する副搬送波ｆ₀、ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃の速いスペクトル減衰率を図示している。例えば図２に示すような従来のＯＦＤＭと比較すると、副搬送波間のドップラー拡散感度が減少していることは明らかである。スペクトル密度のより速い減衰のため帯域外干渉も減少していることも明らかである。与えられた一定の帯域に対しては、本発明のパルス整形は、全ての利用可能な直交副搬送波を使用している従来のＯＦＤＭより単位時間当たりより少ないデータシンボルを必要としている。上昇余弦パルスにより表わされるパルス整形関数を使用する本発明の実施例を以下に説明する。図４Ａと４Ｂを参照すると、本発明の教示により動作するＯＦＤＭシステムの送信器４００と受信器４３０の各々の概略ブロック線図が図示されている。送信器４００と受信器４３０は本発明を実施する多数の可能なハードウェア構成の内の一つである。本実施例では、ＯＦＤＭシンボル時間Ｔと各時間Ｔで送信される時間サンプルの数Ｎは上述した従来のＯＦＤＭと比較して一定に保たれている。ＯＦＤＭシンボル当たり送信されるデータシンボルＣ_kの数Ｎ’はパルス整形の結果として減少している。本発明の実施例では、送信されるデータシンボルＣ_k の数Ｎ’は副搬送波の数Ｎ’に等しく、Ｎ’＝Ｎ／αとして定義される。送信器４００は直列並列変換器４０２、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路４０４、周期延長回路４０５、パルス整形乗算器４０６、Ｎ対１マルチプレクサ（Ｍｕｘ）４０８、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）４１０及び変調器４１２を含む。送信器の動作では、直列並列変換器４０２はＮ’個のデータシンボルＣ_k，ｋ＝０、……、Ｎ’−１、を含む直列のディジタル・データ流４１６を１個のＯＦＤＭブロック（ＯＦＤＭシンボル）に変換する。ＯＦＤＭブロックを含むＮ’個のデータシンボルＣ_kは次いでＩＦＦＴ回路４０４へ入力される。各シンボルＣ_kは周波数ｆ_kを有する副搬送波と関連する入力へ入力される。ＩＦＦＴ回路４０４のｋ＝０、……、Ｎ’−１の出力はここで各々以下により表わされる：Ｎ’点ＩＦＦＴの出力（ｚ_n、ｎ＝０、……、Ｎ’−１の信号）は送信したいデータを担持している時系列信号を表わす。本発明の本実施例では、ＯＦＤＭシンボル時間（ＦＦＴフレーム）Ｔと各時間Ｔの時間サンプル数Ｎは与えられた周波数帯域に対して一定に保たれているため、周期延長回路４０５で信号ｚ_nに対して周期延長が実行され、時間間隔Ｔに対してＮ個のサンプルを有する信号ａ_nを発生する。周期延長回路４０５では、系列（series）ｚ_nの多数の第１の相続く信号が時間離散系列（series）ａ_nの終わりに配置され、系列ｚ_nの多数の終わりの相続く信号が時間離散系列ａ_nの最初に配置される。信号ａ_nは次式により定義される：ａ_n＝Ｚ_{(n-(N-N')/2mod N'}，ｎ＝０，１，……，Ｎ−１ここで図６Ａを参照すると、周期延長回路４０５により実行される機能が図示されている。図６Ａは各ＯＦＤＭシンボルのサンプルの数Ｎが１０に等しく、データシンボルＣ_kの数Ｎ’が６に等しい例を図示している。時間領域でパルス整形を実行するため、時系列信号ａ_nは、選択したロールオフ係数Ｂを有する時間離散パルス整形関数からの適当な定数ｗ_n、ｎ＝０、…… 、Ｎ−１、によりパルス整形乗算器４０６で乗算されて値ｘ_k、ｋ＝０、……、Ｎ −１を発生する。時間離散パルス整形関数は次式により定義される：次いで離散出力ｘ_n、……、ｘＮ’−１がＭｕｘ４０８で時間多重化（タイムマルチプレクス）されて次式で表わされる離散時系列を形成する：ここで１＝（ｎ−（Ｎ−Ｎ’）／２）ｍｏｄＮ’である。次いで離散時系列ｘ_n はＤＡＣ４１０へ入力され、ここでアナログ波形ｘ（ｔ）に変換される。アナログ波形ｘ（ｔ）は次いで変調器４１２に入力され、ここでアナログ波形４１８はｆ_cのシステムＲＦ搬送波に変調されてシステムＲＦチャネル４１４上で送信される。受信器４３０は復調器４３２、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）４３４、直列並列変換器４３６、組合せ回路４３８、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路４４０、及び直列並列変換器４４２を含む。受信器の動作では、システムＲＦ搬送波をシステムＲＦチャネル４１４で受信し、復調器４３２でシステムＲＦ搬送波から復調して、送信波形ｘ（ｔ）の受信版（バージョン）である受信アナログ波形ｂ（ｔ）を得る。アナログ波形ｂ（ｔ）は次いでＡＤＣ４３４へ入力され、ここで離散時系列信号ｂ_nに変換される。離散時系列信号ｂ_nは次いで直列並列変換器４３６に入力されて並列データ信号に変換される。並列データ信号は次いで組合せ回路４３８に入力される。組合せ回路４３８はｂ_nのＮサンプルからＮ’ サンプルを組み合せて離散時系列信号ｙ_nを形成する。組合せ回路４３８では、離散時系列ｂ_nを処理して離散時系列ｙ_n、ｎ＝０、……、Ｎ’−１を発生する。信号ｙ_nは次式により定義される：ｙ_n＝ｂ_n+(N-N')/2＋ｂ_n+(N+N')/2＋ｂ_n(N-3N')/2 ここで図６Ｂを参照すると、組合せ回路４３８により実行される機能が図示されている。図６は信号ｂ_nの組み合せの例が図示されている、ここでＮ＝１０、Ｎ’＝６である。ｂ_nは図６Ａで図示した例で形成された送信信号ａ_nの受信版である。Ｙ_nは次いでＦＦＴ回路４４０に入力される。次いでＦＦＴが離散時間信号ｙ_n のＮ’サンプルに実行されて送信データシンボルＣ_k receivedを再現する、ここで：ＯＦＤＭブロックのデータシンボルＣ_k receivedは次いで並列直列変換器４４２に入力され、ここで直列データ４４４に変換される。送信されるＮ’データシンボルの各ＯＦＤＭブロック（ＯＦＤＭシンボル）に対して送信器４００と受信器４３０で同一の過程が繰り返される。同じ周波数帯域を有するパルス整形なしのＯＦＤＭシステムと比較して、パルス整形に上昇余弦関数を利用することはαの因子分だけ使用可能な周波数の数を減少させるが、本発明の方法と装置は柔軟性があり、異なるパルス整形関数を使用した別の実施例を可能にする。例えば、Ｂ＝１でα＝２である既知の上昇余弦関数又は時間離散ハニング関数を図４Ａと４Ｂの本発明の実施例に使用してもよい。時間離散ハニング関数は次式で定義される：パルス整形にハニング関数を使用すると、使用可能な副搬送波周波数の数を２の因子だけ減少させる。選択したパルス整形関数のロールオフ係数Ｂが１から０へ移動するに連れて、使用可能な周波数の数は増加するがスペクトル減衰率とＩＳＩ免疫性は減少する。特定のパルス整形関数を選択することにより、使用可能な周波数の数はスペクトル減衰率の速度と交換することにより増大可能である。使用する特定のパルス整形関数は本発明を実装する特定の装置の要請に応じて選択すればよい。例えば、図３Ｂと３Ｃは、１／２のロールオフ係数Ｂを有するｗ₁（ｔ）によるパルス整形関数に対して、使用可能な周波数の数が１と１／２の因子だけ減少しているのを図示しており、これはＢが１に等しい時の２の因子と対照的である。しかしながら、Ｂが小さくなるとＩＳＩの免疫性は低くなる。記述してきた実施例はパルス整形関数として上昇余弦関数を使用しているが、他の形式のパルス整形関数も使用出来る。重要な要素は、パルス整形関数がその最大振幅より小さい振幅の部分を有していて送信波形がパルス整形により整形される点である。以上の説明から理解出来るように、本発明はＯＦＤＭシステムにおけるデータ伝送用のパルス整形の方法と装置を提供する。本発明の使用は本発明を実装するＯＦＤＭシステムの性能を強化する。ドップラー拡散により生じるデータシンボル間のシンボル間干渉（ＩＳＩ）の減少により性能が強化される。時間分散効果により生じる異なる時間期間のＯＦＤＭシンボル間のＩＳＩの減少によっても性能が強化される。本発明の使用は又帯域外干渉も減少させる。本発明の動作と構成は以上の説明から明らかであり、本明細書で図示し説明してきた本発明は特定の実施例として特徴づけられているが、添付の請求の範囲に記述する本発明の要旨と範囲から逸脱することなく変更と修正が実施出来るものと信ずる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者アンデルソン，ペル−オロフスウェーデン国エス−165 75 ハッセルビイ，アルブダルスベーゲン 63

Claims

【特許請求の範囲】１．システム搬送波の通信チャネル上の複数個の副搬送波上で送信器と受信器との間の通信が実行される電気通信システムにおいて、前記通信チャネル上でデータを送信する方法において、複数個のデータシンボルの各々を複数個の副搬送波の各々に変調して複数個の変調副搬送波を発生する段階であって、前記変調副搬送波は第１のデータ信号を含む前記段階と、前記第１データ信号にパルス整形波形を乗算して第２のデータ信号を発生する段階であって、前記パルス整形波形は少なくとも１個の第１及び第２振幅を有する関数を含み、前記第１振幅は前記第２振幅より大きい前記段階と、前記第２データ信号を前記システム搬送波上で送信する段階と、を含む通信チャネル上でデータを送信する方法。２．請求の範囲第１項記載の方法において、前記システム搬送波は周波数ｆ_c を有し、前記変調段階は、シンボル期間Ｔを有する複数個のデータシンボルＣ_kの各々を周波数ｆ_k、ｋ＝０、……、Ｎ’−１、を有する副搬送波に変調する段階であって、ここでｆ_k＝ｆ_c＋αｋ／Ｔでαは１より大きい定数であり、前記変調副搬送波は前記第１データ信号を含む前記段階と、を含む方法。３．請求の範囲第２項記載の方法において、受信器で第３のデータ信号ｙ（ｔ）を受信する段階であって、前記第３データ信号は前記システム搬送波上の伝送後の前記第２データ信号を含む前記受信段階と、前記受信器でデータシンボルＣ_k、ｋ＝０、……、Ｎ’−１、の前記組を検出する段階と、を含む方法。４．請求の範囲第２項記載の方法において、前記パルス整形波形は所定のロールオフ係数を有する上昇余弦パルスを含む方法。５．請求の範囲第４項記載の方法において、前記パルス整形波形はハニング関数を含む方法。６．請求の範囲第１項記載の方法において、前記変調段階は、複数個のデータシンボルにＮ’点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行して前記第１データシンボルを発生する段階と、を含む方法。７．請求の範囲第６項記載の方法において、前記乗算段階は、前記第１データ信号を周期的に延長して延長データ信号を発生する段階と、前記延長データ信号に時間離散パルス整形関数を乗算して前記第２データ信号を発生する段階と、を含む方法。８．請求の範囲第７項記載の方法において、受信器で第３データ信号を受信する段階であって、前記第３データ信号は前記通信チャネル上の伝送後の前記第２データ信号を含む前記段階と、前記第３データ信号を組み合せて第４データ信号を発生する段階と、前記第４データ信号にＮ’点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行してデータシンボルの前記組を発生する段階と、を含む方法。９．請求の範囲第７項記載の方法において、前記パルス整形関数は所定のロールオフ係数を有する時間離散上昇余弦関数を含む方法。１０．請求の範囲第９項記載の方法において、前記パルス整形関数は時間離散ハニング関数を含む方法。１１．請求の範囲第１項記載の方法において、前記システム搬送波は周波数ｆ_c を有し、前記変調段階は、前記データシンボルにＮ’点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行して第１データ信号を発生する段階であって、前記データ信号は各々がシンボル期間Ｔを有する複数個のシンボルＣ_k、ｋ＝０、……、Ｎ’−１、を含み、前記第１データ信号は、各々が周波数領域で周波数ｆ_k、ｋ＝０、……、Ｎ’−１、に関係する前記Ｎ’時間離散値を含む信号ｚ_nを含み、ここでｆ_k＝ｆ_c＋αｋ／Ｔでα は１より大きい定数である前記段階と、を含む方法。１２．請求の範囲第１１項記載の方法において、前記乗算段階は、前記シンボル期間Ｔに前記第１データ信号ｚ_nを周期的に延長して、Ｎ時間離散値を含む延長データ信号ａ_nを発生する段階と、前記期間Ｔ上で前記延長データ信号ａ_nに時間離散パルス整形関数ｗ_n＝ｗ₀、ｗ₁、……、ｗ_N-1を乗算して前記第２データ信号ｘ_n＝ｗ_nａ_n、ｎ＝０、……、Ｎ−１、を発生する段階であって、前記パルス整形関数は第１振幅ｗ_n1と第２振幅ｗ_n2を有し、前記第１振幅は前記第２振幅より大きい前記段階と、を含む方法。１３．請求の範囲第１２項記載の方法において、受信器で第３データ信号ｂ_nを受信する段階であって、前記第３データ信号は前記通信チャネル上での伝送後の前記第２データ信号ｘ_nを含む前記段階と、前記シンボル期間Ｔ上で前記第３データ信号ｂ_nを組み合せてＮ’時間離散値を含む第４データ信号ｙ_nを発生する段階と、前記第４データ信号ｙ_nにＮ’点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行してデータシンボルＣ_k、ｋ＝０、……、Ｎ’−１の前記の組を発生する段階と、を含む方法。１４．請求の範囲第１２項記載の方法において、前記パルス整形関数ｗ_nは所定のロールオフ係数を有する時間離散上昇余弦関数を含む方法。１５．請求の範囲第１４項記載の方法において、前記パルス整形関数ｗ_nは時間離散ハニング関数を含む方法。１６．送信器と受信器との間の通信がシステム搬送波の通信チャネル上の複数個の副搬送波上で実行される電気通信システムでデータを伝送する装置において、複数個のデータシンボルに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行し第１データ信号を発生するための逆高速フーリエ変換回路と、前記第１データ信号に時間領域でパルス整形関数を乗算して第２データ信号を発生する乗算器と、前記通信チャネル上で前記第２データ信号を送信する送信器と、を含む電気通信システムでデータを伝送する装置。１７．請求の範囲第１６項記載の装置において、前記乗算器は、前記第１データ信号を周期的に延長して延長信号を発生する周期延長回路と、前記延長信号に時間領域でパルス整形関数を乗算して前記第２データ信号を発生する乗算器と、を含む装置。１８．請求の範囲第１６項記載の装置において、前記複数個のデータシンボルは第１の複数個のデータシンボルを含み、前記装置は、直列ディジタル・データ流を前記第１の複数個のデータシンボルに変換する直列並列変換器と、を含む装置。１９．請求の範囲第１６項記載の装置において、前記複数個のデータシンボルは各々がシンボル期間Ｔを有する複数個のデータシンボルＣ_k、ｋ＝０、……、Ｎ’−１を含み、前記第１のデータ信号はＮ’時間離散値を含む信号ｚ_nを含み、前記時間離散値の各々は周波数領域での周波数ｆ_k、ｋ＝０、……、Ｎ’−１と関連付けられ、ここでｆ_k＝ｆ_c＋αｋ／Ｔでαは１より大きい定数である装置。２０．請求の範囲第１９項記載の装置において、前記乗算器は、前記第１データ信号ｚ_nを周期的に延長してＮ離散時間値を含む延長信号ａ_nを発生する周期延長回路と、前記期間Ｔ上の時間領域で前記延長信号ａ_nにパルス整形関数を乗算して前記第２データ信号を発生する乗算器と、を含む装置。２１．請求の範囲第２０項記載の装置において、前記乗算器は前記期間Ｔで前記延長信号ａ_nにパルス整形関数ｗ_n＝ｗ₀、ｗ₁、……、ｗ_n、を乗算して前記第２データ信号を発生する乗算器を含み、前記第２データ信号は信号ｘ_n＝ｗ_nａ_n 、ｎ＝０、……、Ｎ＝１、を含み、前記パルス整形関数は少なくとも第１振幅ｗ_n1 と第２振幅ｗ_n2とをふくみ、ここで前記第１振幅は前記第２振幅より大きい装置。２２．請求の範囲第２１項記載の装置において、前記乗算器は複数個の乗算器を含み、前記乗算器の各々は前記延長信号の値ａ_nに時間領域で対応する値ｗ_nを乗算して前記第２データ信号を発生する装置。２３．請求の範囲第２１項記載の装置において、前記パルス整形関数は時間離散上昇余弦パルスを含む装置。２４．請求の範囲第２３項記載の装置において、前記パルス整形関数はハニング関数を含む装置。２５．送信器と受信器との間の通信がシステム搬送波の通信チャネル上の複数個の副搬送波上で実行される電気通信システムでデータを受信する装置において、前記通信チャネル上で送信された第１データ信号を受信し、第２データ信号を与える受信器と、前記第２データ信号を組み合せて組み合せ信号を発生する組合せ回路と、前記組み合わせ信号ｙ_nの高速フーリエ変換を実行し複数個のデータシンボルを発生する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路と、を含む電気通信システムでデータを受信する装置。２６．請求の範囲第２５項記載の装置において、前記受信器は、前記第１データ信号を受信する受信器と、前記第１データ信号を前記第２データ信号に変換する直列並列変換器と、を含む装置。２７．請求の範囲第２５項記載の装置において、前記複数個のデータシンボルを直列データに変換する並列直列変換器をさらに含む装置。２８．請求の範囲第２５項記載の装置において、前記第２データ信号はＮ離散時間値を含む信号ｂ_nを含み、前記組合せ回路は前記第２データ信号ｂ_nを組み合せて前記組み合せ信号を発生する回路を含み、前記組み合せ信号はＮ’離散時間値を含む信号ｙ_nを含む装置。２９．請求の範囲第２８項記載の装置において、前記システム搬送波は周波数ｆ_cを有し、前記高速フーリエ変換回路は前記組み合せ信号ｙ_nに高速フーリエ変換回路を実行し複数個のデータシンボルＣ_k、ｋ＝０、……、Ｎ’−１を発生する回路を含み、前記ｙ_nの時間離散値の各々は前記ＦＦＴで周波数ｆ_k＝ｆ_c＋α ｋ／Ｔと関係づけられ、αは１より大きい定数である装置。３０．請求の範囲第２９項記載の装置において、前記受信器は、前記第１データ信号を前記第２データ信号に変換する直列並列変換器をさらに含む装置。３１．請求の範囲第２９項記載の装置において、前記複数個のデータシンボルＣ_kを直列データに変換する並列直列変換器をさらに含む装置。