JPH1155857A - 高調波フィルタ - Google Patents

高調波フィルタ

Info

Publication number
JPH1155857A
JPH1155857A JP9217986A JP21798697A JPH1155857A JP H1155857 A JPH1155857 A JP H1155857A JP 9217986 A JP9217986 A JP 9217986A JP 21798697 A JP21798697 A JP 21798697A JP H1155857 A JPH1155857 A JP H1155857A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
current
harmonic
voltage
reactor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP9217986A
Other languages
English (en)
Inventor
Yasuhiro Noro
康宏 野呂
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP9217986A priority Critical patent/JPH1155857A/ja
Publication of JPH1155857A publication Critical patent/JPH1155857A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics

Landscapes

  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力系統の周波数が変化したりコンデンサや
リアクトルが経年変化等によって変化しても、常に良好
な高調波吸収効果を発揮できるようにする。 【解決手段】 電力系統に接続されるコンデンサとリア
クトルとこれらに直列に接続される整合トランスと、整
合トランスの２次側に接続されるインバータと、前記コ
ンデンサやリアクトルに流入する電流を検出する変流器
と、電力系統の電圧を検出する変成器と、これら電流・
電圧信号を入力とし、前記インバータの出力電圧を制御
する制御装置８からなり、前記制御装置は電圧の高調波
成分を検出する回路8aと電流の高調波成分を検出する回
路8bと、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する
回路8cと、前記位相差に応じて係数Ｌを増減する演算回
路8dと、前記検出電流を微分する回路8eと電流の微分値
に前記係数Ｌを乗じてインバータの出力電圧基準を作成
する回路8fと、この出力電圧基準に応じてインバータの
スイッチ素子を駆動する回路8gとから構成した。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交直変換器や大容
量整流器から発生する高調波を吸収する高調波フィルタ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、直流送電や周波数変換に用い
られる交直変換器や大容量の整流器等から発生する高調
波を吸収し、電力系統側への高調波流出を抑制するため
に、図11に示すコンデンサ２とリアクトル３から構成さ
れるパッシブフィルタを設置するのが一般的である。
【０００３】このパッシブフィルタはコンデンサ２の容
量をＣ0 ，リアクトルのインダクタンスをＬ0 とする
と、合成インピーダンスは図12に示すように、共振周波
数ｆ0＝１／（２π＊Ｃ0 Ｌ0 ）において極小となるた
め、電力系統の近傍に存在するｆ0 成分の高調波を吸収
する。なお、＊印はルート記号を意味し、Ｃ0 Ｌ0 の全
体におよぶものとする。
【０００４】即ち、電力系統に接続された高調波源から
発生する主要高調波成分の周波数にパッシブフィルタの
共振周波数ｆ0 を一致させることで、ｆ0 成分の高調波
を吸収し、外部へ流出するのを抑制している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、電力系統の
基本波周波数が何らかの理由で変化した場合には、前述
の交直変換器や整流器から発生する高調波成分の周波数
も同じ割合で変化するのに対し、Ｃ0 やＬ0 は固定した
値であるため、高調波源から発生する主要高調波成分の
周波数とパッシブフィルタの共振周波数ｆ0 にはズレが
生じる場合がある。
【０００６】この場合、高調波源から発生する主要高調
波成分の周波数においては、パッシブフィルタの合成イ
ンピーダンスは極小値でないために、高調波の吸収効果
が弱まり、電力系統側への流出を充分抑制できないと言
う問題が生ずる。
【０００７】又、電力系統の周波数が変化しなくても、
コンデンサ２やリアクトル３は製造誤差が生じたり、Ｃ
0 やＬ0 の温度変化や経年変化が生じたりの理由でパッ
シブフィルタの共振周波数ｆ0 自身が変化し、高調波の
吸収効果が弱まり、電力系統側への流出を充分抑制でき
ないと言う問題が生ずる。
【０００８】通常はこれらの問題点に対応するために、
電力系統周波数の変動や、コンデンサ２やリアクトル３
の製造誤差，温度変化，経年変化等を想定し、高調波成
分の周波数とパッシブフィルタの共振周波数ｆ0 が若干
ずれても高調波を充分吸収できるようにＣ0 やＬ0 の値
を設定するが、そのためにはコンデンサやリアクトルの
容量が必要以上に大きくなって、コストが高くなる。
【０００９】本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、必要最小容量のコンデンサやリアクトル
を用い、電力系統の周波数が変化したり、コンデンサ２
やリアクトル３の製造誤差，温度変化，経年変化等があ
っても、常に良好な高調波吸収効果を発揮できる高調波
フィルタを提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の［請求項１］に
係る高調波フィルタは、コンデンサとリアクトルとこれ
らに直列に接続される整合トランスと、整合トランスの
２次側に接続されるインバータと、前記コンデンサやリ
アクトルに流入する処理を検出する変流器と、電力系統
の電圧を検出する変成器と、これら電流・電圧信号を入
力とし、前記インバータの出力電圧を制御する制御装置
からなり、前記制御装置は電圧の高調波成分を検出する
回路と電流の高調波成分を検出する回路と、これら高調
波電圧と電流間の位相差を検出する回路と、前記位相差
に応じて係数Ｌを増減する演算回路と、前記検出電流を
微分する回路と電流の微分値に前記係数Ｌを乗じインバ
ータの出力電圧基準を作成する回路と、この出力電圧基
準に応じてインバータのスイッチ素子を駆動する回路と
からなることを特徴とする。
【００１１】そして、［請求項１］ではコンデンサやリ
アクトルに流れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧
の高調波成分の位相差が零になるように係数Ｌを増減
し、この係数Ｌに応じてインバータの出力電圧をＬ（ｄ
ＩF ／ｄｔ）となるよに制御することで、高調波フィル
タ部全体の合成インピーダンスを常に高調波源の発生高
調波成分の周波数で極小となるように保ち、高調波の吸
収効果を最大限に発揮させることができる。
【００１２】本発明の［請求項２］に係る高調波フィル
タは、［請求項１］において、制御装置は電圧の高調波
成分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回路
と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路
と、位相差に応じて係数Ｉ／Ｃを増減する演算回路と、
前記検出電流を積分する回路と電流の積分値に前記係数
１／Ｃを乗じてインバータの出力電圧基準を作成する回
路と、この出力電圧基準に応じてインバータのスイッチ
素子を駆動する回路とからなることを特徴とする。
【００１３】そして、［請求項２］ではコンデンサやリ
アクトルに流れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧
の高調波成分の位相差が零になるように係数１／Ｃを増
減し、係数１／Ｃに応じてインバータの出力電圧を（１
／Ｃ）**ＩF ｄｔとなるように制御することで、高調波
フィルタ部全体の合成インピーダンスを常に高調波源の
発生高調波成分の周波数で極小となるように保ち、高調
波の吸収効果を最大限に発揮させることができる。な
お、**印は積分記号を意味する（以下、同じ）。
【００１４】本発明の［請求項３］に係る高調波フィル
タは、［請求項１］において、整合トランスはリアクト
ルと並列に接続され、更にリアクトルの電圧ＶL を検出
する変成器とインバータの出力電流を検出する変流器と
を備えると共に、制御装置は係数Ｌを演算する回路に代
えて係数１／Ｌを演算する回路と、検出電流を微分する
回路に代えて前記リアクトルの電圧を積分する回路を有
し、これらの積によりインバータの出力電流基準を作成
し、更に、前記出力電流基準にインバータの出力電流が
追従するよう加算器と電流制御回路を追加することを特
徴とする。
【００１５】そして、［請求項３］ではコンデンサに流
れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧の高調波成分
の位相差が零になるように係数１／Ｌを増減し、係数１
／Ｌに応じてインバータの出力電流を１／Ｌ**ＶL ｄｔ
となるように制御することで、高調波フィルタ部全体の
合成インピーダンスを常に高調波源の発生高調波成分の
周波数で極小となるように保ち、高調波の吸収効果を最
大限に発揮させることができる。
【００１６】本発明の［請求項４］に係る高調波フィル
タは、電力系統に接続されるコンデンサとリアクトルと
これらに直列に接続される調整用リアクトルと、前記調
整用リアクトルと並列に接続されるスイッチと、前記コ
ンデンサやリアクトルに流入する電流を検出する変流器
と、電力系統の電圧を検出する変成器と、これら電流・
電圧信号を入力とし、前記スイッチの開閉を制御する制
御装置からなり、前記制御装置は電圧の高調波成分を検
出する回路と電流の高調波成分を検出する回路と、これ
ら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路と、前記
位相差に応じて係数Ｌを増減する演算回路と、前記係数
Ｌに応じてスイッチの開閉を選択駆動する回路からなる
ことを特徴とする。
【００１７】そして、［請求項４］ではコンデンサやリ
アクトルに流れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧
の高調波成分の位相差が零になるように係数Ｌを増減
し、係数Ｌに応じて調整用リアクトルに並列に接続され
たスイッチを開閉することで、高調波フィルタ部全体の
合成インピーダンスを常に高調波源の発生高調波成分の
周波数で極小付近となるように保ち、高調波の吸収効果
を最大限に発揮させることができる。
【００１８】本発明の［請求項５］に係る高調波フィル
タは、［請求項４］において、調整用リアクトルとスイ
ッチは直列に接続され、更に、これらはリアクトルと並
列に接続されることを特徴とする。
【００１９】そして、［請求項５］ではコンデンサに流
れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧の高調波成分
の位相差が零になるように係数Ｌを増減し、係数Ｌに応
じて調整用リアクトルに直列に接続されたスイッチを開
閉することで、高調波フィルタ部全体の合成インピーダ
ンスを常に高調波源の発生高調波成分の周波数で極小付
近となるように保ち、高調波の吸収効果を最大限に発揮
させることができる。
【００２０】本発明の［請求項６］に係る高調波フィル
タは、［請求項１］において、制御装置は検出電流から
高調波フィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前
記過負荷検出回路が過負荷状態であると判定した場合に
は、前記出力電圧基準に、予め設定しておいた係数Ｒと
検出電流を乗じた値を加算することを特徴とする。
【００２１】そして、［請求項６］では高調波フィルタ
が過負荷となった場合には、流入する電流に比例する電
圧成分をインバータで発生させることにより、高調波フ
ィルタ部全体の合成インピーダンスの抵抗分を大きく
し、流入電流を抑制することにより過負荷を解消するこ
とができる。
【００２２】本発明の［請求項７］に係る高調波フィル
タは、［請求項１］において、制御装置は検出電流から
フィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前記過負
荷検出回路による過負荷の程度に応じて係数Ｒを増減
し、この係数Ｒと検出電流を乗じた値を前記出力電圧基
準に加算することを特徴とする。
【００２３】そして、高調波フィルタが過負荷となった
場合には、流入する電流に比例する電圧成分をインバー
タで発生させることにより、高調波フィルタ部全体の合
成インピーダンスの抵抗分を大きくし、流入電流を抑制
することにより過負荷を解消することができる。
【００２４】本発明の［請求項８］に係る高調波フィル
タは、［請求項１］において、制御装置は検出電流から
フィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前記過負
荷検出回路が過負荷状態であると判定した場合には、前
述の係数Ｌを保持回路で保持した上で予め設定しておい
た係数ΔＬを加算し、この値を前記係数Ｌの代わりに選
択回路で選択することを特徴とする。
【００２５】そして、高調波フィルタが過負荷となった
場合には、係数ＬをΔＬだけ補正することにより、高調
波フィルタ部全体の合成インピーダンスを共振状態から
ずらし、流入電流を抑制することにより過負荷を解消す
ることができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）図１は本発明の第１の実施の形態
を示す高調波フィルタの主回路の単線結線図である。図
１において、１は電力系統を示し、コンデンサ２，リア
クトル３，整合トランス４が直列に接続されている。
又、整合トランス４の２次側には、インバータ５が接続
される。
【００２７】一方、変流器６で高調波フィルタに流入す
る電流が、又、変成器７で電力系統の電圧が夫々検出さ
れ、これらは制御装置８に入力され、更に、制御装置８
の出力でインバータ５の出力電圧が制御される。
【００２８】図２は制御装置８のブロック構成図を示
す。図２において、8aは電圧の高調波成分検出回路、8b
は電流の高調波成分検出回路で、高調波フィルタの共振
周波数に対応した成分の高調波が抽出される。8cは位相
差検出回路であり、ここで検出された位相差θは係数Ｌ
の演算回路8dに入力される。
【００２９】8eは微分回路であり、フィルタ入力電流を
微分し、この結果と前記の係数Ｌとを乗算回路8fにて乗
じ、出力電圧基準Ｖr を算出する。8gは出力電圧基準Ｖ
r に応じて、インバータ５のスイッチ素子を駆動するた
めのインバータ駆動回路である。
【００３０】次に、本実施の形態の高調波フィルタの動
作を説明する。図１において、コンデンサ２の容量Ｃ0
は高調波フィルタが理想的に動作したときに、電力系統
１の高調波を充分吸収できる必要最小限の容量に定め
る。又、リアクトル３のインダクタンスＬ0 は、対象と
する高調波成分の周波数に共振させる値より小さめに設
定する。
【００３１】その小ささの程度は、次に説明するインバ
ータ部で発生し得るインダクタンス成分の最大値のおよ
そ半分とする。インバータ５では以下に説明する制御装
置８の動作により、フィルタ流入電流ＩF に対して等価
的にＬ（ｄＩF ／ｄｔ）となる電圧を整合トランス４を
介して発生させる。
【００３２】従って、この高調波フィルタの共振周波数
は１／（２π＊Ｃ0 （Ｌ0 ＋Ｌ））となる。なお、＊印
はルート記号を意味し、Ｃ0 （Ｌ0 ＋Ｌ）の全部におよ
ぶものとする。制御装置８では8aで電圧の上記共振周波
数付近の高調波成分を検出し、8bで電流の上記共振周波
数付近の高調波成分を検出し、8cで電圧高調波成分と電
流高調波成分の位相差を検出する。位相差が零の場合に
は図12より高調波フィルタの共振周波数が発生高調波の
周波数に一致していると考えることができる。
【００３３】もし、電流高調波の位相が電圧高調波の位
相に対して遅れている場合には、高調波フィルタの合成
インピーダンスが誘導性、即ち、コンデンサ２によるイ
ンピーダンスよりもリアクトル３とインバータによる合
成インピーダンスのほうが大きいことになるため、イン
バータによるインピーダンスを小さくしてやれば良く、
そのためには演算回路8dで係数Ｌを減少させれば良い。
【００３４】逆に、電流高調波の位相が電圧高調波の位
相に対して進んでいる場合には、高調波フィルタの合成
インピーダンスが容量性、即ち、コンデンサ２によるイ
ンピーダンスがリアクトル３とインバータによる合成イ
ンピーダンスよりも大きいことになるため、インバータ
によるインピーダンスを大きくしてやれば良く、そのた
めには演算回路8dで係数Ｌを増加させれば良い。
【００３５】このような作用を自動的に行なうために、
演算回路8dはフィードバック制御で一般的に使われる比
例積分動作などが行なわれる。又、フィルタ流入電流Ｉ
F は微分回路8eで微分され、更に乗算回路8fで前述のＬ
と乗算することで、出力電圧基準Ｖr ＝Ｌ（ｄＩF ／ｄ
ｔ）が作成されるので、Ｖr に追従する出力電圧を発生
するようインバータ駆動回路8gでインバータ５のスイッ
チ素子を駆動する。
【００３６】本実施の形態によれば、電力系統の周波数
変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデ
ンサ２やリアクトル３の製造誤差，温度変化，経年変化
などで共振周波数が設計値よりずれても、インバータ部
で発生する等価インダクタンスＬを自動的に増減させて
高調波フィルタ全体での共振周波数を常に発生高調波の
周波数に一致させてインピーダンスを極小に保つことが
できるので、最小限の容量で常に良好な高調波吸収効果
を発揮することができる。
【００３７】（第２の実施の形態）本発明の第２の実施
の形態を示す単線結線図及び制御装置のブロック構成図
は夫々図１，図２とほぼ同じであるが、本実施の形態に
おける特徴点は、図２で係数Ｌの演算回路8dが係数１／
Ｃの演算回路に置き変わっている点及び微分回路8eが積
分回路に置き変わっている点が異なるのみである。又、
コンデンサ２の容量Ｃ0 は、必要最小限の容量より大き
めに設定しておき、リアクトルＬ0 の容量は必要最小限
の容量に設定しておく。
【００３８】本実施の形態による高調波フィルタの動作
は、第１の実施の形態による動作とほぼ同じであるが、
制御装置８の動作により、インバータ５ではフィルタ電
流ＩF に対して等価的に（１／Ｃ）**ＩF ｄｔとなる電
圧を整合トランス４を介して発生させる。
【００３９】その結果、１／Ｃ′＝１／Ｃ0 ＋１／Ｃと
して、この高調波フィルタの共振周波数は１／（２π＊
Ｃ′Ｌ0 ）で示される。なお、＊印はルート記号を意味
し、Ｃ′Ｌ0 の全体におよぶものとする。制御装置８で
は8aで電圧の高調波成分を検出し、8bで電流の高調波成
分を検出し、8cで電圧高調波成分と電流高調波成分の位
相差を検出する。
【００４０】位相差が零の場合には高調波フィルタの共
振周波数が発生高調波の周波数に一致していると考える
ことができる。もし、電流高調波の位相が電圧高調波の
位相に対して遅れている場合には、高調波フィルタの合
成インピーダンスが誘導性、即ち、コンデンサ２とイン
バータ５による合成インピーダンスよりもリアクトル３
のインピーダンスのほうが大きいことになるため、イン
バータによるインピーダンスを大きくしてやれば良く、
そのためには演算回路8dで係数１／Ｃを増加させれば良
い。
【００４１】逆に、電流高調波の位相が電圧高調波の位
相に対して進んでいる場合には、高調波フィルタの合成
インピーダンスが容量性、即ち、コンデンサ２とインバ
ータ５による合成インピーダンスがリアクトル３のイン
ピーダンスよりも大きいことになるため、インバータに
よるインピーダンスを小さくしてやれば良く、そのため
には演算回路8dで係数１／Ｃを減少させれば良い。
【００４２】又、フィルター流入電流ＩF は積分回路8e
で積分され、更に乗算回路8fで前述の係数１／Ｃと乗算
することで、出力電圧基準Ｖr ＝（１／Ｃ）**ＩF ｄｔ
が作成されるため、Ｖr に追従する出力電圧を発生する
ようインバータ駆動回路8gでインバータ５のスイッチ素
子を駆動する。
【００４３】本実施の形態によれば、電力系統の周波数
変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデ
ンサ２やリアクトル３の製造誤差，温度変化，経年変化
などで共振周波数が設計値よりずれても、インバータ部
で発生する等価容量Ｃを自動的に増減させて高調波フィ
ルタ全体での共振周波数を常に発生高調波の周波数に一
致させインピーダンスを極小に保つことができるので、
最小限の容量で常に良好な高調波吸収効果を発揮するこ
とができる。
【００４４】（第３の実施の形態）図３は本発明の第３
の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線
図である。図３において、図１と異なる点は、リアクト
ル３′と整合トランス４が並列に接続されている点と、
リアクトル３′の電圧を検出する変成器７′，インバー
タの出力電流を検出する変流器６′が追加されている点
である。
【００４５】又、図４は制御装置８のブロック構成図を
示し、図２と異なる点は演算回路8d′で係数Ｌの逆数１
／Ｌを演算している点と、微分回路8eの代わりに積分回
路8mを有し、変成器７′の出力ＶL を積分した後に前記
係数１／Ｌを乗算器8fで乗じ、その結果得られた電流基
準Ｉr に変流器６′で得られたインバータ電流ＩL が追
従するよう加算回路8k，電流制御回路8nを追加している
点である。
【００４６】次に、本実施の形態の高調波フィルタの動
作を説明する。図３において、コンデンサ２の容量Ｃ0
は高調波フィルタが理想的に動作したときに、電力系統
１の高調波を充分吸収できる必要最小限の容量に定め
る。又、リアクトル３′のインダクタンスＬ0 は、対象
とする高調波成分の周波数に共振させる値より大きめに
設定する。
【００４７】インバータ５では以下に説明する制御装置
８の動作により、リアクトル３′の電圧ＶL に対して等
価的にＩL ＝１／Ｌ**ＶL ｄｔとなる電流を整合トラン
ス４を介して発生させる。従って、１／Ｌ′＝１／Ｌ0
＋１／Ｌとして、この高調波フィルタの共振周波数は１
／（２π＊Ｃ0 Ｌ′）となる。なお、＊印はルート記号
を意味し、Ｃ0 Ｌ′の全体におよぶものとする。
【００４８】制御装置８では8aで電圧の上記共振周波数
付近の高調波成分を検出し、8bで電流の上記共振周波数
付近の高調波成分を検出し、8cで電圧高調波成分と電流
高調波成分の位相差を検出する。位相差が零の場合には
高調波フィルタの共振周波数が発生高調波の周波数に一
致していると考えることができる。
【００４９】もし、電流高調波の位相が電圧高調波の位
相に対して遅れている場合には、高調波フィルタの合成
インピーダンスが誘導性、即ち、コンデンサ２によるイ
ンピーダンスよりもリアクトル３′とインバータによる
合成インピーダンスのほうが大きいことになるため、イ
ンバータによるインピーダンスを小さくしてやれば良
く、そのためには演算回路8d′で係数１／Ｌを増加させ
れば良い。
【００５０】逆に、電流高調波の位相が電圧高調波の位
相に対して進んでいる場合には、高調波フィルタの合成
インピーダンスが容量性、即ち、コンデンサ２によるイ
ンピーダンスがリアクトル３′とインバータによる合成
インピーダンスよりも大きいことになるため、インバー
タによるインピーダンスを大きくしてやれば良く、その
ためには演算回路8d′で係数１／Ｌを減少させれば良
い。
【００５１】このような作用を自動的に行なうために演
算回路8d′は、フィードバック制御で一般的に使われる
比例積分動作などが行なわれる。又、リアクトル電圧Ｖ
L は積分回路8mで積分され、更に演算回路8fで前述の係
数１／Ｌと乗算することで、出力電流基準Ｉr ＝１／Ｌ
**ＶL ｄｔが作成されるので、Ｉr にインバータの出力
電流ＩL が追従するよう加算回路8k及び電流制御回路8n
で出力電圧を算出し、更にインバータ駆動回路8gでイン
バータ５のスイッチ素子を駆動する。
【００５２】本実施の形態によれば、電力系統の周波数
変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデ
ンサ２やリアクトル３′の製造誤差，温度変化，経年変
化などで共振周波数が設計値よりずれても、インバータ
部で発生する等価インダクタンスＬを自動的に増減させ
て高調波フィルタ全体での共振周波数を常に発生高調波
の周波数に一致させてインピーダンスを極小に保つこと
ができるので、最小限の容量で常に良好な高調波吸収効
果を発揮することができる。
【００５３】（第４の実施の形態）図５は本発明の第４
の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線
図である。図５が図１と異なる点は、整合トランス４，
インバータ５に代えて、調整用リアクトル9a，9b，9cと
これらに並列にスイッチ10a ，10b ，10c を有する点で
ある。この調整用リアクトルとスイッチは本実施の形態
では夫々３組あるが、目標とする調整精度とコストの制
約に応じて適当に設定すれば良い。
【００５４】又、タップ付きリアクトルとタップ選択用
スイッチの組み合わせでも同一の作用，効果を有する
が、以下では図５の構成を例に説明する。更に、図６は
制御装置８′のブロック構成図を示す。図６が図２と異
なる点は、微分回路8eと乗算回路8fが不要な点と、イン
バータ駆動回路8gがスイッチ選択駆動回路8hに置き変わ
っている点である。
【００５５】次に、本実施の形態の高調波フィルタの動
作を説明する。図５において、コンデンサ２の容量Ｃ0
は高調波フィルタが理想的に動作したときに、電力系統
１の高調波を充分吸収できる必要最小限の容量に定め
る。又、リアクトル３のインダクタンスＬ0 は、対象と
する高調波成分の周波数に共振させる値より小さめに設
定する。
【００５６】その小ささの程度は、次に説明する調整用
リアクトルの設定可能なインダクタンスの最大値のおよ
そ半分とする。調整用リアクトル9a，9b，9cは以下に説
明する制御装置８′の動作によりスイッチ10a ，10b ，
10c を適切に開閉することにより、この高調波フィルタ
の共振周波数１／（２π＊Ｃ0 （Ｌ0 ＋Ｌ））が発生高
調波の周波数に最も近くなるよう設定される。なお、＊
印はルート記号を意味し、Ｃ0 （Ｌ0 ＋Ｌ）の全部にお
よぶものとする。
【００５７】制御装置８′では8aで電圧の上記共振周波
数付近の高調波成分を検出し、8bで電流の上記共振周波
数付近の高調波成分を検出し、8cで電圧高調波成分と電
流高調波成分の位相差を検出する。位相差が零付近の場
合には高調波フィルタの共振周波数が発生高調波の周波
数に一致していると考えることができ、現在のスイッチ
10a 〜10c の開閉状態を変更する必要はない。
【００５８】もし、電流高調波の位相が電圧高調波の位
相に対して遅れている場合には、高調波フィルタの合成
インピーダンスが誘導性、即ち、コンデンサ２によるイ
ンピーダンスよりもリアクトル３と調整用リアクトル9a
〜9cによる合成インピーダンスのほうが大きいことにな
るため、調整用リアクトルによるインピーダンスを小さ
くしてやれば良く、そのためには演算回路8dで係数Ｌを
減少させれば良い。
【００５９】逆に、電流高調波の位相が電圧高調波の位
相に対して進んでいる場合には、高調波フィルタの合成
インピーダンスが容量性、即ち、コンデンサ２によるイ
ンピーダンスがリアクトル３と調整用リアクトル9a〜9c
による合成インピーダンスよりも大きいことになるた
め、調整用リアクトルによるインピーダンスを大きくし
てやれば良く、そのためには演算回路8dで係数Ｌを増加
させれば良い。
【００６０】このような作用を自動的に行なうために演
算回路8dはフィードバック制御で一般的に使われる比例
積分動作などが行なわれる。次にスイッチ選択回路8hで
は、係数Ｌに調整用リアクトル9a〜9cの合成インダクタ
ンスが最も近くなるように演算、又は、予め定めておい
たスイッチの開閉状態とインダクタンス値の対応表に基
づいてスイッチ10a 〜10c の開閉指令を出力する。
【００６１】本実施の形態によれば、電力系統の周波数
変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデ
ンサ２やリアクトル３の製造誤差，温度変化，経年変化
などで共振周波数が設計値よりずれても、調整用リアク
トル9a〜9cとスイッチ10a 〜10c でインダクタンスＬを
自動的に増減させて高調波フィルタ全体での共振周波数
を常に発生高調波の周波数に最も近い値に設定しインピ
ーダンスを極小付近に保つことができるので、最小限の
容量で常に良好な高調波吸収効果を発揮することができ
る。
【００６２】（第５の実施の形態）図７は本発明の第５
の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線
図である。図７が図５と異なる点は、調整用リアクトル
9a′，9b′，9c′とスイッチ10a ′，10b ′，10c ′が
夫々直列に接続され、更に、これらはリアクトル３′と
並列に接続している点である。
【００６３】この調整用リアクトルとスイッチは本実施
の形態では夫々３組あるが、目標とする調整精度とコス
トの制約に応じて適当に設定すれば良い。又、制御装置
８′は第４の実施の形態で説明した図６と同様である。
【００６４】本実施の形態の動作は、主回路上はリアク
トル３′と調整用リアクトル9a′〜9c′の合成インピー
ダンスが並列回路で決定される点が異なるだけで、その
他は第４の実施の形態と同様である。
【００６５】又、制御装置の動作もスイッチ10a ′，10
b ′，10c ′の開閉指令を出力するために、係数Ｌに調
整用リアクトルのインダクタンスが最も近くなるように
演算、又は、予め定めておいたスイッチの開閉状態とイ
ンダクタンス値の対応表を定める部分が異なるのみであ
る。本実施の形態によれば、第４の実施の形態と同様の
効果を得ることができる。
【００６６】（第６の実施の形態）図８は本発明の第６
の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線
図であり、主回路は図１と同様であるため、ここでは説
明を省略する。又、図８において、図２と同一機能の要
素は同一符号を付しており、以下、異なる点についての
み説明する。
【００６７】過負荷検出回路8iはフィルタ流入電流ＩF
を監視し、過負荷であることを検出すると過負荷信号を
出力する。スイッチ8oは常時は開で出力が零であるが、
過負荷信号により閉となって、設定信号Ｒを出力する。
乗算器8jはこれらスイッチの出力とフィルタ流入電流Ｉ
F を乗算し、その出力は換算器8kで出力電圧基準Ｖrに
加算されて、補正された出力電圧基準Ｖr ′が作成され
る。
【００６８】本実施の形態の動作は、制御装置８におい
て過負荷検出回路8iが動作しない範囲では乗算器8jの出
力は零であるため、第１の実施の形態で説明した動作と
同様であるため説明を省略する。万一、系統側の電圧歪
が設計値以上に大きくなり、高調波フィルタに多量の高
調波が流入した場合には、過負荷検出回路8iが高調波フ
ィルタの流入電流を予め設定しておいたしきい値と比較
するなどの方法で過負荷であることを検出し過負荷信号
を出力する。
【００６９】スイッチ8oは過負荷信号がなければ開で出
力が零であるが、過負荷信号により閉状態となって、設
定信号Ｒを出力する。乗算器8jはこれらスイッチの出力
とフィルタ流入電流ＩF を乗算し、その出力は加算器8k
で出力電圧基準Ｖr に加算されて、補正された出力電圧
基準Ｖr ′が作成される。
【００７０】この信号に追従するようにインバータ駆動
回路8gでインバータ５のスイッチ素子を駆動することに
より、インバータ５では整合トランス４を介してＬ（ｄ
ＩF／ｄｔ）＋ＲＩF なる出力電圧を発生するようにな
るため、高調波フィルタの共振周波数におけるインピー
ダンスがＲ分だけ大きくなり、流入電流を抑制し、過負
荷を解消することができる。
【００７１】なお、スイッチ8oの解除は図示していない
が、系統側の高調波が充分低減されてから手動で解除す
る、過負荷検出回路8iにヒシテリシス特性を持たせて過
負荷検出時のしきい値より解除時しきい値を小さくす
る、過負荷検出回路8iとスイッチ8oの間に適当なオフデ
ィレータイマーを設けるなどが考えられる。
【００７２】本実施の形態によれば、第１の実施の形態
と同様の効果を得ることができ、更に、高調波フィルタ
が系統側の電圧歪によって過負荷状態となった場合に
は、流入電流を抑制し、過負荷を解消し高調波フィルタ
が損傷することを防止するという効果を得ることができ
る。
【００７３】（第７の実施の形態）図９は本発明の第７
の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線
図であり、主回路は図１と同様であるため、ここでは説
明を省略する。又、図９において、図２と同一機能の要
素は同一符号を付しており、以下、異なる点についての
み説明する。
【００７４】過負荷検出回路8i′はフィルタ流入電流Ｉ
F を監視し、過負荷の程度に応じた出力信号Ｒを出力す
る。乗算器8jはこの過負荷検出回路8i′の出力Ｒとフィ
ルタ流入電流ＩF を乗算し、その出力は加算器8kで出力
電圧基準Ｖr に加算されて、補正された出力電圧基準Ｖ
r ′が作成される。
【００７５】本実施の形態の動作は、過負荷検出回路8
i′においてフィルタ流入電流ＩF が過負荷にならない
範囲では出力Ｒは零であり、乗算器8jの出力も零である
ため、第１の実施の形態で説明した動作と同様であるた
め説明を省略する。
【００７６】万一、系統側の電圧歪が設計値以上に大き
くなり、高調波フィルタに多量の高調波が流入した場合
荷は、過負荷検出回路8i′が高調波フィルタの流入電流
ＩFの過負荷の程度に応じて出力Ｒを調整する（例え
ば、過負荷の成分に比例してＲを出力）。即ち、軽微な
過負荷の場合には小さいＲを出力し、重度の過負荷の場
合には大きなＲを出力するようにする。
【００７７】乗算器8jはこれら過負荷検出回路8i′の出
力とフィルタ流入電流ＩF を乗算し、その出力は加算器
8kで出力電圧基準Ｖr に加算されて、補正された出力電
圧基準Ｖr ′が作成される。
【００７８】この信号に追従するようにインバータ駆動
回路8gでインバータ５のスイッチ素子を駆動することに
より、インバータ５では整合トランス４を介してＬ（ｄ
ＩF／ｄｔ）＋ＲＩF なる出力電圧を発生するようにな
るため、高調波フィルタの共振周波数におけるインピー
ダンスがＲ分だけ大きくなり、流入電流を抑制し、過負
荷を解消することができる。
【００７９】本実施の形態によれば、第１の実施の形態
と同様の効果を得ることができ、更に、高調波フィルタ
が系統側の電圧歪によって過負荷状態となった場合に
は、流入電流を抑制し、過負荷を解消し高調波フィルタ
が損傷することを防止するという効果を得ることができ
る。
【００８０】（第８の実施の形態）図10は本発明の第８
の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線
図であり、主回路は図１と同様であるため、ここでは説
明を省略する。又、図10において、図２と同一機能の要
素は同一符号を付しており、以下、異なる点についての
み説明する。
【００８１】過負荷検出回路8iはフィルタ流入電流ＩF
を監視し、過負荷であることを検出すると過負荷信号を
出力する。この過負荷信号及び係数Ｌの演算回路8dの出
力は保持回路8lに入力され、更に保持回路8lの出力と設
定値ΔＬは加算器8kで加算された後、選択回路8pで選択
され、補正された係数Ｌ′を出力する。乗算器8fはこれ
ら選択回路8pの出力Ｌ′をフィルタ流入電流ＩF を微分
回路8eで微分した結果とを乗算し、出力電圧基準Ｖr が
作成される。
【００８２】本実施の形態の動作は、高調波フィルタの
流入電流ＩF が過負荷でない場合には、制御装置８にお
いて過負荷検出回路8iが過負荷の判定動作をせず、その
場合、保持回路8lは演算回路8dの出力である係数Ｌを追
従する動作を行なう。又、選択回路8pは係数Ｌの演算回
路8dの出力を選択するようにしておく。
【００８３】その結果、第１の実施の形態で説明した動
作と同様の動作となり、他の部分の説明は省略する。万
一、系統側の電圧歪が設計値以上に大きくなり、高調波
フィルタに多量の高調波が流入した場合には、過負荷検
出回路8iが高調波フィルタの流入電流を予め設定してお
いたしきい値と比較するなどの方法で過負荷であること
を検出し過負荷信号を出力する。
【００８４】保持回路8lはは過負荷信号が入力された時
点で、係数Ｌの演算回路8dの出力を追従する動作を止
め、その時点の係数Ｌを保持する。この出力と設定値Δ
Ｌは加算器8kで加算さえた後、選択回路8pで選択され、
補正された係数Ｌ′を出力する。乗算器8fは選択回路8p
の出力Ｌ′とフィルタ流入電流ＩF を微分回路8eで微分
した結果とを乗算し、出力電圧基準Ｖr が作成される。
【００８５】この信号に追従するようにインバータ駆動
回路8gでインバータ５のスイッチ素子を駆動することに
より、インバータ５では整合トランス４を介してＬ′
（ｄＩF ／ｄｔ）なる出力電圧を発生するようになるた
め、高調波フィルタの共振周波数が最適な周波数よりず
れ、インピーダンスが大きくなって、流入電流を抑制
し、過負荷を解消することができる。
【００８６】なお、過負荷検出回路8iの解除は図示して
いないが、系統側の高調波が充分低減されてから手動で
解除する、過負荷検出回路8iにヒシテリシス特性を持た
せて過負荷検出時のしきい値より解除時のしきい値を小
さくする、過負荷検出回路8iの出力に適当なオフディレ
ータイマーを設けるなどが考えられる。
【００８７】本実施の形態によれば、第１の実施の形態
と同様の効果を得ることができ、更に、高調波フィルタ
が系統側の電圧歪によって過負荷状態となった場合に
は、流入電流を抑制し、過負荷を解消して高調波フィル
タが損傷することを防止するという効果が得られる。
【００８８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば必
要最小容量のコンデンサやリアクトルを用い、電力系統
の周波数変化に応じて発生高調波の周波数が変化した
り、コンデンサやリアクトルの製造誤差，温度変化，経
年変化などで共振周波数が設計値よりずれても、インバ
ータ部で発生する等価インダクタンスＬを自動的に増減
させて高調波フィルタ全体での共振周波数を常に発生高
調波の周波数に一致させることができるため、常に良好
な高調波吸収効果を発揮できる高調波フィルタを提供す
ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す高調波フィル
タの主回路の単線結線図。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示す高調波フィル
タの制御装置のブロック構成図。
【図３】本発明の第３の実施の形態を示す高調波フィル
タの主回路の単線結線図。
【図４】本発明の第３の実施の形態を示す高調波フィル
タの制御装置のブロック構成図。
【図５】本発明の第４の実施の形態を示す高調波フィル
タの主回路の単線結線図。
【図６】本発明の第４の実施の形態を示す高調波フィル
タの制御装置のブロック構成図。
【図７】本発明の第５の実施の形態を示す高調波フィル
タの主回路の単線結線図。
【図８】本発明の第６の実施の形態を示す高調波フィル
タの制御装置のブロック構成図。
【図９】本発明の第７の実施の形態を示す高調波フィル
タの制御装置のブロック構成図。
【図10】本発明の第８の実施の形態を示す高調波フィル
タの制御装置のブロック構成図。
【図11】従来の高調波フィルタの単線結線図。
【図12】高調波フィルタの動作を説明する図。
【符号の説明】
１ 電力系統 ２ コンデンサ ３，３′ リアクトル ４ 整合トランス ５ インバータ ６，６′ 変流器 ７，７′ 変成器 ８，８′ 制御装置 8a，8b 高調波成分検出回路 8c 位相差検出回路 8d 係数Ｌの演算回路 8e 微分回路 8f，8j 乗算回路 8g インバータ駆動回路 8h スイッチ選択駆動回路 8i 過負荷検出回路 8k 加算回路 8l 保持回路 8m 積分回路 8n 電流制御回路 8o スイッチ 8p 選択回路 9a〜9c，9a′〜9c′ 調整用リアクトル 10a 〜10c ，10a ′〜10c ′ スイッチ

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電力系統に接続されるコンデンサとリア
    クトルとこれらに直列に接続される整合トランスと、整
    合トランスの２次側に接続されるインバータと、前記コ
    ンデンサやリアクトルに流入する電流を検出する変流器
    と、電力系統の電圧を検出する変成器と、これら電流・
    電圧信号を入力とし、前記インバータの出力電圧を制御
    する制御装置からなり、前記制御装置は電圧の高調波成
    分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回路
    と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路
    と、前記位相差に応じて係数Ｌを増減する演算回路と、
    前記検出電流を微分する回路と電流の微分値に前記係数
    Ｌを乗じてインバータの出力電圧基準を作成する回路
    と、この出力電圧基準に応じてインバータのスイッチ素
    子を駆動する回路とからなることを特徴とする高調波フ
    ィルタ。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の高調波フィルタにおい
    て、制御装置は電圧の高調波成分を検出する回路と電流
    の高調波成分を検出する回路と、これら高調波電圧と電
    流間の位相差を検出する回路と、位相差に応じて係数１
    ／Ｃを増減する演算回路と、前記検出電流を積分する回
    路と電流の積分値に前記係数１／Ｃを乗じてインバータ
    の出力電圧基準を作成する回路と、この出力電圧基準に
    応じてインバータのスイッチ素子を駆動する回路とから
    なることを特徴とする高調波フィルタ。
  3. 【請求項３】 請求項１記載の高調波フィルタにおい
    て、整合トランスはリアクトルと並列に接続され、更に
    リアクトルの電圧を検出する変成器とインバータの出力
    電流を検出する変流器とを備えると共に、制御装置は係
    数Ｌを演算する回路に代えて係数１／Ｌを演算する回路
    とし、検出電流を微分する回路に代えて前記リアクトル
    の電圧を積分する回路を有し、これらの積によりインバ
    ータの出力電流基準を作成し、更に、前記出力電流基準
    にインバータの出力電流が追従するように加算器と電流
    制御回路を追加することを特徴とする高調波フィルタ。
  4. 【請求項４】 電力系統に接続されるコンデンサとリア
    クトルとこれらに直列に接続される調整用リアクトル
    と、前記調整用リアクトルと並列に接続されるスイッチ
    と、前記コンデンサやリアクトルに流入する電流を検出
    する変流器と、電力系統の電圧を検出する変成器と、こ
    れら電流・電圧信号を入力とし、前記スイッチの開閉を
    制御する制御装置からなり、前記制御装置は電圧の高調
    波成分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回
    路と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回
    路と、前記位相差に応じて係数Ｌを増減する演算回路
    と、前記係数Ｌに応じてスイッチの開閉を選択駆動する
    回路とからなることを特徴とする高調波フィルタ。
  5. 【請求項５】 請求項４記載の高調波フィルタにおい
    て、調整用リアクトルとスイッチは直列に接続され、更
    に、これらはリアクトルと並列に接続されることを特徴
    とする高調波フィルタ。
  6. 【請求項６】 請求項１記載の高調波フィルタにおい
    て、制御装置は検出電流からフィルタの過負荷状態を検
    出する回路を設け、前記過負荷検出回路が過負荷状態で
    あると判定した場合には、前記出力電圧基準に予め設定
    しておいた係数Ｒと検出電流を乗じた値を加算すること
    を特徴とする高調波フィルタ。
  7. 【請求項７】 請求項１記載の高調波フィルタにおい
    て、制御装置は検出電流からフィルタの過負荷状態を検
    出する回路を設け、前記過負荷検出回路による過負荷の
    程度に応じて係数Ｒを増減し、この係数Ｒと検出電流を
    乗じた値を前記出力電圧基準に加算することを特徴とす
    る高調波フィルタ。
  8. 【請求項８】 請求項１記載の高調波フィルタにおい
    て、制御装置は検出電流からフィルタの過負荷状態を検
    出する回路を設け、前記過負荷検出回路が過負荷状態で
    あると判定した場合には、前記係数Ｌを保持回路で保持
    した上で予め設定しておいた係数ΔＬを加算してこの値
    を前記係数Ｌの代わりに選択回路で選択することを特徴
    とする高調波フィルタ。
JP9217986A 1997-07-29 1997-07-29 高調波フィルタ Pending JPH1155857A (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP9217986A JPH1155857A (ja) 1997-07-29 1997-07-29 高調波フィルタ

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP9217986A JPH1155857A (ja) 1997-07-29 1997-07-29 高調波フィルタ

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH1155857A true JPH1155857A (ja) 1999-02-26

Family

ID=16712838

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP9217986A Pending JPH1155857A (ja) 1997-07-29 1997-07-29 高調波フィルタ

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JPH1155857A (ja)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006254176A (ja) * 2005-03-11 2006-09-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd チャンネル表示装置及びその方法
JP2009201211A (ja) * 2008-02-20 2009-09-03 Asyst Technologies Japan Inc 電力供給システム
JP2014121232A (ja) * 2012-12-19 2014-06-30 Mitsubishi Electric Corp 電力潮流制御装置
JP2017034981A (ja) * 2015-07-30 2017-02-09 エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. 損失電力測定システム及び損失電力測定システムの損失電力測定方法
CN106405192A (zh) * 2015-07-30 2017-02-15 Ls 产电株式会社 用于检测高压直流输电(hvdc)系统中谐波滤波器的误差的监视系统及其监视方法
CN114072308A (zh) * 2019-05-03 2022-02-18 韦特里西提公司 主动谐波消除

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006254176A (ja) * 2005-03-11 2006-09-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd チャンネル表示装置及びその方法
JP2009201211A (ja) * 2008-02-20 2009-09-03 Asyst Technologies Japan Inc 電力供給システム
JP2014121232A (ja) * 2012-12-19 2014-06-30 Mitsubishi Electric Corp 電力潮流制御装置
JP2017034981A (ja) * 2015-07-30 2017-02-09 エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. 損失電力測定システム及び損失電力測定システムの損失電力測定方法
CN106405192A (zh) * 2015-07-30 2017-02-15 Ls 产电株式会社 用于检测高压直流输电(hvdc)系统中谐波滤波器的误差的监视系统及其监视方法
US10345361B2 (en) 2015-07-30 2019-07-09 Lsis Co., Ltd. Monitoring system for detecting error of harmonic filter in high voltage direct current (HVDC) system, and monitoring method thereof
US10345393B2 (en) 2015-07-30 2019-07-09 Lsis Co., Ltd. Power loss measuring system for measuring power loss at harmonic filter included in high voltage direct current (HVDC) transmission system, and power loss measuring method thereof
CN106405192B (zh) * 2015-07-30 2019-09-06 Ls 产电株式会社 检测谐波滤波器的误差的监视系统及其监视方法
CN114072308A (zh) * 2019-05-03 2022-02-18 韦特里西提公司 主动谐波消除

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3123079B2 (ja) Ｐｗｍ制御変換器の制御装置
EP0254073B1 (en) Harmonic suppressing device
AU2008227057B2 (en) Motor drive using flux adjustment to control power factor
US9083200B2 (en) Uninterruptible power supply
JP4609060B2 (ja) 電源装置
EP3148066A1 (en) Current controlled switch mode power supply
US20090237964A1 (en) Method for operating a converter circuit and apparatus for implementing the method
US12483150B2 (en) Dual active bridge converter with deadtime compensation reducing heat for varying loads
KR20100124816A (ko) 컨버터의 제어 방법
CN112290820A (zh) 一种机车四象限变流器负载突变复合检测及控制方法
JP2000207043A (ja) 空気調和機の力率改善装置
Stankovic et al. A generalized control method for input-output harmonic elimination for the PWM boost rectifier under simultaneous unbalanced input voltages and input impedances
JP3406512B2 (ja) インバータ装置の制御方法及び制御装置
JPH09182294A (ja) 力率調整装置
JPH1155857A (ja) 高調波フィルタ
JP4706349B2 (ja) 直流電源装置および圧縮機駆動装置
JP6710291B2 (ja) 高調波電流補償装置および空気調和システム
JP4572595B2 (ja) コンバータ制御方法及びコンバータ制御装置並びに空調機及びその制御方法及び制御装置
JPH01321868A (ja) Ｐｗｍ電力変換装置
JP3210173B2 (ja) 電力変換装置
JP7563190B2 (ja) 双方向絶縁型ｄｃ－ｄｃコンバータおよび制御方法
JP2002315350A (ja) 並列接続電力変換器の制御装置
JPH11164481A (ja) アクティブフィルタの制御方法
JP4064566B2 (ja) 周波数変換装置
JP2002165459A (ja) 電源回路及び電動装置

Legal Events

Date Code Title Description
A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712

Effective date: 20040114