JPH1169868A

JPH1169868A - 同期電動機の制御方法及び制御装置

Info

Publication number: JPH1169868A
Application number: JP9226071A
Authority: JP
Inventors: Yukio Shiozaki; 幸夫塩崎; Masashi Sakata; 昌司坂田
Original assignee: FUJII SEIMITSU KAITENKI SEISAKUSHO KK
Current assignee: FUJII SEIMITSU KAITENKI SEISAKUSHO KK
Priority date: 1997-08-22
Filing date: 1997-08-22
Publication date: 1999-03-09

Abstract

(57)【要約】【課題】同期電動機のロータの回転角度位置を検出する
ための位置検出器を用いることなく、同期電動機を制御
して円滑に運転することのできる制御方法及び装置を提
供することを目的とする。【解決手段】インバータ１１により駆動される同期電
動機ＭＲをフィードバックループ１０によって制御する
同期電動機の制御装置１であって、フィードバックルー
プには、同期電動機の各電機子捲線ＣＦｕ，ＣＦｖ，Ｃ
Ｆｗの誘起電圧を合成した電圧波形Ｖ３ｓを検出するた
めのセンサー捲線ＣＳと、同期電動機の電機子捲線に流
れる電機子電流Ｉａを検出する電機子電流検出手段１
８，１９と、電機子電流のゼロクロスタイミングがセン
サー捲線の出力する電圧波形の各サイクルにおけるゼロ
クロスタイミングに一致するようにインバータを制御す
るインバータ制御手段１２とを設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータにより
駆動される同期電動機をフィードバックループによって
制御する同期電動機の制御方法及び制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】通常、同期電動機をインバータで駆動す
る際には、ロータの回転始動を円滑に行うために、また
脱調を防止するために、同期電動機にロータの回転位置
を検出する位置検出器を設け、位置検出器によって得ら
れたロータの角度位置信号に基づいてインバータの出力
を制御する制御方法が用いられる。

【０００３】位置検出器として、ロータに設けられた永
久磁石の磁界を検出するホール素子が一般によく用いら
れる。このように運転制御される同期電動機又は運転制
御方法は「ホールモータ」「ＤＣブラシレスモータ」
「ＤＣブラシレスモータシステム」などと呼称される。

【０００４】図１２は従来の制御方法による同期電動機
の制御装置８０を示すブロック図である。図１２におい
て、制御装置８０は、インバータ８１、電流制御部８
２、速度制御部８３、位置信号合成部８４、速度信号合
成部８５、直流電源８６、及び電流検出器ＳＥＣなどか
らなる。

【０００５】同期電動機ＭＲｊには位置検出器ＳＥＲが
設けられている。位置検出器ＳＥＲとして例えばロータ
リエンコーダが用いられ、ロータの所定の回転角度毎に
２相のパルス信号Ｓａ，Ｓｂを出力し、１回転毎に原点
信号Ｓｚを出力する。

【０００６】インバータ８１は、電圧形電流制御方式の
３相ＰＷＭインバータであり、直流電源８６から供給さ
れる直流電力を電流制御部８２からの制御信号に基づい
てＰＷＭ制御し、同期電動機ＭＲｊのＵ相，Ｖ相，Ｗ相
の各電機子捲線に流れる電機子電流（負荷電流）Ｉ_Lを
制御する。電流検出器ＳＥＣは、同期電動機ＭＲｊの電
機子電流Ｉ_Lを検出する。検出された電機子電流Ｉ_Lは
電流フィードバック信号として電流制御部８２に入力さ
れる。

【０００７】速度信号合成部８５は、位置検出器ＳＥＲ
からの出力信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚに基づいて速度フィー
ドバックのための信号Ｖ_VBを生成し、速度制御部８３に
出力する。位置信号合成部８４は、位置検出器ＳＥＲか
らの出力信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚに基づいて位置信号Ｖ_PB
を生成し、電流制御部８２に出力する。

【０００８】速度制御部８３では、速度指令信号Ｖ_CSと
信号Ｖ_VBとに基づいて、速度指令信号Ｉ_Sを出力する。
電流制御部８２は、速度指令信号Ｉ_S、位置信号Ｖ_PB、
及び電機子電流Ｉ_Lの各信号に基づいて、インバータ８
１を制御するための制御信号を生成する。

【０００９】制御装置８０においては、電機子電流Ｉ_L
の大きさ及び位相を制御し、電機子電流Ｉ_Lと誘導起電
力Ｅａａとのベクトルの角度を零にすることによって、
力率角とトルク角とを常に一致させた状態で運転するこ
とが可能である。また、必要に応じて進み位相又は遅れ
位相で運転することも可能である。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかし、同期電動機Ｍ
Ｒｊを力率角とトルク角とを一致させて運転するには、
電機子電流Ｉ_Lと誘導起電力Ｅａａとの角度（位相差）
を零にするために位置信号Ｖ_PBを高精度で生成する必要
がある。そのためには、位置検出器ＳＥＲに精度の高い
ものを用いて、信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚを高精度で検出す
る必要がある。位置検出器ＳＥＲの精度がよくなけれ
ば、制御の精度が低下して位相差が大きくなり、全体の
効率及びトルクが低下する。

【００１１】したがって、従来の制御方法では、効率及
びトルクを良好に維持するために位置検出器ＳＥＲのコ
ストが高くなり、同期電動機ＭＲｊを含めた制御装置８
０が高価になるという問題があった。

【００１２】また、位置検出器ＳＥＲは、温度や振動に
対して弱く位置検出器ＳＥＲの信頼性の確保が容易でな
いこと、電流の補正演算が必要な場合があるなど、位置
検出器ＳＥＲを設けることにともなう種々の問題があっ
た。

【００１３】本発明は、上述の問題に鑑みてなされたも
ので、同期電動機のロータの回転角度位置を検出するた
めの位置検出器を用いることなく、同期電動機を制御し
て円滑に運転することのできる制御方法及び装置を提供
することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る方
法は、インバータ１１により駆動される同期電動機ＭＲ
をフィードバックループ１０によって制御する同期電動
機ＭＲの制御方法であって、前記フィードバックループ
１０は、前記同期電動機ＭＲの電機子捲線ＣＦに流れる
電機子電流ＩａのゼロクロスタイミングＺＴ１が前記同
期電動機ＭＲの各電機子捲線ＣＦの誘起電圧Ｖｓｕ，Ｖ
ｓｖ，Ｖｓｗを合成したときに得られる電圧波形Ｖ３ｓ
のゼロクロスタイミングＺＴ２に一致するように、前記
インバータ１１を制御する。

【００１５】請求項２の発明に係る方法は、インバータ
１１により駆動される同期電動機ＭＲをフィードバック
ループ１０によって制御する同期電動機ＭＲの制御方法
であって、前記同期電動機ＭＲに、前記同期電動機ＭＲ
の各電機子捲線ＣＦの誘起電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗ
を合成した電圧波形Ｖ３ｓを検出するためのセンサー捲
線ＣＳを設けておき、前記フィードバックループ１０に
よって、前記同期電動機ＭＲの電機子捲線ＣＦに流れる
電機子電流ＩａのゼロクロスタイミングＺＴ１が、前記
センサー捲線ＣＳにより検出される電機子横軸誘起電圧
Ｅｑの第３次高調波成分Ｖ３ｓのゼロクロスタイミング
ＺＴ２に一致するように、前記インバータ１１を制御す
る。

【００１６】請求項３の発明に係る装置は、インバータ
１１により駆動される同期電動機ＭＲをフィードバック
ループ１０によって制御する同期電動機ＭＲの制御装置
であって、前記同期電動機ＭＲには、前記同期電動機Ｍ
Ｒの各電機子捲線ＣＦの誘起電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓ
ｗを合成した電圧波形Ｖ３ｓを検出するためのセンサー
捲線ＣＳが設けられ、前記フィードバックループ１０に
は、前記同期電動機ＭＲの電機子捲線ＣＦに流れる電機
子電流Ｉａを検出する電機子電流検出手段１８，１９
と、前記電機子電流ＩａのゼロクロスタイミングＺＴ１
が前記センサー捲線ＣＳの出力する電圧波形Ｖ３ｓの各
サイクルにおけるゼロクロスタイミングＺＴ２に一致す
るように前記インバータ１１を制御するインバータ制御
手段１２と、が設けられてなる。

【００１７】請求項４の発明に係る装置では、前記イン
バータ制御手段１２は、前記電機子電流Ｉａの立ち上が
りのゼロクロスタイミングＺＴ１が前記センサー捲線Ｃ
Ｓにより検出される電機子横軸誘起電圧Ｅａｑの第３次
高調波成分Ｖ３ｓの立ち上がりのゼロクロスタイミング
ＺＴ２より早いときに前記インバータ１１の出力電圧Ｖ
ａｕ，Ｖａｖ，Ｖａｗを上げ、前記電機子電流Ｉａの立
ち上がりのゼロクロスタイミングＺＴ１が前記第３次高
調波成分Ｖ３ｓの立ち上がりのゼロクロスタイミングＺ
Ｔ２より遅いときには前記インバータ１１の出力電圧Ｖ
ａｕ，Ｖａｖ，Ｖａｗを下げるように制御する。

【００１８】請求項５の発明に係る装置では、前記電機
子電流Ｉａを方形波ＰＴ１に変換する第１の方形波変換
手段１３１と、前記第３次高調波成分Ｖ３ｓを方形波Ｐ
Ｔ２に変換する第２の方形波変換手段１３２と、が設け
られてなる。

【００１９】本発明の制御方法について、同期電動機Ｍ
Ｒのベクトル図である図４に基づいて、他の図も参照し
ながら説明する。図４において、電機子捲線ＣＦに電機
子電流Ｉａが流れると、電機子反作用磁束Φａが電機子
電流Ｉａと同じ方向に生じる。

【００２０】センサー捲線ＣＳのうちスロットＳＴに巻
かれた部分に誘起される電機子誘起電圧Ｅｓは、電機子
反作用磁束Φａとメイン磁束Φｇとのベクトル和である
負荷磁束Φｒによって誘起される。

【００２１】一方、センサー捲線ＣＳのうちスロットＳ
Ｔ内に収められていない部分、つまり例えばセンサー捲
線ＣＳのうちスロットＳＴの外方を通る部分又は捲線終
端部においては、電機子捲線端リアクタンス降下電圧Ｅ
ｅが誘起される。したがって、センサー捲線ＣＳに誘起
されるセンサー捲線電圧Ｖｓは、電機子誘起電圧Ｅｓと
電機子捲線端リアクタンス降下電圧Ｅｅとのベクトル和
となる。

【００２２】電機子反作用磁束Φａは、その直軸成分で
ある電機子直軸反作用磁束Φａｄと、横軸成分である電
機子横軸反作用磁束Φａｑとにベクトル分解される。な
お、直軸とはメイン磁束Φｇの方向に沿う軸であり、横
軸とはメイン磁束Φｇの方向と直交する方向に沿う軸で
ある。

【００２３】センサー捲線ＣＳには、無負荷磁界Φｇ及
び電機子直軸反作用磁束Φａｄによって、それより９０
度位相の進んだ電機子速度誘起電圧Ｅａが誘起され、ま
た、電機子横軸反作用磁束Φａｑによって、それより９
０度位相の進んだ電機子横軸誘起電圧Ｅｑが誘起され
る。

【００２４】電機子速度誘起電圧Ｅａと電機子電流Ｉａ
とのなす角度が力率角φであり、本発明の制御方法で
は、電機子電流ＩａのゼロクロスタイミングＺＴ１（図
６を参照）と電機子横軸誘起電圧Ｅｑの第３次高調波電
圧Ｖ３ｓのゼロクロスタイミングＺＴ２とが一致するよ
うに制御を行うことによって、力率角φが３０度となる
ように制御される。制御に当たっては、インバータ１１
のＰＷＭ制御を行うことにより、その出力電圧Ｖａｕ，
Ｖａｖ，Ｖａｗ、つまり電機子捲線ＣＦに印加される電
圧を制御する。

【００２５】なお、本発明において、「ゼロクロスタイ
ミング」とは、電機子電流Ｉａ及び第３次高調波電圧Ｖ
３ｓが０となるタイミングを意味する。また、「立ち上
がりのゼロクロスタイミング」とは、電機子電流Ｉａ及
び第３次高調波電圧Ｖ３ｓがマイナスからプラスに遷移
する際のゼロクロスタイミングを意味する。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係る制御装置であ
る駆動制御部１０を含むＤＣブラシレスモータシステム
１のブロック図、図２は同期電動機ＭＲの電機子捲線Ｃ
Ｆ及びセンサー捲線ＣＳを示す図、図３は同期電動機Ｍ
Ｒの電機子捲線ＣＦ及びセンサー捲線ＣＳの捲線方法の
例を示す図である。

【００２７】図１において、ＤＣブラシレスモータシス
テム１は、同期電動機ＭＲ、及び動作を駆動制御するた
めの駆動制御部１０から構成されている。駆動制御部１
０は、インバータ１１、インバータ制御回路１２、位相
検出回路１３、フィルター回路１５、及び電流検出器１
８，１９などから構成されている。

【００２８】図２に示すように、同期電動機ＭＲには、
３相星型に接続されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の各電機子捲線
ＣＦｕ，ＣＦｖ，ＣＦｗ、及び、互いに直列に接続され
る各相のセンサー捲線ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗが設けら
れている。センサー捲線ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗは、電
機子捲線ＣＦｕ，ＣＦｖ，ＣＦｗの誘起電圧を検出する
ために、電機子捲線ＣＦｕ，ＣＦｖ，ＣＦｗの捲かれる
スロットの全部又は一部に同居して捲かれている。各セ
ンサー捲線ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗは、それぞれに誘起
される電圧を合成するために、互いに直列に接続され、
それらの全体で１つのセンサー捲線ＣＳが構成されてい
る。その結果、センサー捲線ＣＳは、負荷磁束Φｒよっ
て誘起されるセンサー捲線電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗ
を合成して得られる電圧Ｖ３ｓを、その両端部ａ，ｂか
ら出力する。なお、合成された電圧Ｖ３ｓは、後で説明
する電機子横軸誘起電圧Ｅｑの第３次高調波成分である
ので、この電圧Ｖ３ｓを「第３次高調波電圧Ｖ３ｓ」と
記載することがある。

【００２９】図３において、スロットＳＴの数は「１
２」であり、電機子捲線ＣＦは捲線ピッチが「５」の３
相２極全節捲きとなっている。センサー捲線ＣＳは、捲
線ピッチが「１」の短節捲きの捲線を直列に接続したも
のとなっている。

【００３０】図３に示されるように、センサー捲線ＣＳ
は、各センサー捲線ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗが互いに直
列に接続されるので、必ずしも３相に分けてスロットＳ
Ｔに捲く必要がなく、等価的に各相に対する捲線が直列
に接続された状態となればよい。しかし、電機子捲線Ｃ
Ｆの一部と並行してセンサー捲線ＣＳを捲いてもよい。
センサー捲線ＣＳの捲数は電機子捲線ＣＦの１／１０程
度であり、例えば、電機子捲線ＣＦが全体として３００
回捲きであればセンサー捲線ＣＳは約３０回捲きであ
る。センサー捲線ＣＳは電機子捲線ＣＦと比較して細い
線、例えば１／３程度の太さの線でよいので、センサー
捲線ＣＳを設けたことによる容積の増加は僅かである。

【００３１】なお、センサー捲線ＣＳは、負荷磁束Φｒ
より誘起されるセンサー捲線電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓ
ｗを合成して得られる第３次高調波電圧Ｖ３ｓを出力す
るのが目的であるため、その捲線ピッチは電機子捲線Ｃ
Ｆの捲線ピッチと同じである必要はない。通常、電機子
捲線ＣＦは全節捲き又はこれに近い短節捲きであるが、
センサー捲線ＣＳについては負荷磁束Φｒにより誘起さ
れるセンサー捲線電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗを確保で
きる程度の短節捲きでよい。短節捲きにした場合には捲
線作業が楽である。

【００３２】フィルタ回路１５は、例えばオペアンプを
使用したＣＲ形のアクティブフィルタであり、センサー
捲線ＣＳによって出力された第３次高調波電圧Ｖ３ｓに
含まれる雑音を除去する。主な雑音として、ＰＷＭのキ
ャリヤー周波数成分がある。したがって、フィルタ回路
１５として、キャリヤー周波数よりも充分低い遮断周波
数（例えば５００Ｈｚ）と適当な減衰特性（例えば１２
ｄｂ／ｏｃｔ）とを有するローパスフィタが用いられ
る。

【００３３】電流検出器１８，１９は、それぞれ、電機
子捲線ＣＦｕ，ＣＦｖに流れる電機子電流Ｉａ（Ｉａ
ｕ，Ｉａｖ）を検出し、検出信号Ｉｂｕ，Ｉｂｖとして
位相検出回路１３に出力する。電流検出器１８，１９と
して、例えばホール素子を用いた直流変流器（ＤＣＣ
Ｔ）が用いられる。

【００３４】位相検出回路１３は、検出信号Ｉｂｕ，Ｉ
ｂｖに基づいて、Ｗ相について検出信号Ｉｂｕ，Ｉｂｖ
と同様な信号Ｉｂｗを生成するとともに、これらの信号
Ｉｂｕ，Ｉｂｖ、Ｉｂｗをそれぞれ方形波信号に変換す
る。さらに、変換した３つの方形波信号を加算し、加算
する前の各方形波信号に対して３倍のパルス周波数をも
った方形波信号ＰＴ１に変換する。また、フィルタ回路
１５を通って入力された第３高調波電圧Ｖ３ｓを、第３
高調波電圧Ｖ３ｓと同じパルス周波数の方形波信号ＰＴ
２に変換する。

【００３５】インバータ制御回路１２は、位相検出回路
１３から出力される方形波信号ＰＴ１及びＰＴ２の位相
を互いに比較し、これら方形波信号ＰＴ１及びＰＴ２の
立ち上がりタイミングが互いに一致するように、インバ
ータ１１の出力電圧Ｖａｕ，Ｖａｖ，Ｖａｗを制御す
る。

【００３６】つまり、方形波信号ＰＴ１の立ち上がりタ
イミングが方形波信号ＰＴ２の立ち上がりタイミングよ
り早いときには、出力電圧Ｖａｕ，Ｖａｖ，Ｖａｗを上
げ、その逆に方形波信号ＰＴ１の立ち上がりタイミング
が方形波ＰＴ２の立ち上がりタイミングより遅いときに
は、出力電圧Ｖａｕ，Ｖａｖ，Ｖａｗを下げる。

【００３７】なお、インバータ制御回路１２には、ＣＰ
Ｕ（中央処理装置）、ＤＳＰ、及びメモリなどが用いら
れており、各種の信号に対する演算処理又はデジタル処
理を行う。また、ＰＷＭ制御に必要な信号の生成及び演
算なども行う。

【００３８】インバータ１１は、電圧形電流制御方式の
３相ＰＷＭインバータであり、電源から供給される３相
交流電力を、インバータ制御回路１１からの制御信号に
基づいてＰＷＭ制御し、同期電動機ＭＲの各電機子捲線
ＣＦｕ，ＣＦｖ，ＣＦｗに電力を供給する。

【００３９】次に、駆動制御部１０による制御方法につ
いて、同期電動機ＭＲのベクトル図を参照しつつ説明す
る。図４は同期電動機ＭＲのベクトル図である。図４に
おいて、φは力率角、δはトルク角をそれぞれ示す。

【００４０】図４において、電機子捲線ＣＦに電機子電
流Ｉａが流れると、電機子反作用磁束Φａが電機子電流
Ｉａと同じ方向に生じる。センサー捲線ＣＳのうちスロ
ットＳＴに巻かれた部分に誘起される電機子誘起電圧Ｅ
ｓは、電機子反作用磁束Φａとメイン磁束Φｇとのベク
トル和である負荷磁束Φｒによって誘起される。

【００４１】一方、センサー捲線ＣＳのうちスロットＳ
Ｔ内に収められていない部分、つまり例えばセンサー捲
線ＣＳのうちスロットＳＴの外方を通る部分又は捲線終
端部においては、電機子捲線端リアクタンス降下電圧Ｅ
ｅが誘起される。したがって、センサー捲線ＣＳに誘起
されるセンサー捲線電圧Ｖｓは、電機子誘起電圧Ｅｓと
電機子捲線端リアクタンス降下電圧Ｅｅとのベクトル和
となる。

【００４２】電機子反作用磁束Φａは、その直軸成分で
ある電機子直軸反作用磁束Φａｄと、横軸成分である電
機子横軸反作用磁束Φａｑとにベクトル分解される。な
お、直軸とはメイン磁束Φｇの方向に沿う軸であり、横
軸とはメイン磁束Φｇの方向と直交する方向に沿う軸で
ある。

【００４３】センサー捲線ＣＳには、界磁による無負荷
磁界Φｇ及び電機子直軸反作用磁束Φａｄによって、そ
れより９０度位相の進んだ電機子速度誘起電圧Ｅａが誘
起され、また、電機子横軸反作用磁束Φａｑによって、
それより９０度位相の進んだ電機子横軸誘起電圧Ｅｑが
誘起される。

【００４４】電機子速度誘起電圧Ｅａと電機子電流Ｉａ
とのなす角度が力率角φであり、本発明の制御方法で
は、電機子電流ＩａのゼロクロスタイミングＺＴ１（図
６を参照）と電機子横軸誘起電圧Ｅｑの第３次高調波電
圧Ｖ３ｓのゼロクロスタイミングＺＴ２とが一致するよ
うに制御を行うことによって、力率角φが３０度となる
ように制御される。制御に当たっては、インバータ１１
のＰＷＭ制御を行うことにより、その出力電圧Ｖａｕ，
Ｖａｖ，Ｖａｗ、つまり電機子捲線ＣＦに印加される電
圧を制御する。

【００４５】次に、センサー捲線ＣＳから出力される電
機子横軸誘起電圧Ｅｑの第３次高調波電圧Ｖ３ｓについ
て、図２及び図５などを参照して説明する。図５は電機
子反作用のアンペア導体数を直軸方向と横軸方向とに分
けたときの磁束分布を示す図である。図５（Ａ）は直軸
方向の電機子反作用、つまり有効電流による電機子反作
用を示し、図５（Ｂ）は横軸方向の電機子反作用、つま
り無効電流による電機子反作用を示す。

【００４６】図５（Ａ）において、曲線Ｗ１は磁極鉄心
ＭＰの直軸方向の磁界によって生じる主磁束Φｇの磁束
密度であり、Ｂｇｄはその振幅の最大値を示す。曲線Ｗ
２は直軸方向の基本波を示し、Ｂｄｌはその振幅の最大
値を示す。曲線Ｗ３は直軸方向のアンペア導体数を示
し、ＡＣｄはその振幅の最大値を示す。

【００４７】図５（Ｂ）において、曲線Ｗ４は磁極鉄心
ＭＰの横軸方向の磁界によってできると考えられる磁束
の磁束密度であり、Ｂｇｑはその振幅の最大値を示す。
曲線Ｗ４の位相は曲線Ｗ１に対して９０度の遅れがあ
る。曲線Ｗ５は横軸方向の基本波を示し、Ｂｑｌはこの
振幅の最大値を示す。曲線Ｗ６は横軸方向のアンペア導
体数を示し、Ａｃｄはこの振幅の最大値を示す。

【００４８】曲線Ｗ７は実際の横軸方向の磁束、つま
り、電機子横軸反作用磁束Φａｑを示す。曲線Ｗ７は、
曲線Ｗ５の上に第３次高調波成分が重畳されたような形
をしている。

【００４９】各センサー捲線電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓ
ｗを合成することによって、基本波成分である電機子速
度誘起電圧Ｅａは互いに打ち消し合って零となり、スロ
ットＳＴの外方を通る部分に誘起される電機子捲線端リ
アクタンス降下電圧Ｅｅも互いに打ち消し合って零とな
る。その結果、センサー捲線ＣＳの端部ａ，ｂからは、
電機子横軸反作用磁束Φａｑの第３次高調波成分による
誘起電圧、つまり電機子横軸誘起電圧Ｅｑの第３次高調
波電圧だけが出力される。

【００５０】各センサー捲線電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓ
ｗ（ボルト）は、概略、次の（１）式によって表され
る。

【００５１】

【数１】

【００５２】（１）式において、ｎはセンサー捲線ＣＳ
ｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗの１相あたりの捲き回数、ωは電機
子電流Ｉａの角速度（ｒａｄ）、ｆは周波数（Ｈｚ）、
ａｐは磁極鉄心ＭＰの表面積（ｍ²）をそれぞれ示す
る。

【００５３】（１）式で示されるセンサー捲線電圧Ｖｓ
ｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗを加算したときの電圧Ｖ３ｓは、次
の（２）式によって表される。

【００５４】

【数２】

【００５５】（２）式に示すように、センサー捲線電圧
Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗを加算すると、直軸方向の磁束
密度の最大値Ｂｇｄを含む項はなくなり、横軸方向の磁
束密度の最大値Ｂｇｑを含む第３次高調波成分だけが残
る。

【００５６】図６は電機子横軸誘起電圧Ｅｑ、電機子速
度誘起電圧Ｅａ、第３次高調波電圧Ｖ３ｓ、及び電機子
電流Ｉａの互いの位相関係を示す図である。図６に示す
ように、電機子電流Ｉａの立ち上がりタイミングＺＴ１
と第３次高調波電圧Ｖ３ｓの立ち上がりタイミングＺＴ
２とが一致している場合には、電機子電流Ｉａは電機子
速度誘起電圧Ｅａに対して３０度の遅れ位相となる。

【００５７】本発明の制御方法では、図６に示すように
電機子電流Ｉａの立ち上がりタイミングＺＴ１が第３次
高調波電圧Ｖ３ｓの立ち上がりタイミングＺＴ２に丁度
一致するように、インバータ１１の出力電圧Ｖａｕ，Ｖ
ａｖ，Ｖａｗを制御する。こうすることによって、電機
子電流Ｉａの位相は電機子速度誘起電圧Ｅａの位相より
３０度遅れることになる。つまり、力率角φが３０度と
なる。

【００５８】一般に、力率角φは零度であるのが望まし
いが、実際には電機子反作用で減磁作用があるため、適
度な遅れ力率である方が望ましい。実験によると、本シ
ステムの場合には、３０度の遅れが最適であることを見
いだした。

【００５９】駆動制御部１０内において、電機子速度誘
起電圧Ｅａのベクトル角の情報を直接に得ることはでき
ないが、センサー捲線ＣＳにより第３次高調波電圧Ｖ３
ｓを得ることによって、電機子速度誘起電圧Ｅａに対し
て９０度進んだ電機子横軸誘起電圧Ｅｑのベクトル角の
情報が得られ、間接的に電機子速度誘起電圧Ｅａのベク
トル角の情報を知ることができる。

【００６０】次に、位相検出回路１３における処理につ
いて、図７及び図８を参照して説明する。図７は位相検
出回路１３の構成を示すブロック図、図８は各部の波形
を示す図である。

【００６１】図７において、位相検出回路１３には、セ
ンサー捲線ＣＳによって得られた第３次高調波電圧Ｖ３
ｓ、及び電流検出器１８，１９によって検出された電機
子電流Ｉａ（Ｉａｕ，Ｉａｖ）の検出信号Ｉｂｕ，Ｉｂ
ｖが入力される。

【００６２】位相検出回路１３は、検出信号Ｉｂｕ，Ｉ
ｂｖに対して方形波信号ＰＴ１を出力する電機子電流方
形波生成回路１３１と、第３次高調波電圧Ｖ３ｓに対し
て方形波信号ＰＴ２を出力する第３次高調波方形波生成
回路１３２とからなる。

【００６３】電機子電流方形波生成回路１３１は、増幅
部ＡＵ，ＡＶ、Ｗ相波信号生成部ＡＷ、方形波発生部Ｓ
Ｕ，ＳＶ，ＳＷ、及び加算部ＡＤ１から構成される。第
３次高調波方形波生成回路１３２は、増幅部ＡＣ及び方
形波発生部ＳＣから構成される。

【００６４】位相検出回路１３に入力された検出信号Ｉ
ｂｕ，Ｉｂｖは、それぞれ増幅部ＡＵ，ＡＶで増幅され
た後、方形波発生部ＳＵ，ＳＶに入力され、それぞれ方
形波信号Ｉａｕｐ，Ｉａｖｐに変換される。また、検出
信号Ｉｂｕ，Ｉｂｖは、それぞれ増幅部ＡＵ，ＡＶで増
幅された後、ともにＷ相波信号生成部ＡＷに入力され、
検出信号Ｉｂｕに対して２４０°の遅れをもったＷ相の
信号Ｉｂｗが生成される。生成された信号Ｉｂｗは、方
形波発生部ＳＷに入力され、方形波信号Ｉａｗｐに変換
される。方形波信号Ｉａｕｐ，Ｉａｖｐ，Ｉａｗｐは、
加算部ＡＤ１において加算され、方形波信号ＰＴ１とな
ってインバータ制御回路１２に出力される。

【００６５】また、第３次高調波電圧Ｖ３ｓは増幅部Ａ
Ｃで増幅された後、方形波発生部ＳＣに入力され、方形
波信号ＰＴ２に変換される。次にインバータ制御回路１
２における処理について説明する。

【００６６】インバータ制御回路１２には、位相検出回
路１３において生成された方形波信号ＰＴ１及び方形波
信号ＰＴ２が入力される。インバータ制御回路１２で
は、方形波信号ＰＴ１の立ち上がりタイミングが、方形
波信号ＰＴ２の立ち上がりタイミングより早いときに
は、インバータ１１のＰＷＭ制御により出力電圧Ｖａ
ｕ，Ｖａｖ，Ｖａｗを上げ、方形波信号ＰＴ１の立ち上
がりタイミングが方形波信号ＰＴ２の立ち上がりタイミ
ングより遅いときには、インバータ１１のＰＷＭ制御に
より出力電圧Ｖａｕ，Ｖａｖ，Ｖａｗを下げるように制
御が行われる。

【００６７】なお、図７に示すように方形波信号ＰＴ１
と方形波信号ＰＴ２とは、パルス周波数が互いに等しい
ので、簡単なデジタル信号処理を行って方形波信号ＰＴ
１と方形波信号ＰＴ２とを同期させればよく、制御のた
めの処理が容易である。

【００６８】次に、参考のための測定結果について説明
する。図９〜図１１は、駆動制御部１０による制御を行
うことなく、回転数を一定とし負荷トルクを変化させた
ときの電機子電流Ｉａと第３次高調波電圧Ｖ３ｓとの変
化を示す図である。

【００６９】図９に示すように負荷トルクが１．２ｋｇ
・ｃｍというほとんど無負荷の状態では、電機子電流Ｉ
ａの立ち上がりタイミングＺＴ３は、第３次高調波電圧
Ｖ３ｓのゼロクロスタイミングＺＴ４より位相角Ｄ１だ
け遅れている。

【００７０】図１０に示すように負荷トルクが１０ｋｇ
・ｃｍの場合では、電機子電流Ｉａの立ち上がりタイミ
ングＺＴ５は、第３次高調波電圧Ｖ３ｓの立ち上がりタ
イミングＺＴ６より位相角Ａ１だけ進んでいる。

【００７１】図１１に示すように負荷トルクが７．５ｋ
ｇ・ｃｍの場合では、電機子電流Ｉａの立ち上がりタイ
ミングＺＴ７と第３次高調波電圧Ｖ３ｓの立ち上がりタ
イミングＺＴ８とは一致している。この状態では、図９
及び図１０の場合に比べて同期電動機ＭＲの回転音は静
かであり、電機子電流Ｉａの値は同じであるにも係わら
ず大きなトルクを出すことができる。図６に示したよう
に、電機子電流Ｉａの位相は電機子速度誘起電圧Ｅａの
位相より３０度遅れることになり、この状態が同期電動
機ＭＲを運転する最適の状態であった。

【００７２】上述の実施形態においては、電機子捲線Ｃ
Ｆを星形のものとしたが、デルタ形のものでも適用可能
である。電流検出器１８，１９をＵ相及びＶ相に設けた
が、Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれの相の組み合わせでもよく、総
ての相に設けてもよい。

【００７３】電機子捲線ＣＦ及びセンサー捲線ＣＳの捲
き方、捲数は適宜変更できる。また、センサー捲線ＣＳ
以外の方法によって第３次高調波電圧Ｖ３ｓを検出して
もよい。交流電源で動作するインバータ１１について説
明したが、直流電源で動作するインバータであってもよ
い。その他、同期電動機ＭＲの構造、形状、材質、ＤＣ
ブラシレスモータシステム１、駆動制御部１０の構成、
制御内容などは、本発明の主旨に沿って適宜変更するこ
とができる。

【００７４】

【発明の効果】請求項１乃至請求項５の発明によると、
同期電動機のロータの回転角度位置を検出するための回
転検出器を用いることなく、同期電動機を制御して円滑
に運転することができる。回転検出器を用いないので、
堅牢であり、悪環境に強い。従来のような回転検出器が
不要な分だけ小型化及び低コスト化を図ることができ、
特に小型の同期電動機において大きな利点がある。

【００７５】また、一般に回転検出器は無負荷時の磁極
位置に合わせるように用いられるので、リラクタンスモ
ータのように負荷によって磁極位置が変化するものに対
しては補正が必要となって回路が複雑となるが、本発明
による場合には常に正しい磁極位置を検出するので、リ
ラクタンスモータの制御にも容易に適用することができ
る。

【００７６】請求項４の発明によると、位相を合わせる
ために従来のように周波数を変えるのではなく、電機子
捲線に印加される電圧を制御するので、同期電動機の負
荷変動に対し速度変動がない。

【００７７】請求項５の発明によると、インバータ制御
回路で行うデジタル信号処理が容易である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る制御方法による駆動制御部を含む
ＤＣブラシレスモータシステムのブロック図である。

【図２】同期電動機の電機子捲線及びセンサー捲線を示
す回路図である。

【図３】同期電動機の電機子捲線及びセンサー捲線の捲
線状態を示す図である。

【図４】同期電動機のベクトル図である。

【図５】電機子反作用のアンペア導体数を直軸方向と横
軸方向とに分けたときの磁束分布を示す図である。

【図６】各誘起電圧の位相関係を示す図である。

【図７】位相検出回路の構成を示すブロック図である。

【図８】各部の波形を示す図である。

【図９】電機子電流と第３次高調波電圧との位相の関係
の例を示す図である。

【図１０】電機子電流と第３次高調波電圧との位相の関
係の例を示す図である。

【図１１】電機子電流と第３次高調波電圧との位相の関
係の例を示す図である。

【図１２】従来の同期電動機の制御装置を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１ＤＣブラシレスモータシステム（制御装置）１０駆動制御部（フィードバックループ）１１インバータ１２インバータ制御回路（インバータ制御手段）１３１電機子電流方形波生成回路（第１の方形波変換
手段）１３２第３次高調波方形波生成回路（第２の方形波変
換手段）ＭＲ同期電動機ＣＦ，ＣＦｕ，ＣＦｖ，ＣＦｗ電機子捲線ＣＳ，ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗセンサー捲線（電機子
電流検出手段）Ｉａ，Ｉａｕ，Ｉａｖ電機子電流Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗセンサー捲線電圧（誘起電
圧）ＺＴ１，ＺＴ２ゼロクロスタイミングＥｑ電機子横軸誘起電圧Ｖ３ｓ第３次高調波電圧（電圧波形、第３次高調波成
分）Ｖａｕ，Ｖａｖ，Ｖａｗ出力電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】インバータにより駆動される同期電動機を
フィードバックループによって制御する同期電動機の制
御方法であって、前記フィードバックループは、前記同期電動機の電機子
捲線に流れる電機子電流のゼロクロスタイミングが前記
同期電動機の各電機子捲線の誘起電圧を合成したときに
得られる電圧波形のゼロクロスタイミングに一致するよ
うに、前記インバータを制御する、ことを特徴とする同期電動機の制御方法。
【請求項２】インバータにより駆動される同期電動機を
フィードバックループによって制御する同期電動機の制
御方法であって、前記同期電動機に、前記同期電動機の各電機子捲線の誘
起電圧を合成した電圧波形を検出するためのセンサー捲
線を設けておき、前記フィードバックループによって、前記電機子捲線に
流れる電機子電流のゼロクロスタイミングが、前記セン
サー捲線により検出される電機子横軸誘起電圧の第３次
高調波成分のゼロクロスタイミングに一致するように、
前記インバータを制御する、ことを特徴とする同期電動機の制御方法。
【請求項３】インバータにより駆動される同期電動機を
フィードバックループによって制御する同期電動機の制
御装置であって、前記同期電動機には、前記同期電動機の電機子捲線の誘
起電圧を合成した電圧波形を検出するためのセンサー捲
線が設けられ、前記フィードバックループには、前記同期電動機の前記電機子捲線に流れる電機子電流を
検出する電機子電流検出手段と、前記電機子電流のゼロクロスタイミングが前記センサー
捲線の出力する電圧波形の各サイクルにおけるゼロクロ
スタイミングに一致するように前記インバータを制御す
るインバータ制御手段と、が設けられてなる、ことを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項４】前記インバータ制御手段は、前記電機子電
流の立ち上がりのゼロクロスタイミングが前記センサー
捲線により検出される電機子横軸誘起電圧の第３次高調
波成分の立ち上がりのゼロクロスタイミングより早いと
きに前記インバータの出力電圧を上げ、前記電機子電流
の立ち上がりのゼロクロスタイミングが前記第３次高調
波成分の立ち上がりのゼロクロスタイミングより遅いと
きには前記インバータの出力電圧を下げるように制御す
る、請求項３記載の同期電動機の制御装置。
【請求項５】前記電機子電流を方形波に変換する第１の
方形波変換手段と、前記第３次高調波成分を方形波に変換する第２の方形波
変換手段と、が設けられてなる、請求項３又は請求項４記載の同期電動機の制御装置。