JPH1175376A - パルス幅変調インバータを含む電源ユニット及びそれを用いたｘ線システム - Google Patents

パルス幅変調インバータを含む電源ユニット及びそれを用いたｘ線システム

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JPH1175376A
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レクスハオゼン ヴォルフガング
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ヴァーグナー ベルンハルト
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 動作の２つのモードを有する電源ユニットの
動作の第二のモードで到達可能な連続出力を増加する。 【解決手段】 トランスの一次巻き線が直列のコンデン
サを介して接続された出力接続を有するインバータを含
む電源ユニット。このトランスの整流された二次電圧は
動作の第一のモードで短時間の高出力を、動作の第二の
モードでより低い連続出力必要とするユーザーに供給さ
れる。最大許容連続出力は動作の第二のモードで作動す
るが、動作の第一のモードでは不作動である補助インダ
クタンスＬｈにより増倍される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は入力側でＤＣ電圧源
に接続され、出力側でコンデンサと、トランスの一次巻
き線とに接続されるインバータを含み、二次巻き線は整
流器配置に結合され、動作の第一のモードで高出力を短
時間発生し、動作の第二のモードでより低い連続出力を
発生する電源ユニットに関する。
【０００２】
【従来の技術】そのような電源ユニットを含むＸ線発生
器は米国特許出願０８／４１３０５８（ＰＨＤ９４−０
０４４）から知られている。インバータは直列共振周波
数に対応する一定の周波数で動作し、これはコンデンサ
の容量とトランスの漏洩インダクタンスから生ずる。
（短時間の高出力での）Ｘ線の露出中に電源ユニットは
動作の第一のモードで作動し、他方でそれは（連続的な
低出力での）Ｘ線フルオロスコピー中に動作の第二のモ
ードで作動する。Ｘ線露出は所定の時間間隔で繰り返さ
れる；到達可能な時間的な平均値は動作の第二のモード
で到達可能な連続的な出力より顕著に高い。この連続出
力はトランスの熱負荷性能及びインバータで用いられる
スイッチング素子により制限される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は動作の
第二のモードで到達可能な連続出力を増加することにあ
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的は動作の第一の
モードと動作の第二のモードとの間の切換用の手段を設
けられ、一次巻き線とコンデンサとの直列接続は動作の
第一のモードでインバータの出力に作用し、他方で動作
の第二のモードでこの出力は一次巻き線とコンデンサと
に直列なインダクタンスを含む直列接続に影響されるこ
とを特徴とする電源ユニットにより達成される。
【０００５】本発明は以下の考察に基づく：漏洩インダ
クタンスに加えて、トランスの更なる寄生的効果が、即
ちトランスの二次側の巻き線の容量が考慮されなければ
ならない。動作の第一のモードでトランスの漏洩インダ
クタンスと、それに直列に接続されたコンデンサの容量
が電源ユニットの作動状態に関して決定的な要因である
ことが本質的である。巻き線の寄生容量が一次巻き線を
通過する電流のゼロクロスで反転するときにのみ非常に
短い期間に影響を有する。トランスの一次巻き線で顕著
に小さな電流の故に反転動作は動作の第二のモードで顕
著に長く、それによりコンデンサの漏洩インダクタンス
と一次側へ転送された巻き線の容量との直列接続はより
長い期間影響を有する。一次巻き線に転送された巻き線
の容量は通常一次巻き線に直列に接続されたコンデンサ
の容量よりずっと小さい故にスイッチング動作は一次巻
き線を通過する電流の高調波を励起し、この高調波は望
ましくない電流ピークを導き、トランス及びインバータ
での付加的な損失を引き起こし、故に効率の顕著な劣化
を生ずる。
【０００６】動作の第二のモードで一次巻き線とコンデ
ンサとに直列に作用するインダクタンスは一次巻き線を
通して電流を減少する。インバータのスイッチ及びトラ
ンスの損失は斯くして減少される。インダクタンスは最
大可能電力伝送を制限するがこの事実は動作の第一のモ
ードで到達可能なピーク電力の約５％以下が動作の第二
のモード（フルオロスコピー）で必要とされる故に問題
ではない。該インダクタンスは動作の第二のモードでの
み作用する故に、動作の第一のモードでは影響しない。
【０００７】更にまた動作の第二のモードで共振周波数
はインダクタンスの作用により減少され（そのようなイ
ンダクタンスなしでのユニットと比較して）、それによ
りインバータのスイッチング動作により生ずる高調波は
また減少する。これは無効電力を減少させ、故にまたト
ランスのコア、トランスの巻き線及びインバータのスイ
ッチでの損失を減少させる。
【０００８】動作の２つのモード間の切換手段は請求項
２に開示されるようになされうる。インダクタンスは動
作の第一のモードでスイッチ配置により短絡され、それ
により不作動となる。スイッチ配置に設けられたスイッ
チが動作の第一のモードで最大電流に対して設計されな
ければならないことは欠点であるからである。請求項３
に開示される実施例はこの点に関してより好ましい。何
故ならばそれに設けられた付加的な補助スイッチは（通
常のインバータの設計に比べて）動作の第一のモードで
電流の一部のみしか通す必要はないからである。
【０００９】ＥＰ−Ａ０７５６３７０は２つの補助分岐
を含み、該補助分岐のそれぞれの接続点はそれぞれのイ
ンダクタンスを介してインバータの２つの出力接続の各
々一つに接続される電源ユニットを既に開示している。
しかしながらこれらの補助分岐は本発明と比較して全く
異なる機能を有する。これらの補助分岐を介して付加的
な無効電流が低出力の場合にインバータのスイッチに印
加され；この目的はそれを横切る電圧が本質的にゼロの
時にスナッバーコンデンサが並列に接続されるこれらの
スイッチのスイッチングを可能にすることである。しか
しながら本発明は負荷回路の電流を減少する。
【００１０】しかしながら請求項３に開示されている解
決策による動作の第二のモードの第一のインバータ分岐
の不作動は新たな問題を示す。これは第一の補助分岐の
スイッチの不作動状態ではこれらのスイッチに並列に接
続される回復ダイオードはなお作動しているからであ
る。一次巻き線を通る電流が動作の第二のモードで回復
ダイオードの一つを介して（インダクタンスを介さず
に）流れるときにインダクタンスの効果は動作の第二の
モードで少なくとも部分的に抑制される。
【００１１】故に回復ダイオードを通る電流は動作の第
二のモードでは可能な限り短いことが確実にされなけれ
ばならない。これは請求項４及び／又は請求項５に開示
される実施例により達成される。請求項４による解決策
では回復ダイオードを通る電流は更なるコンデンサの容
量が適切に選択されたときに最小化され、他方で請求項
５によれば第一のインバータ分岐の回復ダイオードでの
電流は非常に短い期間に減少される。
【００１２】第一のインバータ分岐が動作の第二のモー
ドで不作動にされるときに第一のインバータ分岐の寄生
容量は高周波数（ＭＨｚオーダーの）の妨害を発生す
る。これらの妨害は請求項６に記載される実施例により
除去される。第一と第二のインバータ分岐は動作の第一
のモードで作動される。故に補助分岐は不作動にされ
る。しかしながらそれは請求項７に従って作動され、そ
れにより電圧がそれにわたって作用しない故に高電圧が
影響を受けず、インダクタンスの電流は概略ゼロであ
る。
【００１３】第一のインバータ分岐のスイッチオン電流
は請求項８による実施例の動作の第一のモードで減少さ
れうる。請求項９は本発明の応用の好ましい分野を記載
している。Ｘ線発生器は一方でＸ線露出に対して短時間
の高出力（例えば数１００ｍｓに対して１００ｋＷ）を
提供し、他方でＸ線フルオロスコピーに対して、Ｘ線を
強く減衰するフィルタが用いられるときに数ｋＷにおよ
ぶ連続出力を提供することが可能でなければならない。
請求項１０に関してそのようなＸ線発生器はＸ線システ
ム（一以上のＸ線検査装置と、一以上のＸ線管と、少な
くとも一つの画像変換器とからなる）の一部分を形成す
る。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明は以下に図面を参照して詳
細に説明される。図１は本発明のＸ線発生器のその部分
を示す回路図である。このＸ線発生器の電力供給ユニッ
トは第一のインバータ分岐１と第二のインバータ分岐２
とを有するインバータを含む。各インバータ分岐は例え
ばそれぞれスイッチングトランジスタＴ１，Ｔ３．及び
Ｔ２，Ｔ４である２つのスイッチの直列接続からなり、
いわゆる回復ダイオードＤ１，Ｄ３及びＤ２，Ｄ４は並
列に順方向で逆に接続される。スナッバーコンデンサ又
は他の救援ネットワークはスイッチＴ１．．．Ｔ４に並
列に設けられていない。
【００１５】第一のインバータ分岐１のスイッチＴ１，
Ｔ３の接続点は第一の出力接続Ｐ１を形成し、第二のイ
ンバータ分岐２のスイッチＴ２，Ｔ４の接続点はインバ
ータの第二の出力接続Ｐ２を形成する。２つのインバー
タの分岐はＤＣ電圧源４に並列に接続される。インバー
タの出力接続Ｐ１，Ｐ２はコンデンサＣｒと漏洩インダ
クタンスＬσが示されているトランスＴｒの一次巻き線
Ｎｐとの直列接続を介して相互に接続される。以上が直
列共振インバータに関することである。
【００１６】コンデンサＣｒの容量は例えば２０ｋＨｚ
の共振周波数は漏洩インダクタンスＬσと関連して得ら
れるように選択される。スイッチＴ１．．．Ｔ４はすく
なとも概略共振周波数のパルス幅変調された方形波電圧
が出力接続Ｐ１，Ｐ２間に表れるようにプログラム可能
なパルス幅変調器６からのスイッチング信号ｓ１．．．
ｓ４により駆動される。
【００１７】トランスＴｒの二次巻き線は符号Ｎｓで示
される。寄生巻き線容量Ｃｐはそれに並列に作用する。
二次巻き線はダイオードＤ１１．．．Ｄ１４と、一以上
の平滑コンデンサ又は容量Ｃｇと、整流器配置の出力に
結合されたＸ線管５とを含む整流器配置に接続される。
ここまで記載された本発明は引用例から知られている。
【００１８】本発明によれば補助分岐３はインバータ分
岐１、２に並列に接続され、該補助分岐はインバータ分
岐１、２と同様に直列に接続されたスイッチＴ５，Ｔ６
とそれに反並列に接続されたそれぞれの回復ダイオード
Ｄ５，Ｄ６とからなる。補助分岐３の半導体はインバー
タ分岐１、２の半導体が設計されなければならない電流
の例えば１０％のみの小さな電流に対して設計される必
要があるのみである。故に補助分岐３はインバータ分岐
１、２のコストより実質的に低いコストで実現可能であ
る。
【００１９】補助分岐３のスイッチＴ５，Ｔ６の接続点
Ｐ３は補助インダクタンスＬｈ及び補助容量Ｃｈの直列
接続を介して第一のインバータ分岐の出力接続Ｐ１に接
続される。補助インダクタンスＬｈはトランスＴｒの漏
洩インダクタンスＬσより小さくてはならないが、好ま
しくは数倍大きい。スナッバー回路は例えばスイッチＴ
３であるインバータ分岐１のスイッチの一つと並列に接
続され、該スナッバー回路は抵抗Ｒｂの直列接続と、イ
ンダクタンスＬｄと、コンデンサＣｄとからなる。故に
このインバータ分岐（ＤＣ電圧源４を介して）で電流を
変えるためにはそれはまた他のスイッチ（Ｔ１）に並列
に接続される。
【００２０】補助分岐のトランジスタＴ５，Ｔ６に対す
るスイッチング信号ｓ５、ｓ６はまたパルス幅変調器に
より供給される。スイッチング信号ｓ１．．．ｓ６の時
間的変化はＸ線管の電圧Ｕｏｕｔのみならず望ましい管
電流Ｉ及びＸ線露出（動作の第一のモード）又はＸ線フ
ルオロスコピー（動作の第二のモード）のいずれがなさ
れるかということにも依存する。動作のモードでは例え
ばリードＦ／Ｒを介してパルス幅変調器に信号を送られ
る。動作の第一のモードでは本質的に２つのインバータ
分岐１、２のみが作動する。第一のインバータ分岐１は
動作の第二のモードで不作動とされ、インバータ分岐２
と補助分岐３のスイッチのみがスイッチされ、結果とし
て補助インダクタンスＬｈはコンデンサＣｒと一次巻き
線と直列に動作を開始し、それによりスイッチとトラン
スでの電力損失は実質的に減少する。これは以下に図２
から４を参照して詳細に説明する。
【００２１】図２の（Ａ）は動作の第一のモードに対し
て要求されるインバータ分岐の出力接続Ｐ１，Ｐ２での
電位の時間変化を示し；第三のインバータ分岐は動作の
第一のモードで不作動かもしれないが、そうである必要
はない。図２の（Ｂ）に符号Ｕ１２で示されるパルス幅
変調された電圧はＰ１，Ｐ２の電位変動の位相シフトに
より出力接続Ｐ１，Ｐ２間で得られる。パルスは出力電
位Ｐ１，Ｐ２間の位相シフトが大きいほどより広い（及
び二次側に転送される電力はより高い）。二次側に転送
される電力は高度に非線形な形でパルス幅に依存する。
一次巻き線を通る関連する電流ｉ１はまた図２の（Ｂ）
に示される。この変動は実質的に正弦曲線であり逆の動
作（電圧Ｕ１２が正又は負の値に飛ぶ場合には）は実質
的に顕著ではない。故にこの回路は動作の第一のモード
で適切な効率を有する。
【００２２】図３は出力電力が図２の（Ｂ）に示される
値（例えば１００ｋＷ）から例えば３ｋＷに減少したと
き及びＰ１，Ｐ２の位相シフト及びパルス幅がインバー
タの制御が変更されずにそれにより減少したときの電流
ｉ１の変動を示す。図３に示された変動は電流ｉ１の比
較的高いピークを示し、これはスイッチ及びトランスの
巻き線で比較的大きな損失が生ずる理由である。更にま
た電流変化は正弦変動から顕著にずれ、即ち高調波成分
が多く、それにより比較的強い無効電力成分が発生す
る。連続動作中にこれらの２つの効果は連続動作がこの
調整又はインバータ分岐１、２のみを含むインバータを
用いるときに不可能であるような程度にトランスの芯
と、トランスの巻き線と、インバータのスイッチング要
素との加熱を導く。
【００２３】本発明によれば第一のインバータ分岐１が
不作動である（即ちスイッチＴ１，Ｔ３がなおこのモー
ド内でブロックされる）動作の第二のモードはパルス幅
変調器６を介して付与される。しかしながら分岐２、３
はコンデンサＣｒと一次巻き線Ｎｐとの直列接続に加え
てインバータとして動作し、それにより補助インダクタ
ンスＬｈは出力Ｐ３とＰ２との間に（コンデンサＣｈと
直列に）作用する。付加的な補助インダクタンスＬｈは
一方で電流ｉ１の振幅を他方で電流の高調波成分を減少
し（図４の（Ｂ））それにより正弦波のような電流の変
化が生じ、無効電力を減少し、スイッチ及びトランス巻
き線の損失を減少することが可能である。
【００２４】第一のインバータ分岐のスイッチＴ１，Ｔ
３が動作の第二のモードでブロックされたときでさえ第
一のインバータ分岐の出力接続Ｐ１での電位がＤＣ電圧
源４の正の極の電位より更に正に又は負の極の電位より
更に負になった場合に電流は回復ダイオードＤ１又はＤ
３を介してなお流れうる。そのような電流は少なくとも
部分的にはインダクタンスＬｈを不作動にする。これは
種々の方法で防止されうる： ａ） Ｐ２とＰ３との間のそれぞれの電圧の自由な変動
の後に、即ち各電圧が正又は負の値に遷移するときに、
まず第二のインバータ分岐２が、次に補助分岐３が切り
替えられなければならない。結果として回復ダイオード
Ｄ１又はＤ３のどの一つの電流も可能な限り短い時間で
除去される。 ｂ） 適切に釣り合いがとれたときに補助コンデンサＣ
ｈは回復ダイオードを横切って流れる電流を最小にす
る。Ｌｈの効果（高調波成分及び電流振幅の減少）はＣ
ｈの容量とＬｈのインダクタンスの積がＬσとコンデン
サＣｒの容量との積と同じ値を有するか又はそれよりも
小さい場合にさえ保存される。
【００２５】トランジスタＴ１とＴ３は動作の第二のモ
ードでなお連続的にスイッチオフする故にそれらの寄生
容量はまた妨害効果を有する。それらは補助インダクタ
ンスＬｈ又は漏洩インダクタンスＬσと連結して共振回
路を形成し、与えられた環境に電磁気的妨害を引き起こ
す高周波振動を引き起こす。これらの妨害はダンピング
部材Ｃｄ，Ｌｄ，Ｒｄにより抑制される。ＣｄとＬｄは
予想される妨害周波数で共振し、それによりそれらはＲ
ｄにより減衰され、他方でＬｄと直列のＣｄのリアクタ
ンスはダンピング部材が実際的に出力接続Ｐ１での有効
な電圧変動に影響を与えないくらい高い。
【００２６】図１に示されるようなＸ線発生器の実際的
な実施例では連続動作モードを許容する可能な連続電力
は本発明を用いることにより約４倍増加する。既に説明
したようにインバータ分岐１、２は動作の第一のモード
で作動し、即ちそれに含まれるスイッチは周期的に開閉
する。故に補助分岐は不作動にされる。しかしながらそ
れに含まれるスイッチは好ましくは第一のインバータ分
岐のスイッチと同期してスイッチされる。その場合には
Ｌｈ，Ｃｈの直列接続にわたる電圧降下は発生せず、そ
れによりこれらの素子を電流は流れず、故に電流は影響
を与えない。しかしながら図２の（Ａ）で破線で示され
るように動作の第一のモードで補助分岐のトランジスタ
Ｔ５，Ｔ６はまたＬｈでの台形の無効電流の遅延で該電
流は第一のインバータ分岐のスイッチオン電流を減少さ
せるようにスイッチされうる。
【００２７】図５は本発明の第二の実施例を示し、図１
に用いられたのと同じ符号が対応する部品に用いられ
る。図１で用いられたような補助分岐はここでは存在し
ない。補助インダクタンスＬｈの代わりにコンデンサＣ
ｒと一次巻き線Ｐとに直列にインバータ分岐１、２の出
力接続Ｐ１，Ｐ２間に該補助インダクタンスＬｈに並列
に接続された反対向きの順方向を有するサイリスタスイ
ッチＴｈ１，Ｔｈ２が接続される。
【００２８】動作の第一のモードで２つのスイッチの一
つは常に導通し、それにより補助インダクタンスＬｈは
短絡され、上記の知られている回路に関して動作の違い
は生じない。動作の第二のモードでスイッチＴｈ１，Ｔ
ｈ２は連続的にブロックされ、それにより補助インダク
タンスＬｈは作動され、一次巻き線を通る電流ｉ１の振
幅と高調波成分を減少する。サイリスタスイッチＴｈ
１，Ｔｈ２は動作の第一のモードで電流ｉ１の最大値を
流すことが可能でなければならない。しかしながらそれ
らは動作の第一のモードで補助インダクタンスＬｈを連
続的に短絡し、動作の第二のモードで連続的に不作動に
される故にそれらは動作の第一のモードで開かれ、動作
の第二のモードで閉じられ、Ｘ線露出からＸ線フルオロ
スコピーに切り換えるときに切り換えられる機械的なス
イッチにより代替される。
【００２９】本発明は電力がインバータにより高電圧ト
ランスの一次巻き線に供給されるＸ線発生器と関連して
記載されてきた。しかしながらこのインバータはまた電
力が例えば米国特許出願０８／５６８０６４（ＰＨＤ９
４−１６２）に記載されるような２つ（以上）のインバ
ータにより共通の高電圧トランスの一次巻き線にそれぞ
れ供給される場合にも用いられる。
【００３０】本発明は出力がパルス幅変調により（一定
周波数で）制御されるインバータに関して説明されてき
たが、本発明はまた出力が周波数変化により制御される
インバータに対しても用いられる。更にまた本発明は直
列共振インバータ（一次巻き線とコンデンサが直列）に
基づいて説明されてきたが、例えば並列共振インバータ
のような他の共振配置に対してもまた用いられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例を示す。
【図２】（Ａ）は動作の第一のモードでインバータの出
力接続での電位の時間変化を示し、（Ｂ）はインバータ
の出力での電流と電圧の時間変動の結果を示す。
【図３】本発明による段階によらない場合に低出力電力
に対して生ずるインバータの出力での電流と電圧の時間
変動を示す。
【図４】（Ａ）はインバータの出力接続又は補助分岐の
接続点での電位の時間変化を示し、（Ｂ）は得られた電
流と電圧の時間変動を示す。
【図５】本発明の第二の実施例を示す。
【符号の説明】 １、２ インバータ分岐 ３ 補助分岐 ５ Ｘ線管 ４ ＤＣ電圧源 ６ パルス幅変調器 Ｔ１，Ｔ３，Ｔ２，Ｔ４ スイッチングトランジスタ Ｔ５，Ｔ６ スイッチ Ｄ１，Ｄ３，Ｄ２，Ｄ４ 回復ダイオード Ｐ１，Ｐ２ 出力接続 Ｐ３ 接続点 Ｃｒ，Ｃｄ コンデンサ Ｃｐ 寄生巻き線容量 Ｌσ 漏洩インダクタンス Ｔｒ トランス Ｎｓ 二次巻き線 Ｎｐ 一次巻き線 ｓ１．．．ｓ４ スイッチング信号 Ｄ１１．．．Ｄ１４ 二次巻き線はダイオード Ｌｈ 補助インダクタンス Ｃｈ 補助容量 Ｒｂ 抵抗 Ｌｄ インダクタンス Ｔｈ１，Ｔｈ２ サイリスタスイッチ ｉ１ 電流
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 ヴォルフガング レクスハオゼン ドイツ連邦共和国，21404 トーマスブル ク，アム フェルスターホルツ 22 (72)発明者 ベルンハルト ヴァーグナー ドイツ連邦共和国，22299 ハンブルク, レームシュトラーセ 17 (72)発明者 ノルベルト ゲールケンス ドイツ連邦共和国，21029 ハンブルク, ヴェントルファー シュトラーセ ９

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】入力側でＤＣ電圧源（４）に接続され、出
    力側でコンデンサ（Ｃｒ）と、トランス（Ｔｒ）の一次
    巻き線（Ｎｐ）とに接続されるインバータ（１、２）を
    含み、二次巻き線（Ｎｓ）は整流器配置（Ｄ１１．．．
    Ｄ１４）に結合され、動作の第一のモードで高出力を短
    時間発生し、動作の第二のモードでより低い連続出力を
    発生する電源ユニットであって、動作の第一のモードと
    動作の第二のモードとの間の切換用の手段を設けられ、
    一次巻き線（Ｎｐ）とコンデンサ（Ｃｒ）との直列接続
    は動作の第一の動作モードでインバータの出力に作用
    し、他方で動作の第二のモードでこの出力は一次巻き線
    とコンデンサとに直列なインダクタンス（Ｌｈ）を含む
    直列接続に影響されることを特徴とする電源ユニット。
  2. 【請求項２】 該切換用の手段はインダクタンスに並列
    に接続されるスイッチ配置（Ｔｈ１，Ｔｈ２）を含むこ
    とを特徴とする請求項１記載の電源ユニット。
  3. 【請求項３】 インバータは第一と第二のインバータ分
    岐（１、２）を含み、それらは並列に接続され、それら
    はそれぞれ２つの直列に接続されたスイッチ（Ｔ１，Ｔ
    ３及びＴ２，Ｔ４）を含み、その接続点はそれぞれイン
    バータの第一と第二の出力接続（Ｐ１，Ｐ２）を構成
    し、該切換用の手段は第一と第二のインバータ分岐
    （１、２）に並列に接続され、２つの直列接続された補
    助スイッチ（Ｔ５，Ｔ６）を含む補助分岐を含み、該イ
    ンダクタンス（Ｌｈ）は第二の出力接続（Ｐ２）と２つ
    の補助スイッチの接続点（Ｐ３）との間の分岐に含ま
    れ、インバータ分岐（１、２）及び補助分岐（３）での
    スイッチを制御する制御回路（６）を設けられ、該制御
    回路は動作の第二のモードで第一のインバータ分岐
    （１）が不作動にされ、補助分岐（３）が作動されるよ
    うに構成されていることを特徴とする請求項１記載の電
    源ユニット。
  4. 【請求項４】 第一のインバータ分岐（１）の出力接続
    はインダクタンス（Ｌｈ）及びそれに直列に接続される
    更なるコンデンサ（Ｃｒ）を介して２つの補助スイッチ
    の接続点（Ｐ３）に接続されていることを特徴とする請
    求項３記載の電源ユニット。
  5. 【請求項５】 制御回路（６）は動作の第二のモードで
    直列接続での電圧パルスの立ち上がり縁は第二のインバ
    ータ分岐のスイッチ（Ｔ２，Ｔ４）の一つを閉じる度毎
    に形成されるように構成されていることを特徴とする請
    求項３記載の電源ユニット。
  6. 【請求項６】 スナッバー回路（Ｃｄ，Ｌｄ，Ｒｄ）は
    第一のインバータ分岐（１）のスイッチ（Ｔ３）の一つ
    に並列に接続されることを特徴とする請求項３記載の電
    源ユニット。
  7. 【請求項７】 制御回路（６）は動作の第一のモードで
    補助分岐（３）のスイッチ（Ｔ５，Ｔ６）は第一のイン
    バータ分岐（１）のスイッチ（Ｔ１，Ｔ３）と同時にス
    イッチされるように構成されることを特徴とする請求項
    ３記載の電源ユニット。
  8. 【請求項８】 制御回路は動作の第一のモードで補助分
    岐（３）のスイッチは第一のインバータ分岐（１）のス
    イッチ（Ｔ１，Ｔ３）と同期されるが、遅延されてスイ
    ッチされるように構成されることを特徴とする請求項３
    記載の電源ユニット。
  9. 【請求項９】 Ｘ線管（５）に給電するためにＸ線発生
    器に用いられることを特徴とする請求項１記載の電源ユ
    ニット。
  10. 【請求項１０】 請求項９記載のＸ線発生器を含むＸ線
    システム。
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