JPH11512180A - 距離測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 測定精度を改善するため連続波レーダー（ＤＳＲ）に並列に参照ユニット（ＲＥＦ）が設けられている。これは、送信信号（Ｓ_S）に対して遅延させられた信号を発生するための表面波素子（ＯＦＷ）を有する。ミクサ（ＭＩ２）により、遅延させられた信号および送信信号から混合信号が形成され、この混合信号が連続波レーダー（ＤＳＲ）から発せられた測定信号と結び付けて距離決定のために利用される。

Description

【発明の詳細な説明】 距離測定装置 本発明は距離測定のための装置に関する。 従来の技術Ｍｅｉｎｋｅ，Ｇｕｎｄｌａｃｈ、高周波技術ポケットブック、第 ５版、スプリンガー出版、Ｓ３章から、ＦＭＣＷレーダーとも呼ばれる連続波レ ーダーは公知である。短縮表記ＦＭは周波数変調を意味し、またＣＷは連続波を 意味する。図１にこのような連続波レーダーが示されている。変調器ＭＯＤは、 電圧制御形発振器ＶＣＯに供給される変調信号を発生する。電圧制御形発振器Ｖ ＣＯの出力端には、可能なかぎり線形な周波数変調された信号が出力されるべき であろう。電圧制御形発振器ＶＣＯの周波数−電圧特性曲線が、ｆ‐ｕダイアグ ラムのなかでＮＬＩＮで示されている非直線性を有するかぎり、変調器ＭＯＤか ら発せられる変調信号は、変調器ＭＯＤのｕ‐ｔダイアグラムのなかに信号経過 ＶＮＬＩＮで示されているように、相応に歪んでいなければならない。電圧制御 形発振器ＶＣＯが直線的な特性曲線ＬＩＮを有する場合には、変調器ＭＯＤに対 して直線的な特性曲線を選ばなければならない。電圧制御形発振器ＶＣＯから発 せられる直線的に周波数変調された信号は、サーキュレータＺＩＲを介して導か れ、アンテナＡから放射される。放射された信号は、アンテナＡに対して距離Ｌ に位置している測定対象物ＭＯにより反射され、アンテナＡにより受信される。 この受信された信号は、サーキュレータＺＩＲを介して、この受信された信号を まさに今存在している送信信号と混合するミクサＭＩに到達する。生ずる差周波 数Δｆ_DIF（ｔ）はアンテナＡからの測定対象物ＭＯの距離Ｌに対する尺度であ る。しかし、電圧制御形発振器ＶＣＯから発せられる周波数変調された送信信号 が、直線的なｆ‐ｔ特性曲線を有していない場合には、測定誤差が生ずる。 電圧制御形発振器ＶＣＯのｆ‐ｕ特性曲線の非直線性の補正は、常に可能であ るとは限らず、または高い費用と結び付けられている。 本発明の課題は、距離測定のための装置であって、電圧制御形発振器の周波数 変調された出力信号のなかの場合によっては存在している非直線性が測定精度へ の影響を生じない装置を提供することである。 この課題は請求項１による装置により解決される。 本発明の有利な実施態様は従属請求項にあげられている。 もしサーキュレータの絶縁が過度に低いならば、反射された信号を受信する役 割をする別のアンテナが設けられ得る。この実施態様は請求項３にあげられてい る。 送信電力がミクサにも与えられることが回避されるべき場合には、サーキュレ ータが信号源、ミクサおよびアンテナの間に接続され得る。これについては請求 項４を参照されたい。請求項３による実施態様もこの目的を満足する。 請求項５による実施熊様は、センサ構成要素の大部分が送信周波数にくらべて 低周波の範囲内で作動し得るという利点を有する。このことは実際に、より取り 扱いやすい。 請求項６による実施態様は、同じく、信号処理が行われるべき周波数よりも周 波数が高い信号を信号源が発生する場合に、取り扱いやすさを改善する役割をす る。 請求項９による実施態様は、擾乱源を抑制する役割をする。距離測定のための 追加的な隣接する装置はこの実施態様により互いに区別され得る。 以下、図面により本発明を一層詳細に説明する。 図１は従来の技術から知られているような連続波レーダーを示す。 図２は距離測定のための本発明による装置の原理的な構成を示す。 図３は距離測定のための本発明による装置の別の実施例を示す。 距離測定のための本発明による装置は、図２によれば、変調器ＭＯＤおよび電 圧制御形発振器ＶＣＯを含んでいる信号源ＳＱを有する。電圧制御形発振器ＶＣ Ｏは周波数ｆ_VCO（ｔ）を有する必ずしも直線的ではない信号Ｓ_VCOを発生する： 直線的同調： ここで： ｆ_c＝搬送周波数 Δｆ_c＝周波数偏移 Ｔ＝同調過程の周期 以下では、図２中に右下に示されている変換器ＵＭは使用されない。従って、 次のことが成り立つ：サーキュレータＺＩＲの入力端に与えられている瞬時周波 数ｆ_T（ｔ）を有する送信信号Ｓ_Sは、周波数ｆ_VCO（ｔ）を有する信号と等しい 、すなわち：ｆ_T（ｔ）＝ｆ_VCO（ｔ）かつＳ_VCO＝Ｓ_S。瞬時周波数ｆ_T（ｔ）を 有するこの周波数変調された信号は、サーキュレータＺＩＲおよびアンテナＡを 有する送信／受信段ＳＥＳに与えられている。アンテナＡから放射され測定対象 物ＭＯで反射された信号は、アンテナＡにより受信され、サーキュレータＺＩＲ を介して第１のミクサＭＩ１に導かれる。この第１のミクサＭＩ１には、追加的 に瞬時周波数ｆ_T（ｔ）を有する送信信号Ｓ_Sも与えられている。両周波数ｆ_T（ ｔ−ｔ_L）およびｆ_T（ｔ）から第１のミクサＭＩ１により形成された差周波数Δ ｆ_DIF（ｔ）は第１の低域通過フィルタＴＰ１を介して評価ユニットＡＥに供給 される。この連続波レーダーＤＳＲとも測定分技とも呼ばれるユニットに、参照 分枝とも呼ばれる参照ユニットＲＥＦが並列に配置されている。参照ユニットＲ ＥＦには、電圧制御形発振器ＶＣＯから発生された周波数変調された瞬時周波数 ｆ_T（ｔ）（＝ｆ_VCO（ｔ））を有する信号Ｓ_VCOが供給される。参照ユニットＲ ＥＦは、周波数変調された信号を時間τだけ遅延させて第２のミクサＭＩ２に伝 達する表面波素子ＯＦＷを有する。第２のミクサＭＩ２は、両周波数ｆ_T（ｔ− τ）およびｆ_T（ｔ）から差周波数Δｆ（ｔ）を形成する。連続波レーダーＤＳ Ｒから発せられる差周波数Δｆ_DIF（ｔ）も参照ユニットＲＥＦから発せられる 差周波数Δｆ（ｔ）も、評価ユニットＡＥに導かれる。連続波レーダーＤＳＲの 出力端における位相ずれφ_DSRは φ_DSR（ｔ）＝ｔ_L・Δｆ_DIF（ｔ）／２π （１） ここで： ｔ_L＝測定路上の信号伝播時間 となる。 参照ユニットＲＥＦの出力端における位相ずれφ_REFは φ_REF（ｔ）＝τ・Δｆ（ｔ）／２π （２） ここで： τ＝遅延線の遅延時間 となる。 参照分枝ＲＥＦのなかの信号と測定分枝ＤＳＲのなかの信号との間には下記の 関係がある： 第２のミクサＭＩ２の出力端における差周波数Δｆ（ｔ）に関する遅延時聞τ は、第１のミクサＭＩ１の出力端における差周波数Δｆ_DIF（ｔ）に関する信号 伝播時間ｔ_Lに等しい。従って、信号伝播時間ｔ_Lは ｔ_L＝（φ_DSR（ｔ）／φ_REF（ｔ））・τ （３） となる。 測定路上の信号伝播時間ｔ_Lは、測定分枝ＤＳＲおよび参照分枝ＲＥＦ上の測 定された位相ずれと表面波素子ＯＦＷの正確に知られている遅延時間τとから生 ずる。 この関係はマイクロプロセッサ、特にディジタル信号プロセッサ、により評 価ユニットＡＥのなかで評価可能である。評価は種々の仕方で行われ得る： 第１の可能性： 第２のミクサＭＩ２から発せられた、参照分枝の入力信号と出力信号との間に 差周波数Δｆ（ｔ）を有する信号から、その周波数特性曲線が時間に関係して求 められ得る。第１のミクサＭＩ１から発せられた、等しい特性曲線の差周波数Δ ｆ_DIF（ｔ）を有する信号の経過が続くので、こうして任意に可変の測定対象物 距離Ｌに対する混合信号が合成され得る。こうして計算された信号と測定路の信 号との比較により相関または両信号の間の最小二乗誤差による評価を通して、両 信号の間の最良の合致が生ずる距離Ｌが見い出され得る。それは、実際の対象物 距離が最良の合致の際の距離Ｌの値にそうとうすることを意味する。 複数の検出された対象物の際には、複数の距離に対する合致ないし最良の類似 性が生ずる。 第２の可能性： 信号源ＳＱの同調（走査）の際に参照分技ＲＥＦのなかで差周波数Δｆ（ｔ） お有する信号として（長い遅延時間τにおいて）多くの周期を有する疑似周期的 な信号が生ずる。この信号から特定の位相角（好ましくは零通過）の際に、測定 分技ＤＳＲから発せられた差周波数Δｆ_DIF（ｔ）を有する信号が走査される時 点を予め定める走査パルスが発生される。走査された値はディジタル化され、ま た走査値の生起の時点と共にメモリのなかにロードされる。メモリ内容として、 一定の走査‐および読出し‐レートでの時間直線的な周波数変調の際に生じたで あろう信号経過が生ずる。それに応じて一定のクロックレートでのメモリの読出 しの際に、直線的な周波数変調（ＦＭ）の際にも生じたであろう信号が生ずる。 たとえばバケットブリゲードメモリのなかのアナログ記憶の際には、アナログ の経過がアナログの結果に通ずるであろう。 第３の可能性： さらに、測定‐および参照信号が一定の走査レートでメモリのなかに読込まれ 得る。記憶された参照信号から、予め定められた位相角（好ましくは零通過、す なわち１８０°）を有する時点が計算される。正確にこの時点で、測定値のそれ に属する値が読出される。これらの値が一定のクロックレートで読出されると、 正確に直線的な周波数変調の際に生じたであろう信号が生ずる。 こうして得られた信号の爾後処理は、正確に直線的な周波数変調された信号源 ＳＱにおいて信号の処理のために使用されるような方法によっても実行され得る 。 図２中に右下に示されているような変換器ＵＭは、図２中に左にＵＭと記入さ れている個所に挿入され得る。変換器ＵＭは、電圧制御形発振器ＶＣＯから発せ られる周波数ｆ_VCO（ｔ）よりも高い周波数ｆ_Hを有する信号Ｓ_Hを発生する局部 発振器ＬＯを有する。この周波数ｆ_H（ｔ）を有する信号Ｓ_Hは、電圧制御形発振 器ＶＣＯから発せられた信号によりミクサＭＩＬにおいてミックスアップされる 。受信信号は送信信号によりホモダインで基礎帯域にミックスダウンされる。参 照分枝は、電圧制御形発振器ＶＣＯが周波数ｆ_VCO（ｔ）を有する周波数変調さ れた信号を発生する中間周波数において作動させられる。 測定分枝ＤＳＲの送信／受信段ＳＥＳに対しては、モノスタティックな装置Ｓ ＥＳもハイスタティックなアンテナ装置ＳＥＳ’も使用され得る。モノスタティ ックな装置ＳＥＳでは、送信‐および受信信号は共通の送信‐および受信アンテ ナＡの後でサーキュレータＺＩＲまたは方向性結合器により分離される。バイス タティックなアンテナ装置ＳＥＳ′では、送信アンテナＳＡおよび受信アンテナ ＥＡが設けられている。 参照信号の各零位置において測定信号の走査が行われるかぎり、直接的な走査 に対しても計算による走査に対しても、遅延時間τは、シャノンのサンプリング 定理を満足するために、少なくとも信号伝播時間ｔ_Lの長さでなければならない 。 他の評価方法が選ばれる場合には、遅延時間τは最大の信号伝播時間ｔ_Lより も短くてもよい。 図２中に示されているミクサは、ただ１つの実信号が必要とされる場合には、 簡単なミクサとして構成され得る。複素信号が必要とされる場合には、ミクサＭ Ｉ１、ＭＩ２およびＭＩ３は測定分枝内でも参照分枝内でもＩＱミクサとして構 成され得る。 複素信号は、ヒルベルト変換を用いて計算により実の時間信号からも取得され 得る。その場合、ＩＱミクサは省略され得る。 図３に示されている距離測定のための装置は、図２に示されている距離測定の ための装置と、信号源ＳＱが局部発振器ＬＯ２から発せられる信号Ｓ_LHFの周波 数ｆ_LHF（ｔ）よりも高い周波数の瞬時周波数ｆ_T（ｔ）を有する周波数変調され た信号Ｓ_VCO＝Ｓ_Sを発生することにより相違している。すなわち、周波数変調さ れた信号Ｓ_Sの瞬時周波数ｆ_T（ｔ）は送信周波数に相当する。ミクサＭＩ４およ びＭＩ３は、瞬時周波数ｆ_T（ｔ）を有する周波数変調された送信信号Ｓ_Sまたは 瞬時周波数ｆ_T（１−τ）を有する受信信号Ｓ_Eを周波数ｆ_LHF（ｔ）の信号Ｓ_LHF と共により低い周波数Δｆ₄（ｔ）またはΔｆ₃（ｔ）にミックスダウンする。第 ４のミクサＭＩ４の出力端における信号Ｓ₄の周波数Δｆ₄（ｔ）は、瞬時周波数 ｆ_T（ｔ）およびｆ_LHF（ｔ）の差周波数である。第３のミクサＭＩ３の出力端に おける信号Ｓ₃の差周波数Δｆ₂（ｔ）は、周波数ｆ_T（ｔ−ｔ_L）およびｆ_LHF（ ｔ）の差周波数である。 図３に示されている実施例で送信／受信段ＳＥＳは、図２によるバイスタティ ックな送信／受信段ＳＥＳ′により置換され得る。これは信号源ＳＱとミクサＭ Ｉ３との間の減衰が高められ得るという利点を有する。さらにそれにより送信パ ワーが高められ得る。 電圧制御形発振器ＶＣＯは、測定分枝ＤＳＲの出力周波数範囲内の周波数変調 された信号を発生する。測定分枝ＤＳＲの送信信号も受信信号も、同一の局部発 振器ＬＯ２により、中間周波数（ＺＦ）レベルにミックスされる。この中間周波 数において参照分枝ＲＥＦも作動させられる。 ミクサＭＩ１ないしＭＩ４は、実信号を発生するための簡単なミクサであって もよいし、複素信号を発生するためのＩＱミクサであってもよい。 複素信号はヒルベルト変換を用いて計算により実の時間信号からも取得され得 る。 参照信号の各零位置における測定信号の走査のためには、直接的な走査に対し ても計算による走査に対しても遅延時間τは、シャノンのサンプリング定理を満 足するために、少なくとも信号伝播時間ｔ_Lの長さでなければならない。 評価ユニットＡＥのなかでの測定信号および参照信号の評価は、図２による実 施例で説明されている仕方と同一の仕方で行われ得る。 図３に示されている実施例においては、中央の瞬時周波数ｆ_T（ｔ）は典型的 に２４ＧＨｚである。局部発振器ＬＯ２は周波数ｆ_LHF（ｔ）＝２１．５ＧＨｚ の信号を発生する。もちろん装置はこの周波数に制限されていない。 複数の利用者による複数の距離測定装置の同時作動の際には問題が生じ得る。 第１の距離測定装置が第２の距離測定装置の受信範囲内で放射すると、このこと は、サイドローブのなかでも比較的弱いレーダーエコーよりも強い受信レベルが 生ずるという擾乱に通ずる。この擾乱を抑制するため、任意に選ばれた不規則的 な変調信号経過が予め定められ得る。 擾乱に対する安全性を改善するための他の可能性は： １．変調器ＭＯＤから発せられる変調信号が固定のパターンに従って変更され得 ること、 ２．変調器ＭＯＤから発せられる変調信号が乱数発生器を用いて変更される得る こと、 ３．擾乱送信器との“取り決め”に従って、変調する電圧の経過の切換が行われ 得ることである。相い異なる利用者に対する適切な機能は、可能なかぎりわずか しか互いに相関しないことである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．距離測定のための装置において、 −連続波レーダー（ＤＳＲ）が設けられており、 −連続波レーダー（ＤＳＲ）に並列に参照ユニット（ＲＥＦ）が設けられており 、 −−参照ユニット（ＲＥＦ）が、送信信号（Ｓ_S）に対して、または送信信号（ Ｓ_S）と関係がある信号（Ｓ_VCO、Ｓ₄）に対して遅延させられている遅延信号を 発生するための表面波素子（ＯＦＷ）を有し、 −−参照ユニット（ＲＥＦ）が、遅延信号を送信信号（Ｓ_S）と、または送信信 号（Ｓ_S）と関係がある信号（Ｓ_VCO、Ｓ₄）と混合するためのミクサ（ＭＩ２） を有し、 −参照ユニット（ＲＥＦ）および連続波レーダー（ＤＳＲ）が出力側で評価ユニ ット（ＡＥ）と接続されている ことを特徴とする距離測定装置。 ２． −連続波レーダー（ＤＳＲ）が高周波の信号（Ｓ_VCO）を発生するための信号源 （ＳＱ）を有し、 −測定対象物（ＭＯ）において反射されて受信される高周波の信号を放射するた めのアンテナ（Ａ、ＳＡ）が設けられており、 −受信された信号（Ｓ_E）を高周波の信号と混合するための別のミクサ（ＭＩ１ ）が設けられている ことを特徴とする請求項１記載の装置。 ３．測定対象物（ＭＯ）において反射された信号を受信する役割をする別のアン テナ（ＥＡ）が設けられていることを特徴とする請求項２記載の装置。 ４．サーキュレータ（ＺＩＲ）が信号源（ＳＱ）、ミクサ（ＭＩ１）およびアン テナ（Ａ）の間に設けられていることを特徴とする請求項２記載の装置。 ５．信号源（ＳＱ）から発せられた信号（Ｓ_VCO）をミックスアップするための 手段（ＵＭ）が設けられていることを特徴とする請求項１ないし４の１つに記載 の装置。 ６．信号源（ＳＱ）から発せられた信号（Ｓ_VCO）をミックスダウンするための 手段（ＬＯ２、ＭＩ３、ＭＩ４）が設けられていることを特徴とする請求項１な いし４の１つに記載の装置。 ７．評価ユニット（ＡＥ）が、、遅延信号の周波数（Δｆ（ｔ））と連続波レー ダー（ＤＳＲ）から発せられた信号の周波数（Δｆ_DIF（ｔ））との比を使用し て距離を決定することを特徴とする請求項１ないし６の１つに記載の装置。 ８．評価ユニット（ＡＥ）の前に低域通過フィルタ（ＴＰ１、ＴＰ２）が接続さ れていることを特徴とする請求項１ないし７の１つに記載の装置。 ９．信号源（ＳＱ）がコード化された周波数変調された信号を発生することを特 徴とする請求項１ないし８の１つに記載の装置。