JPH1188185A - 高品質オーディオ用短時間遅延変換エンコーダ及びデコーダ - Google Patents

高品質オーディオ用短時間遅延変換エンコーダ及びデコーダ

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JPH1188185A
JPH1188185A JP10158420A JP15842098A JPH1188185A JP H1188185 A JPH1188185 A JP H1188185A JP 10158420 A JP10158420 A JP 10158420A JP 15842098 A JP15842098 A JP 15842098A JP H1188185 A JPH1188185 A JP H1188185A
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 分析・合成ウインドウ対・適応変換係数量子
化及び適応ビット割当てを用いて、高品質音楽を低ビッ
トレート（１２８ｋｂ／ｓ）で符号化する。 【解決手段】 広帯域オーディオ信号は、時間領域のサ
ンプル・ブロックに標本化、量子化１０１され、その後
各サンプルブロックは分析ウインドウ１０３で変調され
た後、周波数領域のスペクトル成分が分析ウインドウに
よって重み付けされた時間領域サンプル・ブロックに応
答して発生される。各変換係数は適応ビット割当て１０
６を行う変換コーダによって不均一に量子化１０８さ
れ、これらの係数は、記憶又は伝送に適するフォーマッ
ト１０９を有するデジタル出力にアセンブル１１０され
る。デコーダはエンコーダ中の時間領域スペクトルの要
素に対し遊特性の要素により周波数領域のスペクトルに
応答して時間領域信号サンプル・ブロックを発生し、合
成ウインドゥ１１５、重複加算要素１１６で復元され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、概して、音楽のような
オーディオ信号を高品質低ビットレートでディジタル処
理することに関する。特に、本発明は、音楽信号用の変
換エンコーダ及びデコーダに関する。当該エンコーダ及
びデコーダは、短い信号伝播遅延を有する。話者が自身
の声をモニタしなければならない放送用音声のような用
途では、短い遅延時間が重要である。音声フィードバッ
クの遅れは、当該遅れが非常に短くない限り、スピーチ
に重大な混乱を生じる。
【０００２】
【従来の技術】先行技術における変換符号化では、耳障
りな可聴ひずみを生じることなく低ビットレートを達成
するために、長い信号サンプル・ブロック長を用い
た。、例えば、ＥＰ ０ ２５１ ０２８に開示されて
いる変換コーダでは、１０２４サンプルのフロック長を
用いている。短いブロック長を用いると変換コーダの選
択性が劣化するので、長いブロック長が必要であった。
フィルタの選択性は肝要である。何故ならば、十分なフ
ィルタバンク（列）選択性を有する変換コーダでは、聴
感上の音響心理的なマスキング性を利用して、符号化さ
れる信号の本質的な品質を劣化させることなくビットレ
ートの要件を低減させることができるからである。
【０００３】長いブロック長を用いるコーダは、２つの
問題に悩まされる。すなわち、（１）変換ブロック全体
にわたる過渡的効果の一時的な拡がりによって引き起こ
される大きな過渡現象を有する可聴ひずみの問題と、
（２）符号化及び復号過程における信号の極端な伝播遅
延の問題とである、先行技術のコーダにおいては、話者
が自身の声をモニタしなければならない放送用音声のよ
うな用途に対しては、これらの処理遅延は余りにも大き
過ぎる、音声フィードバックの遅延は、当該遅延を非常
に短く保たない限り、スピーチに重大な混乱を生じる。
【０００４】本発明の背景技術については、以下の背景
技術の概括において更に詳細に論考する。
【０００５】信号処理の分野では、所与の信号を十分に
表現するのに必要な情報の量を最小化する方法を発見す
るために大きな関心が払われている。必要な情報を低減
させることによって、信号をより狭い帯域で伝送した
り、より少ない空間内に記憶することができる。ディジ
タル技法に関して、最小情報要件とは、最小２進ビット
要件と同義である。
【０００６】ビットの削減要件は、２つの因子によって
制限される。すなわち、（１） 帯域幅Ｗの信号は、２
×Ｗより低くない周波数で標本化された一連のサンプル
によって、正確に表現される。これが、いわゆるナイキ
ストのサンプリング・レートである。したがって、帯域
幅Ｗを有する、Ｔ秒間の長さの信号を正確に表現するた
めには、少なくとも２×ＷＸＴの数のサンプルが必要で
あり、（２） 信号サンプルの量子化には連続する範囲
のどのような数値をも取り得るが、この数値によって
は、量子化段の規模又は分解能力に比例する、不正確な
信号の表現を生じる。この不正確さは量子化誤りと呼ば
れる。この誤りは、信号サンプル量子化の表現に利用で
きるビットの数に反比例することである。
【０００７】もし全帯域幅に対して符号化技法が適用さ
れると、総ての量子化誤りは、雑音として顕われるが、
帯域幅全体にわたって均等に拡散する。スペクトルの選
択された部分に適用できる技法によって、量子化雑音の
スペクトルの拡散を制限することができる。２つの周知
の技法、サプバンド符号化及び変換符号化については、
ＩＥＥＥ学会誌１８７９年ＡＳＳＰ−２７巻１０月号の
５１２ページから５３０ページまでのトゥリボレー及び
クロジエールによる論文、「言語音声の周波数領域符号
化」（Tribolet and Crochie・e, “Frequency Domain C
oding of Spee-ch”，IEEE Trans. on Acoust., Speec
h, Signal Proc., vol. ASSP-27, October, 1979, pp.
512-30）で論じられている。このような技法としては、
サブバンド符号化、及び変換符号化の２種がある。これ
らの技法を用いることによって、量子化雑音が特に耳障
りな特定の周波数帯において当該周波数帯を小さい段で
量子化することにより、量子化誤りを低減させることが
できる。
【０００８】サブバンド符号化は、一連のディジタル帯
域フィルタのバンク（列）によって実現することができ
る。変換符号化は、ディジタル帯域フィルタバンクをシ
ミュレートする幾つかの時間領域対周波数領域変換を任
意に行うことによって実現することができる。変換は、
ディジタル・フィルタよりも実現が容易であり、計算処
理及びハードウエアも少なくて済むが、変換係数で表わ
される帯域フィルタの「周波数ビン」の各々が均一な帯
域幅を有する点で設計上の柔軟性に欠ける。これと対照
的に、ディジタル帯域フィルタバンクは、種々のサブバ
ンド帯域幅を持つように設計することができる。しか
し、変換係数は、単一の変換係数帯域幅の乗数である帯
域幅を有する「サブバンド」を決定すべく、共にグルー
プ化することができる。以下、当明細書では、「サブバ
ンド」という用語は、サブバンド・コーダ、又は変換コ
ーダの何れで実現されるにせよ、全信号帯域幅の選択さ
れた部分を指すものとして用いる。変換コーダで実現さ
れるサブバンドは、１っ又は２っ以上の隣接する変換係
数又は周波数ビンの１組によって決定される。変換コー
ダの周波数ビンの帯域幅は、変換コーダのサンプリング
・レートと、各信号サンプル・ブロック（変換長）中の
サンプル数とに依存する。
【０００９】トゥリボレー及びクロジエールは、サブバ
ンド帯域フイルタの２つの特性がサブバンド間の信号漏
洩の量に影響を与えるので、これら２つの特性がサブバ
ンド・コーダ系の性能には特に重大であることに注目し
た。その第１は、フィルタの通過帯域と阻止帯域との間
の領域の帯域幅（僊移帯域）である。第２は、阻止帯域
での減衰レベルである。本明細書中で用いているよう
に、フィルタの「選択度」の尺度は、僊移帯域内のフィ
ルタ応答特性曲線の鋭さ（僊移帯域ロールオフの鋭さ）
と、阻止帯域での減衰レベル（阻止帯域の深さ）とであ
る。
【００１０】トゥリボレー及びクロシエールの論文か
ら、サブバンド間の漏洩は、それによってスペクトル分
析の結果が狂わされ、得られるスペクトル形状に応答し
て行われる符号化の決定に悪い影響を与えるので、サブ
バンド・コーダ系の性能に対して特に重要であることが
分かっている。かかる漏洩によって周波数領域エイリア
シングをも生じる。これらの効果については、以下で更
に詳細に論考する。
【００１１】サブバンド帯域フィルタの２つの特性、す
なわち、僊移帯域ロールオフの鋭さと阻止帯域排除の深
さとは、耳が可変中心周波数を持つ極度に非対象な同調
されたフイルタの周波数分析特性と類似の特性を示すの
で、特に重大である。耳の同調フィルタの周波数分解能
力は、オーディオ・スペクトル全体にわたって周波数に
つれて変わる。約５００Ｈｚ以下の周波数においては、
共に接近して存在する複数の信号を耳は識別することが
できるが、可聴限界へと周波数が上昇するにつれて、識
別可能な信号間の周波数の幅は拡がる。このような聴覚
上のフィルタの有効帯域幅は、臨界帯域と呼ばれる。こ
の臨界帯域の重要な特質は、音響心理学的マスキング効
果が臨界帯域内で最も強く顕れること、すなわち、臨界
帯域内の何処でも他のあらゆる周波数の信号に対する可
聴性が、臨界帯域内の支配的な信号によって抑制される
ことである。臨界帯域の外側にある信号はそれ程強くは
掩蔽されない。この概要については、サン・フランシス
コのマッグロウヒル社１９８８年出版の、Ｋ．ブレア・
ベンソン編、「オーディオ．エンジニアリング・ハンド
ブック」の１．４０ぺージから１．４２ぺージまでと、
４．８ぺージから４．１０ぺージまでと（Audio Engine
ering Handbook, K. Balir Benson ed., McGraw-Hill,
San Fransisco, 1988）を参照のこと。
【００１２】音響心理学的マスキングは、もし可聴スペ
クトル全体を通してサブバンド帯域幅がこのスペクトル
の同一部分における耳の臨界帯域幅の約半分であるなら
ば、サブバンド及び変換コーダによって更に容易に達成
される。何故ならば、耳の臨界帯域には聴覚上の刺激に
順応する可変の中心周波数があるのに対して、サブバン
ド及び変換コーダは典型的に固定の中心周波数を具えて
いるからである。音響心理学的マスキング効果を利用す
る機会を最適化するために、支配的信号の存在によって
生じる総ての人工的ひずみは、支配的信号を含むサブバ
ンドに制限されなければならない。もしサブバンド帯域
が臨界帯域の約半分又はそれより小さければ（また、も
し、僊移帯域ロールオフが十分に鋭く、阻止帯域排除が
十分に深ければ）、サブバンド通過帯域の帯域幅の縁の
近くに周波数がある信号に対してさえも、望ましくない
ひずみに対する最も効果的なマスキング効果が生じる可
能性がある。もしサブバンド帯域幅が臨界帯域の半分よ
り大きければ、支配的信号によって耳の臨界帯域がコー
ダのサブバンドから偏位させられて、耳の臨界帯域の外
側にある望ましくないひずみの幾分かが掩蔽されない可
能性がある。これらの効果は、耳の臨界帯域が狭くなる
低い周波数においては、最も耳障りである。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】変換符号化の性能は、
信号サンプル・ブロック長と、変換符号誤りと、エイリ
アシング相殺とを含む、幾つかの要因に依存する。
【００１４】ブロック長 変換関数は変換を行う前に全ブロック中の総ての信号サ
ンプルを受取るまで待たなけれぱならないことから、エ
ンコーダ及びデコーダ系における理論的な最少の時間遅
延は信号ブロック長の２倍である、実際の系では、計算
によって更に遅延が追加されるので、この時間の期間は
信号ブロック長の３倍乃至４倍にもなり得る。したがっ
て、もしエンコーダ及びデコーダ系が短時間の伝播遅延
を必要とする環境で動作しなければならないのであれ
ば、短い信号ブロック長が要求される。ブロック長が短
くなるにつれて、変換エンコーダ及びデコーダの性能
は、結果的に周波数ビンが拡がることによるばかりでは
なく、帯域フィルタの周波数ビンの応答特性の劣化、す
なわち、（１）僊移帯域ロールオフ率の減少と、（２）
阻止帯域排除の水準の減少とによっても、不利な影響を
受ける。帯域フィルタのこの特性劣化によって、隣接す
る周波数ビンにおいて望ましい信号に応答して生じる望
ましくない変換係数の生成、若しくは、変換係数に対す
る望ましくない寄与に帰着する。これらの望ましくない
寄与は、サイドローブ漏洩と呼ばれる。
【００１５】かくして、サンプリング・レートによって
は、ブロック長を短くすることにより、或る周波数又は
全周波数、特に低い周波数において、名目上のフィルタ
帯域幅が耳の臨界帯域幅を超えることになる。たとえこ
の名目上のサブバンド帯域幅が耳の臨界帯域幅よりも狭
くとも、広がった僊移帯域、貧弱な阻止帯域排除の形で
顕れる劣化したフィルタ特性によって、耳の臨界帯域幅
の外側に顕著な信号成分が現れる。このような場合に
は、この系の他の側面、特に量子化精度面で、通常、よ
り大幅な制約を受ける。
【００１６】短いブロック長によって生じるもう１つの
不利益は、次の節に述べる変換符号化誤りの悪化であ
る。
【００１７】変換符号化誤り 離散変換は信号の有限のセグメントにしか作用しないの
で、離散変換では完全に正確な１組の周波数係数は生み
出されない。厳密に言うと、離散変換では、入力時間領
域信号の表現について、無限の変換長が必要になる真正
の周波数領域表現ではなく、時間・周波数表現が作り出
される。しかしながら、ここでの議論の便宜上、離散変
換の出力を周波数領域表現と呼ぶこととしよう。実際に
は、離散変換では、標本化信号は周期が有限のサンプル
期間の約数である周波数成分を持つのみであると仮定し
ている。これは、有限長の信号が周期性のものであると
仮定することに等しい。この仮定は一般的に正しくな
い。この仮定された周期性によって、有限時間期間の縁
において不連続性が生じ、これにより変換において擬似
の高い周波数が生じる。
【００１８】この効果を最小化する１つの技法は、期間
の縁の近くのサンプルが０に近くなるように信号サンプ
ルを重み付けることによって、変換を行う前に非連続性
を低減することである。期間の中心にあるサンプルは一
般的に変更せずに、すなわち、係数１で重み付けて通過
させる。この重み付け関数は、「分析ウインドウ」と呼
ばれ、どのような形状でも良いが、幾つかのウインドウ
はサブバンドのフィルタ性能に一層有利に寄与する。
【００１９】本明細書で用いているように、「分析ウイ
ンドウ」という用語は、順方向変換を適用する前に行わ
れるウインドウ処理関数を指しているに過ぎない。下で
論考するように、本発明中で用いる分析ウインドウの設
計は、合成ウインドウ設計要件によって制約される。し
たがって、広く同じ用語が用いられている当分野の「分
析ウインドウ」の設計及び性能特性は、本発明で実施さ
れている分析ウインドウとは異なる。
【００２０】ウインドウの質を評価するのに用いること
ができる単一の条件はないが、他方、一般的な条件に
は、僊移帯域ロールオフの鋭さと阻止帯域の深さとが含
まれる。或る種の用途においては、鋭いロールオフと深
い阻止レベルとを交換する能力が有益な特質となる。
【００２１】分析ウインドウは時間領域関数である。も
し他の補償が行われなければ、復元若しくは「合成」さ
れる信号は、分析ウインドウの形状に従ってのひずみを
受ける。補償方法には幾つかあるが、例えば、以下のと
おりである。
【００２２】（ａ） 復元された信号期間又はブロック
を、逆ウインドウ、すなわち、その重み付け係数が分析
ウインドウの重み付け係数の逆数であるウインドウで、
乗じる。この技法の短所は、分析ウインドウがその縁で
０にならないことを明確に必要とすることである。
【００２３】（ｂ） 連続的な入力信号ブロックを重複
させる。２つの隣接するウインドウが重複部分を横切っ
て一体的に合算されるように分析ウインドウを注意深く
設計することによって、このウインドウの効果は正確に
補償される。（しかし、次の節を参照のこと）。離散フ
ーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）の
ような或る形式の変換と共に用いる時には、この技法で
は、重複期間中の信号の一部を変換し、かっ２度伝送し
なければならないので、当該信号を表わすのに必要なビ
ット数が増加する。これらの形式の変換に対しては、可
能な限り小さい重複期間を有するウインドウを設計する
ことが望ましい。
【００２４】（ｃ） 信号の合成、又はデコーダ中で行
われる復号でも同様に、合成濾波が必要となろう、ＩＥ
ＥＥ学会誌１９８０年２月号ＡＳＳＰ−２８の９９ペー
ジから１０２ページまでのクロシエールによる論文、
「短時間フーリエ分析・合成の重み付け重複・加算方
法」（Crochie-re，“A Weighted Overlap-Add Method
ofShort-Time Fourier Analysis/Synthesis”, IEEE Tr
ans., Spee-ch, and Signal Proc., vol. ASSP-28, Feb
ruary, 1980, pp.99-102）で論考されているように、合
成ウインドウで重み付けられた重複・加算方法によって
合成内挿濾波を効率的に実行することができる、このよ
うに、変換を実行する幾つかのサブバンド・エンコーダ
では、本発明の好ましい実施例で用いるエンコーダを含
めて、重複・加算を伴う合成ウインドウ処理を用いる。
更に、量子化誤りによって、有限時間期間の縁において
０とならない時間領域信号が逆変換に生じる。これをそ
のままにして置くと、この誤りによって、復元される時
間領域信号はウインドウ重複期間内で最も強く歪まされ
る。縁で各合成信号ブロックを整形するために、合成ウ
インドウを用いることもできる。この場合、当該信号は
分析及び合成ウインドウで処理される。すなわち、当該
信号はこれら２つのウインドウの積によって重み付けら
れる。したがって、この２つのウインドウの積が重複部
分を横切って一体的に合算されるように、両方のウイン
ドウが設計されなければならない。これについては、前
節における論考を参照のこと。
【００２５】短い変換サンプル・ブロックでは、上記の
分析及び合成ウインドウに対してより大きな補償要件が
課される。変換サンプル・ブロックが短くなるにつれ
て、フィルタの僊移帯域及び阻止帯域を通してのサイド
ローブ漏洩が一層多くなる。良く整形された分析ウイン
ドウではこの漏洩が低減される。
【００２６】サイドローブ漏洩は望ましくない。何故な
らば、サイドローブ漏洩によって、変換においてフィル
タの通過帯域の外側の信号成分の周波数を誤って表現す
るスペクトル係数が生じるからである。この表現誤りが
エイリアシングと呼ばれるひずみである。
【００２７】エイリアシング相殺 ナイキストの理論では、サンプル間の期間が信号の最高
周波数成分の期間の半分より短ければ、離散サンプルか
ら信号を正確に復元できると考える。サンプリング・レ
ートがこのナイキスト・レートよりも小さければ、高い
周波数成分は低い周波数成分として誤って表わされる。
この低い周波数成分が真正成分に対する誤差である。
【００２８】サブバンド・フィルタ及び有限ディジタル
変換は、完全な通過帯域フィルタではない。通過帯域と
阻止帯域との間の僊移は無限に鋭いものではなく、阻止
帯域中における信号減衰は無限に大きくはない。その結
果、通過帯域で濾波された入力信号が通過帯域遮断周波
数によって示されるナイキスト・レートで標本化される
としても、この遮断周波数よりも高い健移帯域中の周波
数は忠実には表現されない。
【００２９】エイリアシングひずみが逆変換によって自
動的に相殺されるように分析及び合成フィルタを設計す
ることは可能である。時間領域内の直角位相ミラー・フ
ィルタにはこの特性がある。本発明の好ましい実施例で
用いられている変換コーダは、ノース・ホランドのエル
ゼフィ工科学出版社１９８７年出版の「音声通信」第６
巻２９９ページから３０８ページまでの、ジョンソンと
ブラッドリーによる、「時間領域エイリアシング消去を
含む適応変換符号化」（Johsonand Bradley.,“AdaPtiv
e Transform Coding Incorporating Time Domain Alia-
sing Cancellation”, Speech Communications, vol 6,
North Holland: Elsevier Science Publishers, 1987,
pp. 229-308）の中で論考されているものであるが、こ
れによってもまた、エイリアシングひずみは相殺され
る。
【００３０】サンプル・ブロック長を短くすればする
程、その結果として発生する聴取可能な変換コーダ中の
エイリアシングひずみを抑制するのが一層困難になる。
上で説明したように、短いサンプル・ブロック長によっ
てフィルタ特性が劣化する。すなわち、通過帯域幅が広
がり、通過帯域対阻止帯域の僊移がより鋭さを失い、阻
止帯域排除特性が劣化する。その結果、エイリアシング
がより一層目立つようになる。もしエイリス成分が不十
分な正確さで符号化され復号されると、これらの符号化
誤りによって、エイリアシングひずみを逆変換で完全に
相殺することが妨げられる。残留エイリアシングひずみ
は、音響心理学的に掩蔽されない限り聴取可能なものと
なろう、しかし、サンプル・ブロックを短くすることに
よって、変換周波数ビンの幾つかは、特に聴覚上の臨界
帯域が最大の分解能力を有する低い周波数において、聴
覚上の臨界帯域よりも広い通過帯域を具えることにな
る。この結果として、エイリアシングひずみを掩蔽する
ことができない。このひずみを極少化する１つの方法
は、問題のサブバンド中での量子化精度を向上させるこ
とであるが、それによって必要なビットレートは増加す
る。
【００３１】ビットレート低減技法 上で挙げた２つの要因（ナイキスト・サンプル・レート
及び量子化誤り）によって、特定品質の信号伝送又は記
憶に対するビットレート要件を決定すべきである。しか
し、各種技法を利用して、所与の信号品質に必要なビッ
トレートを低減することができる。これらの技法では、
信号の冗長性と無関係性を利用する。信号が予見できる
ものであるか、若しくは他の方法で受信機から得られる
ものであるならば、その信号成分には冗長性がある。も
し或る信号成分が特定品質の表現を達成するために不要
ならば、その信号成分は無関係である、当技術で用いら
れる幾つかの技法には、以下の事柄が含まれる。
【００３２】（１） 予測：信号の周期的乃至は予知可
能な特性によって、現在の信号又は先行する信号の特性
に基づいて、幾つかの成分を受信機に予期させることが
できる。
【００３３】（２） エントロピー符号化：省略符号に
よって、高い発生磯率の成分を表現することができる。
この場合、送信機及び受信機の両方とも、同一のコード
・ブックを備えていなければならない。エントロピー符
号化及び予知には、計算の複雑さと処理による遅延とが
増大する短所がある。また、エントロピー符号化及び予
知では、本来、可変伝送速度の出力が与えられるので、
もし一定ビットレート系で用いるのであれば緩衝する必
要がある。
【００３４】（３） 不均一符号化：対数又は不均一量
子化段による表現によって、量子化誤りが大きくなると
いう犠牲の下で、より少ないビットで大信号値の符号化
を行うことが可能になる。
【００３５】（４） 浮動小数点：浮動小数点表現によ
って、精度が下がるという犠牲の下で、ビット要件を低
減することができる。ブロック浮動小数点表現では、１
ブロックの浮動小数点仮数に対して１つの位取り因子又
は指数を用いる。また、ブロック浮動小数点表現は、時
間領域信号を符号化する際に広く用いられる。浮動小数
点は、不均一符号化の特異例である。
【００３６】（５） ビット割当て：正確さに対する受
信機への要求は、時間、信号内容、強さ、又は周波数に
伴って変化する。例えば、話し声のより低い周波数成分
は、通常、話し言葉を理解し話者を認識する上で一層重
要であるので、より高い周波数成分よりも一層高い精度
で伝送されなければならない、音楽信号に関しては、別
の基準が適用する。ビット割当てについての幾つかの一
般基準は、以下のとおりである。
【００３７】（ａ） 成分変動：最大レベルの交流電力
を持っ変換係数に対しては、より多くのビットを割り当
てる。
【００３８】（ｂ） 成分値：最大振幅又はエネルギー
を持っ周波数帯を表現する変換係数に対しては、より多
くのビットを割り当てる。
【００３９】（ｃ） 音響心理学的マスキング：他の信
号成分によって量子化誤りが掩蔽される（分裂聴感）信
号成分に対しては、より少ないビットを割り当てる。こ
の技法は、可聴信号が人が聴取することを目的として企
図されている用途で、その特質を発揮する。マスキング
は、音楽信号のような多重音信号及び複号波形よりも、
単音信号に関して最も良く認識される。
【００４０】問題の要約 上述の議論は真正のサブバンド・フィルタ・バンクを用
いるか、若しくは時間領域対周波数領域変換を用いるか
の何れかによって実現されるサブバンド・コーダに適用
されるものであるが、本発明の好ましい実施例に関する
議論を単純にし、問題を一層明確に識別するために、以
下の要約の大部分は変換が実行されるコーダに対してと
りわけ適切なものである。
【００４１】サブバンドによる適応ビット割当てを用い
るサブバンド符号化は、トゥリボレーとクロシエールに
よって既知のものとなっているが、この符号化技法には
幾つかの制約があり、それにより、音楽のような高品質
のオーディオ信号のための短遅延時間エンコーダ・デコ
ーダ系には適しないものとされている。第１の問題は、
この符号化技法ではビット割当て及び量子化段の規模を
スピーチの特性に依存させているので、高品質の音楽信
号には適しないことである。
【００４２】第２の問題は、符号化された信号には、サ
ブバンドのビット割当てを決定するために受信機及びデ
コーダによって要求される副次的情報の形で、余分なビ
ットが含まれることである。
【００４３】第３の問題は、この符号化技法では、変換
係数分散のみに従ってビットを割り当てているので、音
響心理学的マスキング効果を十分に活用していないこと
である。このビット割当てでは、信号内容と共に変化す
る音響心理学的マスキングしきい値を考慮していない。
更に、このビット割当て技法では、スペクトル漏洩が生
じ易い、大きなスペクトルを有するサブバンドに隣接す
るサブバンドに対してビットを割り当てないので、フィ
ルタ・バンクに高い選択性が必要になる。
【００４４】第４の問題は、より長い分析ウインドウを
用いることによってフィルタ・バンクの高い選択性を実
現することはできるが、時間領域エイリアシングを避け
るために、変換ブロック長よりも長くないウインドウを
用いるように符号化技法が制約されることである。その
結果、３ｋＨｚの帯域の信号に対して必要なフィルタ・
バンクの選択度は、８ｋＨｚのレートで標本化される２
５６サンプルのサンプル・ブロック長を用いて達成され
る。１５ｋＨｚの帯域幅の信号に対して同じフィルタ・
バンク選択度を達成するには、コーダでは４０ｋＨｚの
レートで標本化される少なくとも１２８０サンプルのサ
ンプル・ブロック長を用いなければならない。したがっ
て、トゥリボレーとクロシエールの符号化技法によって
実現されるエンコーダ・デコーダを通してのブロック遅
延は少なくとも６４ｍｓになる。総合的な信号伝播の遅
延量は、符号化及び復号を行うのに必要な時間によって
更に増加する。
【００４５】この伝播遅延量は、オペレータヘの実時間
の音声のフィードバックが必要な（放送用音声のよう
な）用途での使用にとっては余りにも大き過ぎる。話し
手の声が遅延して自身の耳にフィードバックされると、
この遅延が非常に短いものでない限り、スピーチ妨害を
生じる。この例として、アメリカ音響学会誌１９５０年
１１月、第２２巻、第６号、８２４ページから８２６ペ
ージまでのバーナード・Ｓ・リーによる論文、「遅延音
声フィードバックの効果」（“Effectsof Delayed Spee
ch Feedback”,Journal of the Acoustical Soc. of Am
erica, vol. 22,No.6, PP. 824-826）を参照のこと。リ
ーは、４０ｍｓの音声フィードバックの遅延によって顕
著なスピーチ妨害を生じることを示しており、彼の経験
的データの補外では、スピーチ妨害を避けるためには遅
延は約１０ｍｓを超えるべきではないと示唆している。
【００４６】第５の問題は、符号化された信号が伝送又
は記憶の最中に遭遇する雑音による悪化に対して脆弱な
ことである。この符号化技法では、誤差を検出し訂正す
ることについても、また、符号化された信号を、このよ
うな雑音の効果を限度内に止めるような方法でフォーマ
ット化することについても、何も備えがない。
【００４７】ジョンソンとプラツトレイによって提示さ
れている符号化技法では、時間領域エイリアシング消去
を行なう時、間領域対周波数領域変換を利用することに
よって、トゥリボレーとクロジエールの符号化技法を改
良している。この消去によって、変換長よりも長い分析
ウインドウをコーダで用いることが可能となり、これに
よって、フィルタ・バンクの選択性を改良している。し
かし、この符号化技法は、スピーチの信号を符号化する
ことを意図したもので、高品質の音楽信号を符号化する
ためには十分には適しない。この符号化技法では、信号
セグメントを分析する「調製期間」中に習得されるスペ
クトル特性に依存している。
【００４８】更に、より長い分析ウインドウを用いるこ
とによってフィルタ・バンクの高い選択性を実現するこ
とができるが、ジョンソンとブラッドレイの符号化技法
では変換ブロック長の２倍よりも長いウインドウを用い
ることはできない。しかし、ジョンソンとブラッドレイ
の提示を実施する際には、実現可能な最長の分析ウイン
ドウをコーダに用いることはできない。量子化符号ブロ
ックの規模を実施上の長さに抑制するためには、理論的
な最大値よりも短い、準最適のウインドウを用いなけれ
ばならない。その結果、３ｋＨｚの帯域幅の信号に対し
て必要なフィルタ・バンクの選択度は、８ｋＨｚのレー
トで標本化される１２８サンプルのサンプル・ブロック
長を用いて達成される。１５ｋＨｚの帯域幅の信号に対
して同じフィルタ・バンク選択度を達成するには、コー
ダでは４０ｋＨｚのレートで標本化される少なくとも６
４０サンプルのサンプル・ブロック長を用いなければな
らない。したがって、ジョンソンとブラットレイの符号
化技法によって実現されるエンコーダ・デコーダ系をと
おしてのブロック遅延量は、少なくとも３２ｍｓにな
る、総合的な信号伝播遅延量は、符号化及び複号を行う
のに必要な時間によって一層大きなものとなる。上で論
じたように、この伝播遅延量は、オペレータヘの実時間
の音声のフィードバックが必要な用途での使用には適し
ない。
【００４９】コー及びザイディアス（Koh and Xydeas）
によるＥＰ ０ １７６ ２４３号では、変換及びサブ
バンド・コーダで用いることができる適応ビット割当て
技法が開示されている。この割当て技法では、符号化さ
れた信号中に副次的情報の形式での余分なビットを一切
必要としないが、トゥリボレーとクロジエールの符号化
技法の場合と同様に変換係数の分散にのみに従ってビッ
ト割当てを行うので、音響心理学的マスキング効果を十
分には利用していない。これに加えて、この符号化技法
は、スピーチの信号を符号化することを意図したもので
あり、演習期間の信号セグメントに応答して構成される
固定割当てパターンに従ってサブバンドに対するビット
割当てを行うので、高品質の音楽信号を符号化するため
には十分には適しない。
【００５０】更に、７ｋＨｚの帯域幅の信号に対して必
要なフィルタ・バンクの選択度は、１４ｋＨｚのレート
で標本化される１２８サンプルのサンプル・ブロック長
を用いて達成される。１５ｋＨｚの帯域幅の信号に対し
て同じフイルタ・バンク選択度を達成するには、３０ｋ
Ｈｚのレートで標本化される少なくとも２７４サンプル
のサンプル・ブロック長をコーダで用いなければならな
い。したがって、コーとザイディアスの符号化技法で実
現されるエンコーダ・デコーダ系を通してのフロック遅
延量は、少なくとも１８ｍｓになる。総合的な信号伝播
遅延は、符号化及び複号を行うのに必要な時間によっ
て、一層大きなものとなる、上で論じたように、この伝
播遅延は、オペレータヘの実時間の音声のフィードバッ
クが必要な用途での使用には適しない。
【００５１】フェルトボイス、ヴァント・デル・ヴァー
ル、及びブロイワー（Veldhuis, Vand Der Waal, and B
reeuwer）によるＥＰ ０ ２８９ ０８０号では、Ｑ
ＭＦフィルタ・バンクを用いて実現されるサブバンド符
号化技法が開示されている。この符号化技法は、高品質
の音楽信号の符号化を意図したものである、適応ビット
割当てでは、符号化された信号中に副次的情報の形式で
の余分なビットを一切必要としないが、固定で、信号内
容に対して独立のサブバンドの聴取可能なしきい値に従
ってビット割当てを行うので、音響心理学的マスキング
効果を十分には利用していない。総ての条件下でサブバ
ンドが聴取下能であることが分かっている時にのみビッ
トが再割当てされるので、ビット割当ては必ずしも常に
適応的ではない。
【００５２】更に、この符号化技法は、必要な合計ビッ
トよりもビット数が少ない時には割当てのために選択さ
れるサブバンド中の総てのサンプルに対して使用可能な
ビットを割り当てることができないので、このビット割
当ては準最適である。この技法もまた、スペクトル漏洩
が生じ易い大きなスペクトルを有するサブバンドに隣接
するサブバンドに対してはビットを割り当てない。
【００５３】フェルトボイスらによって開示されている
符号化技法もまた、オペレータヘの実時間の音声フィー
ドバックが必要な用途での使用には適しない。ビット割
当ては、４６ｍｓの信号サンプルのブロックから誘導さ
れる情報に基づいている。したがって、このフェルトボ
イスの符号化技法を用いて実現されるエンコーダ・デコ
ーダ系を通してのブロック遅延量は、少なくとも９２ｍ
ｓである。総合的な信号伝播遅延量は、符号化及び複号
を行うのに必要な時間によって一層大きなものとなる、
上で論考したように、この伝播遅延量は、オペレータヘ
の実時間の音声のフィードバックが必要な用途での使用
には適しない。
【００５４】
【課題を解決するための手段】オペレータに対する音声
の実時間でのフィードバックに用いるのに十分な程度に
小さい信号伝播遅延量を有し、伝送通路による信号の悪
化に対して高度の耐性を有する、符号化及び復号要素を
用いて、広帯域のオーディオ情報、とりわけ、音楽のデ
ィジタル処理を行うことが本発明の目的である。
【００５５】この目的は、それぞれ請求項記載のエンコ
ーダ及びデコーダを用いて達成される。すなわち、例え
ば、放送用のオーディオ・ネットワークのような用途に
見合う高品質音楽の伝送又は記憶及び再生に適するよう
な符号化及び復号要素を提供し、コンパクト・ディスク
で得られるのと本質的に同程度の、良好な品質の再生を
行い、低ビットレートを有するディジタル処理系中で実
施されるような、符号化及び復号要素を提供し、符号化
された信号を記憶するのに少量の空間しか必要としない
ディジタル処理系で実現されるような、符号化及び復号
要素を提供し、ディジタル処理系中で実現される符号化
及び復号要素であって、短い変換ブロックを有する変換
符号化を用いて短い信号伝播遅延を達成するが、他方、
低ビットレートを用いながら音楽の高品質の再生を行
う、符号化及び復号要素を提供し、短い変換ブロックを
用いることから生じる変換コーダの性能への負の効果を
補償し、音楽信号を処理する変換コーダ中に、改良され
た音響心理学的マスキング技法を提供し、変換コーダ中
に生じ勝ちな聴取可能なひずみを音響心理学的に補償す
るための技法を提供するようなことが、本発明の特定の
実施例によって達成される。
【００５６】上記の本発明の目的及び本発明の更なる目
的の詳細については、当明細書の全体を通して、とりわ
け、発明を実施するための望ましい形態を叙述する以下
の節で詳しく説明する。
【００５７】本発明の教示するところにより、エンコー
ダによって広帯域オーディオ情報のディジタル符号化が
行われるが、このエンコーダの信号伝播遅延量は少な
い、この広帯域オーディオ信号は、時間領域のサンプル
・ブロックに標本化、量子化されるが、このサンプル・
ブロックは十分短い信号伝播遅延になる時間期間を有す
るので、このエンコーダを用いる符号化及び復号系は、
オペレータが実時間で音色フィードバックすることが可
能である。その後、各サンプル・ブロックは分析ウイン
ドウによって変調される。その後、周波数領域のスペク
トル成分が、分析ウインドウによって重み付けられた時
間領域サンプル・ブロックに応答して発生される。各変
換係数は適応ビット割当てを行う変換コーダによって不
均一に量子化され、これらの係数は記憶又は伝送に適す
るフォーマットを有するディジタル出力にアセンブルさ
れる。伝送信号が通信線路の雑音又はその他の悪化の影
響を受ける用途においては、誤差訂正符号を用いても良
い。
【００５８】更に本発明の教示するところにより、本発
明のエンコーダによって符号化されるディジタル符号化
広帯域オーディオ信号の高品質の再生が、本発明のデコ
ーダによって行われる。デコーダは、記憶要素又は伝送
線路を経由してエンコーダのディジタル出力を受け取
る。デコーダは、不均一に符号化されたスペクトル成分
をフォーマット化されたディジタル信号から誘導し、周
波数領域成分をこの成分から再構成する。エンコーダ中
の時間領域スペクトル成分を発生した要素に対して逆の
特性を具える要素によって、周波数領域のスペクトル成
分に応答して時間領域信号サンプル・ブロックが発生さ
れる。このサンプル・ブロックは合成ウインドウによっ
て変調される。この合成ウインドウは、この合成ウイン
ドウの応答特性とエンコーダ中の分析ウインドウの応答
特性との積によって、２つの隣接する重複サンプル・ブ
ロックに関して一体的に合算される複合応答特性を作り
出すような特性を具えている。隣接するサンプル・ブロ
ックは重複され、加算されて、これにより、分析及び合
成ウインドウの重み付け効果が消去され、高品質のアナ
ログ出力にその後変換される時間領域信号のディジタル
化された表現が復元される。
【００５９】更に本発明の教示するところにより、エン
コーダ．デコーダ系によって広帯域オーディオ情報の高
品質のディジタル符号化と再生が行われるが、この系は
小さな信号伝播遅延量を有する。この系のエンコーダ部
分中では、アナログの広帯域オーディオ信号が、標本化
され、時間領域サンプル・ブロックに量子化されるが、
このサンプル・ブロックは、オペレータに音声を実時間
でフィードバックすることに対してこのエンコーダ部分
を用いる符号化及び復号系の使用が可能な程度の、十分
短い信号伝播遅延の時間期間を有する。その後、各サシ
ブル・ブロックは分析ウインドウによって変調される。
その後、周波数領域のスペクトル成分が、分析ウインド
ウによって重み付けられた時間領域サンプル・ブロック
に応答して発生される。適応ビット割当てを含む不均一
スペクトル符号化によって各スペクトル成分が量子化さ
れ、これらの成分は、信号の雑音悪化を受け易い記憶又
は通信線路を通しての伝送に適するフォーマットを有す
る、ディジタル出力にアセンブルされる、この系のデコ
ーダ部分によって、記憶要素又は伝送線路を経由してエ
ンコーダのディジタル出力が受け取られる。このデコー
ダ部分によって、不均一に符号化されたスペクトル成分
がフォーマット化されたディジタル信号から誘導され、
周波数領域のスペクトル成分がこの成分から再構成され
る、時間領域信号サンプル・ブロックが、エンコーダ部
分中の周波数領域変換係数を発生した要素に対して逆の
特性を具える要素によって、周波数領域変換係数に応答
して発生される。このサンプル・ブロックは合成ウイン
ドウによって変調される。この合成ウインドウは、この
合成ウインドウの応答特性とエンコーダ中の分析ウイン
ドウの応答特性との積によって２つの隣接する重複サン
プル・ブロックに関して合計が単位１になる複合応答特
性が作り出されるような特性を有する。隣接するサンプ
ル・ブロックは、重複され、加算されて、これにより、
分析及び合成ウインドウの重み付け効果を消去し高品質
のアナログ出力にその後変換される時間領域信号のディ
ジタル化された表現が復元される。
【００６０】本発明のエンコーダの実施例において、離
散変換によって、分析ウインドウによって重み付けられ
た時間領域サンプル・ブロックに応答して周波数領域の
スペクトル成分が発生される。この離散変換には、改良
型の離散余弦変換（ＤＣＴ:Discrete Cosine Transfor
m）及び改良型の離散正弦変換（ＤＳＴ:Discrete SineT
ransform）の代替的応用と同等の機能を有することが好
ましい。代替的な実施例においては、この離散変換は離
散フーリエ変換（ＤＦＴ:Discrete Fourier Transfor
m）によって実施されるが、実質的には総ての時間領域
対周波数領域変換を用いることができる。
【００６１】２チャネル・エンコーダに関する本発明の
好ましい実施例においては、単一のＦＦＴを利用して、
先行変換が各チャネルからの１つの信号サンプル・ブロ
ックに関して計算される、２チャネル・デコーダに関す
る本発明の好ましい実施例においては、単一のＦＦＴを
利用して、２チャネルの各々から１つずつの、２つの変
換フロックに関して逆変換が同時に計算される。
【００６２】エンコーダ及びデコーダの好ましい実施例
においては、サンプリング・レートは４４．１ｋＨｚで
ある。このサンプリング・レートは決定的なものではな
いが、適切であり、コンパクト・ディスクに用いられて
いるサンプリング・レートでもあるので便利である。こ
の４４．１ｋＨｚのサンプリング・レートを用いる好ま
しい実施例においては、名目上の周波数応答特性は１５
ｋＨｚまで延びており、時間領域サンプル・ブロックは
１２８サンプルの長さを有し、許容できる程度の短い信
号伝播遅延の時間期間を有するので、オペレータに音声
を実時間でフィードバックすることに対してこの系を使
用することが可能である。この符号化・復号の総合系
は、サンプル・ブロック期間の約３倍、又は約１０ｍｓ
以下の、スピーチ妨害問題を克服するに十分な程度に短
い遅延を有するものと仮定されている。好ましい実施例
において、エンコーダ出力のシリアル・ビットレート
は、１９２ｋビット／ｓ程度（誤差訂正符号のような付
帯的情報を含めて）である。本発明の基本的な神髄から
逸脱せずに、異なる信号品質をもたらす別のビットレー
トを用いることもできる。
【００６３】このエンコーダの好ましい実施例において
は、不均一変換コーダによって、可変長のコード・ワー
ドが各変換係数について計算される。各変換係数のコー
ド・ワードのビット長は、固定ビット数と、現状の信号
内容のためにサブバンド中の雑音が他のサブバンド中の
雑音よりも音響心理学的にマスクされ易いかどうかに基
づく適応ビット割当てによって決定される可変ビット数
との合計である。この固定ビット数は、対象のサブバン
ド中での単音についての音響心理学的マスキング効果に
関する経験的観察に基づいて、各サブバンドに対して割
り当てられる。この固定ビット割当てでは、低い周波数
における耳の選択度がより大きいことによって、低い周
波数においでは系の性能が主観的に低下することについ
て考慮を払っている。複合信号が存在する際のマスキン
グ性能は、通常・単音信号が存在する際のマスキング性
能よりも良好であるが、複合信号が存在する際のマスキ
ング効果は、良く理解されておらず、また予測できるも
のでもない。この系では、ビットの多くが固定ビットで
あり、比較的僅かのビットしか適応的に割り当てないと
いう点で、積極的なものとは言えない。この方法には、
幾つかの長所がある。その第１は、必要な固定ビットの
割当てを行った経験的手続には逆変換過程を含んでいた
ので、この固定ビット割当てでは逆変換によって作り出
される望ましくないひずみを本来的に補償することであ
る。第２に、適応ビット割当てのアルゴリズムを比較的
単純に維持することができることである。これに加え
て、エンコーダとデコーダとの間で生じる信号伝送誤り
は、デコーダ中のビットに対する値となると同時に不正
確な割当てともなるので、適応的に割り当てられたビッ
トはこのような誤りに対して一層敏感であることであ
る。
【００６４】本発明によるビット割当てに関する経験的
技法については、図１３を参照することによって、より
良く理解できるであろう。図１３では、５００Ｈｚの信
号音（正弦波）から生じる、出力雑音及びひずみの重要
な臨界帯域スペクトル（すなわち、ここに示してある雑
音及びひずみは、聴覚上の臨界帯域に関するものであ
る）を、３つの異なるビット割当てに関して、聴覚上の
マスキングと比較して示している。この図では、特定の
データを示すことよりむしろ、経験的な方法を示すこと
を企図している。
【００６５】割当てＡ（実線）は基準であり、任意の数
のビットを各変換係数に対して割り当てた時の、５００
Ｈｚの正弦波によって作り出される雑音及びひずみの積
を示している。割当てＢ（短い線の点線）は、割当てＡ
と同じ相対的割当てであるが、変換係数当たり２っ少な
いビットを音する雑音及びひずみの積を示している。割
当てＣ（鎖線）は、オーディオ帯域の１５００Ｈｚまで
の低い周波数部分に対して、割当てＡと同じ割当てを与
えた場合を示している。割当てＣは、約１５００Ｈｚか
ら上の高い周波数部分に対しては、割当てＢと同じであ
る。点線は、５００Ｈｚについての聴覚上のマスキング
を示している。
【００６６】以上の３つのビット割当て事例の総てにつ
いて、マスキング曲線の急激な低下による聴取可能な雑
音が５００Ｈｚの信号音以下の周波数において存在する
こと、すなわち、約１００Ｈｚから３００乃至４００Ｈ
ｚにかけて、雑音及びひずみの積がマスキングしきい値
より上にあることが観察されるであろう。ビットを２つ
少なくしたこと（割当てＡに対する割当てＢ）によっ
て、聴取可能な雑音及びひずみが悪化するが、割当てＣ
に示すように、５００Ｈｚの信号音以下の領域を含むス
ペクトルにこの２ビットを加え戻すことによって、元の
聴取可能な雑音反びひずみの水準を回復する。聴取可能
な雑音は、高い周波数においても存在するが、オーディ
オ・スペクトルの極めて高い部分において５００Ｈｚの
信号音によって作り出される雑音及びひずみの積は比較
的低いことから、ビットを滅らしたり追加した際にも、
実質的に変化しない。
【００６７】種々の周波数の信号音に応答して作り出さ
れる雑音及びひずみを、種々のビット割当てについて観
察することによって、オーディオ・スペクトル全体にわ
たって聴取可能なマスキングに関して受容できる雑音及
びひずみの水準となる、種々の変換係数に対するビット
長を割り当てることができる。図１３の例に関しては、
約１００Ｈｚから３００乃至４００Ｈｚまでの領域中の
マスキングしきい値以下の雑音及びひずみの積の水準を
低減するために、雑音及びひずみがマスキングしきい値
より低くなるまで、５００Ｈｚの信号音を含む変換係数
及びそれと至近の変換係数に関する基準割当てに対して
追加ビットを加えても良い。他の信号音に対しても、オ
ーディオ・スペクトル全体にわたって、信号音が存在す
る際に総合的変換係数ビット長割当てが受容できる雑音
となるまで、同様な段階を一度に１つずつ踏むことがで
きよう。これは、コンピュータ・シミュレーションによ
って、最も容易に行われる。スペクトル全体を通して各
変換係数から１っ又は２っ以上のビットを取り除くこと
によって、固定ビット割当て（割当てＢのように）が行
われる。必要に応じて、適応割当てビットが加えられて
（割当てＣのように）、問題の領域において聴取可能な
雑音が受容できる水準まで低減される。かくして、図１
３に示す例のようなビットの割当てに対する聴取可能な
雑音の増減に関する経験的観察によって、本発明の固定
及び適応ビット割当て構想の基盤が形成される。
【００６８】このエンコーダの好ましい実施例において
は、不均一量子化変換係数は、ブロック指数と可変長コ
ード・ワードとから成る、ブロック浮動小数点表現によ
って表される。上で述べたように、この可変長コード・
ワードは、更に、適応割当てビットの固定ビット長部分
と可変長部分とから成る。１組の変換ブロックに対する
符号化信号は、指数と、総ての適応割当てビットの１群
が続くコード・ワードの固定長部分とによって構成され
るフレームに組み立てられる。コード・ワードの指数及
び可変長部分は、適応割当てビットから別個に組み立て
られて、突発雑音誤りに対する脆弱性が低減される。
【００６９】先行技術でのエンコーダとは異なり、本発
明によるエンコーダでは、各フレーム中の適応割当てビ
ットの割当てに関する副次的な情報を伝送する必要がな
い。本発明のデコーダでは、エンコーダで用いられた割
当てアルゴリズムと同一の割当てアルゴリズムを用いる
ことによって、正しい割当てを誘導することができる。
【００７０】フレーム同期を必要とする用途において
は、本発明のエンコーダ部分によって、フォーマット化
されたデータが同期ビットに対して補足される。このフ
ォーマット化データ・ビットは、最初に無作為化され、
それにより１又は０のビットの長い列が生じる確率が低
減される。これは、特定の長さを超える長い連続を許容
しない、Ｔ−１搬送のような多くの環境において必要な
ことである。非同期の用途では、無作為化によって、フ
レーム内の有効データがブロック同期列と誤認される確
率もまた低減される。本発明によるデコーダ部分では、
フレーム同期データ・ビットを取り除き、逆無作為化を
適用することによって、フォーマット化データが復元さ
れる。
【００７１】符号化信号が悪化する可能性のある用途に
おいては、誤り訂正符号を用いて、最重要情報、すなわ
ち、指数、及び有り得る低い周波数の係数コード・ワー
ドの部分が保護される。フォーマット化されたフレーム
全体に誤り符号、及び上記の保護されたデータが分散さ
れて、突発雑音に対する感度が低減され、必要とされる
突発雑音の長さが重要データの訂正ができるまで増加さ
れる。
【００７２】本発明の種々の特長及び本発明の実施例に
ついては、「発明を実施するための望ましい形態」を述
べる以下の節、及び添付図面中で、より詳細に説明す
る。
【００７３】
【実施例】１．本発明の望ましい実施例 図１ａ及び図１ｂには、本発明の基本的な構造が示され
ている。図１ａに示す本発明のコーダ部分は、以下の部
分から成る。すなわちこれらは、時間領域信号入力１０
０、信号標本化及び量子化要素１０１、信号サンプル・
バッファ１０２、各ディジタル化時間領域信号ブロック
を変調する分析ウインドウ乗算要素（マルチプレクサ）
１０３、量子化信号を周波数係数に変換するディジタル
・フィルタバンク１０４、整数値の変換係数の各々を浮
動小数点表現に転換するフロック浮動小数点エンコーダ
１０５、総合的信号のスペクトル構成に従って各変換係
数の表現に対してビットを割り当てる適応ビット割当て
要素１０６、割り当てられたビット長に各変換係数を丸
める均一量子化琴置１０７、符号化された周波数係数を
伝送又は記憶のためにビット・ストリームにアセンブル
するフォーマット化要素、すなわち、フォーマット要素
１０９である。図１ａによって伝送通路１１０が示され
ているが、符号化信号を、後で使用するために、直ちに
記憶することもできることを理解して置くべきであろ
う。
【００７４】図１ｂに示す本発明のデコーダ部分は、以
下の部分から成る。すなわち、符号化されたビット・ス
トリーム信号入力１１１、符号化された周波数係数の各
々を組み立てられたビット・ストリームから抽出するデ
フォーマッタ１１２、各変換係数を整数値の変換係数に
転換する線形化要素１１３、変換係数を時間領域信号ブ
ロックに転換する逆ディジタル・フィルタバンク１１
４、時間領域信号ブロックを変調する合成ウインドウ乗
算要素１１５、時間領域信号のディジタル表現を復元す
る信号ブロック重複・加算要素１１６、アナログ・デジ
タル変換要素１１７、及びアナログ信号出力１１８であ
る。
【００７５】幾つかの離散ディジタル変換の何れを用い
ても、順方向及び逆方向のフィルタバンクを実現するこ
とができる。本発明の好ましい実施例で用いている変換
については、プリンセンとブラッドリーによるＩＥＥＥ
の音響、音声、信号処理会報の１９８６年ＡＳＳＰ−３
４巻、１１５３ぺージから１１６１ぺージ（Princenand
Bradley, IEEE Trans. on Acoust., Speech, Signal P
roc., vol. ASSP-34.1986, PP. 1153-161）までの中に
最初に叙述されている。この技法は、厳密に標本化され
たシングル・サイドハンド分析・合成系の時間領域等価
である。当出願においては、この技法を時間領域エイリ
アシング相殺（Time-Domain Aliasing Cancellation:
ＴＤＡＣ）と呼ぶ。本発明のもう１つの実施例において
は、離散フーリェ変換（ＤＦＴ）を用いることもでき
る。ＤＦＴ形に関する好ましい実施例については、ＴＤ
ＡＣ形について十分述べた後に論考する。
【００７６】Ａ．演算ハードウエア 本発明のＴＤＡＣ変換のための基本的なハードウエアの
構成を図２ａ及び第２ｂ図に示す。経験的研究から、所
与の性能目標を達成するためには、特別な手段を取らな
い限り、変換計算は少なくとも２０有意ビットの精度で
行われなければならないことが分かっている。１６ビッ
トの演算を利用するコーダを実現できる特別な手段の１
っについては、ＤＦＴの実施の一部として後に述べる。
【００７７】４４．１ｋＨｚ又は４８ｋＨｚの何れかの
サンプル・レートを用いる、本発明の単一チャネル版の
好ましい実施例の実現においては、時間領域入力信号を
２０μｓ以下の周期時間で量子化する、１６ビットのア
ナログ対ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を利用して
いる。１６ビットのディジタル化されたサンプルの各々
を用いて、後続の計算で用いられる２４ビットのワード
の有意１６ビットが形成される。待ち時間なしの、２
０．５ＭＨｚで動作するモトローラ（Motorola）社製Ｄ
ＳＰ５６００１型ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
を用いて、必要な計算が行われ、符号化・複号化過程が
制御される。スタティック等速呼出記憶要素（ＲＡＭ）
によって、ＤＳＰに対するプログラム化とデータ記憶と
が行われる。周期時間２０μｓ以下の１６ビットのディ
ジタル対アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）を用いて、複
合されたディジタル信号からアナログ信号が発生され
る。
【００７８】図２ａに示すエンコーダのハードウエアの
構成は、以下のものから成る。すなわち、アナログ信号
入力２００、低域フィルタ（ＬＰＦ）２００Ａ，ＡＤＣ
２０１，ＤＳＰ ２０２、スタティックＲＡＭ ２０
３、消去可能固定記憶要素（ＥＰＲＯＭ）２０４、及び
符号化されたシリアル信号出力２０６である。ＬＰＦ２
００Ａ２０（図１ａに示されていない低域フィルタ）に
よって、入力信号が帯域幅制限されることが保証され
る。ＡＤＣ ２０１によって、入力信号がシリアルの１
６ビットのワードにディジタル化（標本化及び量子化）
される。ＤＳＰ ２０２によって、ディジタル化された
サンプルのシリアル・ストリームが受け取られ、緩衝さ
れ、サシプルがブロックにグループ化され、ブロックを
周波数領域に変換するために必要な計算が行われ、変換
係数が符号化され、コード・ワードがデータ・ストリー
ムにフォーマット化され、符号化信号がシリアル・デー
タ通路２０６を通して伝送される。このＤＳＰのための
プログラミング及びデータ作業領域は、２組の８，１９
２個の２４ビット・ワードに秩序立てられているスタテ
ィックＲＡＭ ２０３の２つの２４ｋＢバンク中に記憶
される、このＤＳＰには、ＲＡＭ中ではプログラマブル
ＲＯＭ中で実現されるよりも一層安価に実現される、短
呼出時間プログラム記憶要素が必要である。その結果、
ＥＰＲＯＭ ２０４では、エンコーダが最初に起動され
る時にＤＳＰによってＲＡＭ ２０３で使用できる形式
で中身が取り出される圧縮フォーマット中に、プログラ
ミング及びスタティック・データが記憶される。ＰＡＬ
２０５によって、ＤＳＰ ２０２で発生されるプログ
ラム及びデータのアドレスがＲＡＭバンク２０３の特定
のアドレス・セグメントに翻訳されることにより、エン
コーダがプログラム及びデータをＲＡＭの単一の２４ｋ
Ｂバンク中に記憶することが可能になる。
【００７９】図２ｂ及び図３では、２つのＤＳＰインタ
ーフェイスについて更に詳細に示されている、図２ｂに
は、ＤＳＰ ２０２及びＡＤＣ ２０１のためのシリア
ル通信インターフェイスと、ＡＤＣ ２０１と、シリア
ル・データ通路２０６とが示されている。タイミング発
生要素２０２Ａによって、エンコーダのための、受取り
クロック、フレーム同期クロック、及び伝送クロック信
号が発生される。線路ＳＣＯによって、ＡＤＣ ２０１
からＤＳＰ ２０２へと、線路ＳＲＤに沿ってディジタ
ル化人力信号サンプルのシリアル・ビット・ストリーム
にクロック同期が掛けられる。線路ＳＣ１によって、各
１６ビット・ワードの始まりを標識するフレーム同期信
号が、ＡＤＣ及びＤＳＰに対して与えられる。線路ＳＣ
Ｋによって、ＤＳＰからシリアル・データ線路２０６へ
と、線路ＳＴＤに沿って符号化信号のシリアル・ビット
・ストリームにクロック同期が掛けられる。
【００８０】図３には、メモリをアドレスするインター
フェイスが示されている。前記のモトローラ社のＤＳＰ
５６００１のためのメモリは、プログラム、Ｘデータ、
及びＹデータの３つのセグメントに分割されている。Ｒ
ＡＭのバンクの１つにはプログラム・メモリが含まれて
いるが、ＤＳＰによって線路ＰＳが低電位にされると何
時でもこれが選択される。第２のバンクにはデータ・メ
モリが含まれているが、線路ＤＳが低電位にされると何
時でもこれが選択される。線路ＸＹを高電位にしたり、
低電位にしたりすることにより、それぞれＸデータ・メ
モリとＹデータ・メモリとがＤＳＰによって選択され
る。線路ＸＹをアドレス線路Ａ１２に取り付けることに
よって、Ｘデータ・メモリとＹデータ・メモリとは別の
アドレス空間に位置付けされる。したがって、Ｙデータ
・メモリの４ｋワード（４０９６又は２４ビット・ワー
ドの１０００１６）がワード・アドレス００００から０
ＦＦＦ１６に位置付けされ、Ｘデータ・メモリの４ｋワ
ードがワード・アドレス１０００１６から１ＦＦＦ１６
に位置付けされ、プログラム・メモリは８ｋワードの自
身の空間中にあり、ワード・アドレス００００から０Ｆ
ＦＦ１６から成る。
【００８１】プログラム・データＲＡＭ ２０３及びＥ
ＰＲＯＭ ２０４は、別のアドレス空間に位置付けされ
る。インバ一夕２０５Ｃによって、ＤＳＰ ２０２が、
アドレス線路Ａ１５の状態に従ってＲＡＭ又はＥＰＲＯ
Ｍの何れかを選ぶことが可能になる。ＤＳＰ ２０２に
よってＡ１５が高電位に設定されると、インバータ２０
５ＣによってＲＡＭ２０３及びＥＰＲＯＭ ２０４のチ
ップ選択（ＣＳ）線路は低電位に設定される。ＤＳＰ
２０２によってＡ１５が低電位に設定されると、インバ
ータ２０５ＣによってＲＡＭ ２０３及びＥＰＲＯＭ
２０４のＣＳ線路は高電位に設定される。ＣＳ線路が高
電位に設定されると、スタティックＲＡＭのみが選択さ
れる。
【００８２】図４ａに示されるデコーダのハードウェア
の構成は、符号化シリアル信号入力通路２０７、ＤＳＰ
２０８、スタティックＲＡＭ ２０９、ＥＰＲＯＭ
２１０、ＤＡＣ ２１２、ＬＰＦ ２１３Ａ、及びアナ
ログ信号入力２１３から成る。ＤＳＰ ２０８によっ
て、符号化信号が受け取られ、緩衝され、この信号のフ
ォーマットが符号化変換係数に分解され、この係数を時
間領域に変換するのに必要な計算が行われ、この係数が
時間領域ブロックにグループ化され、このブロックが重
複・加算されてディジタル・サンプルの時間領域別にさ
れ、このディジタル・サンプルがシリアル・ビット・ス
トリームの形でＤＡＣ ２１２に伝送される。ＤＳＰに
関するプログラミング及びデータ作業領域は、２つの
８，１９２個の２４ビット・ワードに順序立てられてい
るスタティックＲＡＭ ２０９の２つの２４ｋＢバンク
に記憶される。ＥＰＲＯＭ ２１０によって、エンコー
ダが最初に起動する時にＲＡＭ ２０９に対して使用で
きる形式でＤＳＰによって中身が取り出される圧縮フォ
ーマットで、プログラミング及びスタティック・データ
が記憶される。ＤＡＣ ２１２によって、ＤＳＰから受
け取られるシリアル・データ・ストリームに対応するア
ナログ信号が発生される。ＬＰＦ ２１３Ａ（図１ｂに
は示されていない低域フィルタ）によって、出力信号２
１３がこの符号化・複号化過程で作り出されるあらゆる
高域擬似信号から免れることが保証される。
【００８３】図４ｂには、ＤＳＰ ２０８のためのシリ
アル通信インターフェイスと、シリアル信号入力通路２
０７と、ＤＡＣ ２１２とが示されている。フェーズ・
ロック・ルーフを用いて符号化シリアル・ビット入力信
号からタイミング基準を抽出するタイミング発生器２０
８Ａによって、このデコーダのための、受取りクロッ
ク、フレーム同期クロック、及び伝送信号が発生され
る。線路ＳＣ０によって、ＤＳＰ ２０８へ、線路ＳＲ
Ｄに沿って符号化シリアル・ビット信号のクロック同期
が掛けられる。線路ＳＣＫによって、ＤＳＰ ２０８か
らＤＡＣ ２１２へと、線路ＳＴＤに沿って複号ディジ
タル化信号のシリアル・ビット・ストリームのクロック
同期が掛けられる。線路ＳＣ２によって、ＤＡＣと、Ｄ
ＳＰとに対してフレーム同期信号が与えられ、これによ
って、各１６ビット・ワードの始まりが標識される。Ｄ
ＳＰ ２０８とメモリ・アドレス・バスとの間のインタ
ーフェイスは、エンコーダについて上に述べたのと同様
な方法で実現される。図４ｂを参照して欲しい。
【００８４】２チャネルのエンコーダでは、図５ａに示
すように結合された、ＬＰＦ ２００Ａ及び２００Ｂ
と、ＡＤＣ ２０１Ａ及び２０１Ｂとが必要である。Ｄ
ＳＰ及びＡＤＣの構成要素間のインターフェイスは、１
チャネルのエンコーダについて上に述べたのと類似の方
法で動作する・タイミング発生器２０２Ａによって、フ
レーム同期信号の半分の伝送速度でＤＳＰの線路ＳＣ２
に対して付加的な信号が与えられて、マルチプレクサ２
０２Ｂが制御され、２つのＡＤＣの何れがディジタル化
データを現在送っているかがＤＳＰに対して指示され
る。
【００８５】２チャネルのデコーダでは、図５ｂに示す
ように結合されたＤＡＣ２１２Ａ及び２１２Ｂと、ＬＰ
Ｆ２２０１３Ａ及び２１３Ｂとが必要である。ＤＳＰ及
びＤＡＣの構成要素間のインターフェイスは、１チャネ
ルのデコーダについて上に述べたのと類似の方法で動作
する。タイミング発生器２０８Ａによって、フレーム同
期信号の半分の伝送速度でＤＳＰの線路ＳＣ１に対して
付加的な信号が与えられて、デマルチップレクサ２０８
Ｂが制御され、２つのＤＡＣの何れがディジタル化デー
タを現在受け取っているかがＤＳＰに対して指示され
る。
【００８６】この基本的なハードウエア構成を改変する
ことができる。例えば、待ち時間なしの、２７ＭＨｚで
動作するモトローラ社のＤＳＰ６５００１ １個によっ
て、２チャネルのエンコーダ又はデコーダを実現でき
る。この場合、追加のＲＡＭが必要となるかもしれな
い。
【００８７】特別のハードウェアを用いて、ウインドウ
変調又は高速フーリェ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Tra
nsform）のような幾つかの機能を行うこともできる。こ
の総合的なエンコーダ・デコーダを特別仕立ての集積回
路中で実現することもできる。これ以外にも数多くの実
施方法があることは、当業者にとっては明白であろう。
【００８８】Ｂ．入力信号の標本化とウインドウ処理 本発明の現在の実施例において、信号標本化及び量子化
要素１０１は、引き続いて右側に８個の０ビットが引き
当てられて２４ビットの整数表現を形成する１６ビット
に入力信号を量子化する、アナログ対ディジタル・コン
バータである。後続の変換計算は総て、２４ビットの整
数計算で行われる。アナログ入力信号は、最高でも１５
ｋＨｚ（２０ｋＨｚ帯域幅コーダに関しては、２０ｋＨ
ｚ）に帯域幅を制限しなければならない。これは、図１
ａには示されていない低域フィルタによって達成され
る。
【００８９】上で論じたように、信号の標本化及び量子
化要素１０１によって作り出される信号サンプル・ブロ
ック長は、非常に重要な成分である。この長さは、信号
伝播遅延をディジタル・フィルタ性能と平衡させるよう
に選ばれなければならない。前方変換（ディジタル・フ
ィルタバシク１０４）は、総ての変換計数が計算される
まで総てのブロックのサンプルを待たなければならな
い。逆変換（ディジタル・フィルタバンク１１４）にお
いても、時間領域信号が復元されるまで総ての係数を待
たなければならない点で、同様な遅延がある、その結
果、前方及び逆変換の両方がブロック期間の大きさに等
しい期間で行われると仮定すると、信号が本発明の系を
通過するための遅延は、信号サンプル・ブロック長の３
倍になる。望ましい総合的遅延は約１０ｍｓ以上であっ
てはならないので、信号サンプル・ブロック長は３．３
ｍｓを超えてはならない。
【００９０】しかし、ブロック長を短くすることはフィ
ルタ帯域幅を狭めることであり、僊移帯域ロールオフと
阻止帯域の深さとに不利な影響を与えることになるの
で、できるだけ長いブロックを用いることが望ましい。
したがって、選択されるブロック長は、前文節で論じた
ような３．３ｍｓの制約を受けつつも、可能な限り長い
ものにしなけれぱならない。他の品質に加えて、少なく
ともコンパクト・ディスク（ＣＤ）が具える品質の音楽
信号は、１５ｋＨｚを超える帯域幅を有する。ナイキス
トの理論から、１５ｋＨｚの帯域の信号は３０ｋＨｚ以
上で標本化されなければならないことは周知のことであ
る。４４．１ｋＨ〓のサンプル・レートがＣＤ用途に用
いられており、このサンプル・レートを選択することに
よって本発明をこのような用途に用いる要素が単純化さ
れるので、現在の実施例に対しては４４．１ｋＨｚのサ
ンプル・レートが選ばれている（このサンプル・レート
によって、本発明の２０ｋＨｚ帯域幅の代替的実施例を
も実施できる）。このサンプル・レートを所与のものと
すると、３．３ｍｓのブロックは、１４７個のサンプル
から成る。しかし、もしサンプルの数を２の累乗にすれ
ば、ディジタル・フィルタの計算は単純化される。その
ようにした結果、１ブロック当たりのサンプル数を１２
８にすることにより、ブロック長は２．９ｍｓに確定さ
れる。
【００９１】別のサンプル・レート、つまり、多くの職
業用オーディオ用途に一般的となっている４８ｋＨｚの
ようなサンプル・レートを用いることもできる。もし異
なるサンプル・レートが選ばれると、隣接する変換係数
間の周波数分離が変化し、望ましい信号帯域幅を表現す
るために必要な係数の数が変化する。サンプル・レート
を変えた際に本発明の実施例が受ける総ての影響につい
ては、当業者にとっては明白であろう。
【００９２】入力信号が複素数でない、すなわち、虚数
成分の総てが０であると仮定すると、５１２サンプル・
ブロックの周波数領域変換によって、最大２５６の非０
の特異変換係数が作り出される。したがって、図１ａ及
び図１ｂに示す本発明は、２５６の周波数ビンから成
る。この実施例において、各ビンの帯域幅は８６．１Ｈ
ｚ（又は４４．１ｋＨｚ／５１２）に等しい。（幾つか
の離散変換に関しては、ビン０、すなわち直流又は０周
波数は、この量の半分に等しい帯域幅を有する）。１
５．６ｋＨｚの信号を通過させるために、０から１８２
までの係数のみが用いられる。（２０ｋＨｚの信号を通
過させるためには、０から２３３までの係数が用いられ
る）。入力信号の帯域幅を超える追加の高い周波数係数
は、エイリアシング消去を行った際の設計帯域幅内での
量子化誤りの悪効果を最小化するために用いられる。入
力信号が１５ｋＨｚ（又は２０ｋＨｚ）に帯域幅制限さ
れ、最終的出力信号もまた帯域幅制限されて、最高係数
中を通過するあらゆるエイリアシングが相殺されている
ことに注意して欲しい。
【００９３】変換では、サンプル・ブロック中の信号は
周期性のものであると仮定しているので、サンプル・ブ
ロックが改変、すなわち、修正されない限り、存在しな
いスペクトル成分を誤って作り出す。図６ａを参照のこ
と。この変換誤りは、図６ｂに示すようにブロックの縁
の不連続性に起因している。これらの不連続性を緩和し
て、この効果を最小化することもできる。ブロックの縁
の近くにあるサンプルを０に近付けるように、ブロック
をどのようにして改変又は重み付けするかについて図７
ａから図７ｄまでに示してある。図７ａ図に示すマルチ
プレクサの回路によって、図７ｂに示す標本化入力信号
ｘ（ｔ）が図７ｃに示す重み付け機能により変調され
る。この結果生じる信号を図７ｄに示す。この過程は図
１ａのボックス１０３で表される。分析ウインドウと呼
ばれるこの重み付け関数は、信号サンプル・ブロックを
サンプルごとに逓信することであるが、この形状によっ
てディジタル・フィルタの性能に強い影響を与えるの
で、数多くの研究の主題となってきた。その例として、
ハリスによるＩＥＥＥ学会誌１９７８年６６巻５１ぺー
ジから８３ページまでの論文、「離散フーリェ変換を用
いた高調波分析のためのウインドウの使用について」
（Harris,“0n the Use of Win-dows for HarmonicAnal
ysis with the Discrete Fourier Transform”, Proc.I
EEE, vol. 66, 1978, pp. 51-83）を参照のこと。要約
すると、良好なウインドウによって、阻止帯域幅の深さ
の所与の水準に対する僊移帯域ロールオフの鋭さが増大
され、隣接するブロックを重複・加算することによりウ
インドウの変調効果を修正することが可能になるという
ことである。ウインドウの設計については、以下で更に
詳しく論考する。
【００９４】Ｃ．分析フィルタバンク、順方向変換 離散変換によって、図１ａに示すディジタル・フィルタ
バンク１０４が実現される。フィルタ作用は、時間領域
信号サンプル・ブロックを時間変化スペクトル係数に転
換することによって行われる。本発明の１つの実施例で
用いられているこの変換技法は、時間領域エイリアシン
グ相殺（ＴＤＡＣ：Time-Domain Alias-ing Cancellati
on）である。ＴＤＡＣでは、改変された離散余弦変換
（DiscreteCosine Transform：ＤＣＴ）の代替的応用と
等価の変換機能を、改変された離散正弦変換（ＤＳＴ：
Discrete Sine Transform：）と共に利用する。
【００９５】Ｅ−ＴＤＡＣでは、改変された離散正弦変
換（Dis-crete Sine Transform:ＤＳＴ）を伴う改変さ
れた離散余弦変換（Discrete Cosine Transform:ＤＣ
Ｔ）の代替的応用に等価の変換関数を利用する。ＤＣＴ
は以下の式１、ＤＳＴは以下の式２に示される。すなわ
ち、
【００９６】
【式１】 ここで、 ｋ＝周波数係数番号 ｎ＝入力信号サンプル番号 Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｍ＝Ｅ−ＴＡＤＣに関する位相項 Ｘ（ｎ）＝サンプルｎにおける入力信号Ｘ（ｔ）の量子
化数 Ｃ（ｋ）＝ＤＣＴ係数ｋ Ｓ（ｋ）＝ＤＳＴ係数ｋである。
【００９７】ＴＤＡＣ変換では、２組のスペクトル係数
又は変換ブロックの１つが各信号サンプル・ブロックに
対して交互に作り出される。これらの変換ブロックは、
次式の形を取る。すなわち、
【００９８】
【式２】 ここで、 ｉ＝信号サンプル・ブロック番号 Ｃ（ｋ）＝ＤＣＴ係数（式１を参照のこと） Ｓ（ｋ）＝ＤＳＴ係数（式２を参照のこと） である。
【００９９】ここで用いられる計算アルゴリズムは、高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）である。クーリーとテューキ
ーによる数学計算誌１９６５年１９巻、２９７ページか
ら３０１ぺージまでの論文、「複体フーリエ・シリーズ
の機械計算のためのアルゴリズム」（Cooley and Tuke
y, “An Al-gorithm for the Machine Calculation ofC
omplex Fourier Series”, Math. Comp., vol. 19, 196
5, PP. 297-301）を参照のこと。単一のＦＦＴを用いて
単一複素変換の実数及び虚数成分としてＤＣＴ及びＤＳ
Ｔをそれそれ決定することによって、ＤＣＴ及びＤＳＴ
を同時に行うことができる。この技法では、ＦＦＴは複
素変換であるが、両方の入力信号サンプル・ブロックは
実数値のサンプルのみから成るという事実を利用してい
る。これらの変換を１つのＦＦＴと一連の複素定数との
積に因数分解することによって、ＤＣＴ係数が１組の実
数値として変換から出現し、ＤＳＴ係数が１組の虚数と
して表される。したがって、１つの信号サンプル・ブロ
ックのＤＣＴを、もう１つの信号サンプル・ブロックの
ＤＳＴと共に、複体アレイの乗算及び加算が後に続くた
だ１つのＦＦＴによって、同時発生的に計算することが
できる。
【０１００】１つのＦＦＴを用いて２つの変換を同時発
生的に計算するこの基本的な技法は、当分野では周知の
ものであり、ニュー・ジャージイ州イングルウッド・ク
リフズのプレンティス・ホール社１９７４年出版の、ブ
リガムによる「高速フーリェ変換」（Brigham, TheFast
Fourier Transform, Englewood Cliffs, NJ: Prentice
-Hall, Inc.,1974）に叙述されている。Ｅ−ＴＤＡＣに
対する改変ＤＣＴ及びＤＳＴの同時発生的な計算に関す
る追加的な情報は、カリフォルニア州スタンフォードの
スタンフォード大学の、ルッカボウによる１９８８年６
月の博士学位論文、「音声の可変レート及び適応周波数
領域ベクトル量子化」（Lookabaugh,“Variable Rate a
nd Adaptive Frequency Domain Vector Quantization o
f SPeech”, Stanford, CA: Stanford University, PhD
Thesis, June, 1988）中に見ることができる。
【０１０１】この同時発生的な過程は、１つのチャネル
に対してＤＣＴブロック、もう１つのチャネルに対して
ＤＳＴブロックという形で各チャネルに対して変換ブロ
ックが同時発生的に発生される２チャネルの用途におい
て、とりわけ有用である。所与のチャネルに対する符号
化されたフロックは、ＤＣＴとＤＳＴの間で交替し（式
５を参照）、常に相互のチャネル・ブロック間で逆の形
式となる。各チャネルに対して１つずつの１組のブロッ
クは、来に変換され、フ才一マット化される。
【０１０２】プリンセンは、適正な位相成分ｍ、及び注
意深く設計された１組の分析・合成ウインドウを用いる
ことによって、Ｅ−ＴＤＡＣ技法では以下の形式の余弦
及び正弦変換の交互する列から正確に入力信号を復元で
きることを示している。すなわち、 ｛C(k)}0, {S(k)}1, {C(k)}2, {S(k)}3,・・・ (5) である。ここで、各変換ブロックは、１つの時間領域信
号サンプル・ブロックを表す。この過程は、図１４ａか
ら図１４ｅまでと、図１５ａから図１５ｄまでと、図１
６ａから図１６ｇまでに示されている。
【０１０３】図１４ａを参照すると、１組の量子化され
た入力信号ｘ（ｔ）がブロックにグループ化されている
ことが分かる、図１４ｂに示すウインドウ関数Ｗｃで変
調された１組のブロックによって、図１４ｄに示す信号
ｘｃ（ｔ）が作り出される。信号ｘｃ（ｔ）はＤＣＴに
対する入力である。標本化された入力信号ｘ（ｔ）のブ
ロックの別の１組は、第１の組とブロック長の半分だけ
重複されるが、図１４ｃに示すウインドウ関数Ｗｓ（こ
れのウインドウ関数はＷｃと同等であるが、時間的にブ
ロック長の半分だけずれている）によってウインドウ処
理されて図１４ｅに示す信号ｘｓ（ｔ）を作り出し、次
にＤＳＴに受け渡される。
【０１０４】ＤＣＴ及びＤＳＴの交互の変換ブロックの
みを用いることによって、これらの変換ブロックの廃棄
された半分に含まれる情報が失われることになる。この
損失によって時間領域エイリアシング成分が作り出され
るが、式１及び式２について適切な位相項ｍを選び、重
複された時間領域信号サンプル・ブロックに対して前向
き変換を適周し、逆変換で復元される隣接する時間領域
信号サンプル・ブロックを重複・加算することによっ
て、このひずみを相殺することができる。
【０１０５】式１及び式２における位相項ｍによって、
この時間領域エイリアシングひずみの位相転移が制御さ
れる。図１５ａから図１５ｄまでと、図１６ａから図１
６ｇまでに、このひずみが説明されている。逆ＤＣＴか
ら復元される信号ｘ′ｃ（ｔ）が、図１５ａに示されて
いる。図１５ｂでは、この復元信号が２つの成分、すな
わち、元のウインドウ処理された信号（実線）と、時間
領域エイリアシングひずみ（点線）とから成ることが示
されている。図１５ｃ及び図１５ｄには、逆ＤＳＴから
復元される信号ｘ′ｓ（ｔ）についての類似の情報が示
されている。このエイリアシングひずみを相殺し、元の
時間領域信号を正確に復元するために、Ｅ−ＴＤＡＣで
はこのエイリアシングが次のようであることが必要であ
る。すなわち、ＤＣＴについては、時間領域エイリアス
成分は、サンプル・ブロックの約１／４の点の時間以内
で反転される標本化信号の第１半部と、サンプル・ブロ
ックの約３／４の点の時間以内で反転される標本化信号
の第２半部とから成ることである。ＤＳＴについては、
このエイリアス成分は振幅の記号が逆になっていること
以外は、ＤＣＴについての場合と類似であることであ
る。図１５ｂ及び図１５ｄを参照のこと。エイリアス相
殺に必要な位相項は、次式のとおりである。すなわち、
【０１０６】
【式３】 ここで、 Ｎ＝サンプル・ブロック長 である。
【０１０７】ＴＤＡＣにもまた、重複された信号サンプ
ル・ブロックに対して、注意深く設計された１組の分析
・合成ウインドウを適用することが必要である。この信
号サンプル・ブロックは１００％の重複、すなわち、所
与のブロックの５０％が前のブロックによって重複さ
れ、同ブロックの残りの５０％が後のブロックによって
重複されている形で、重複されていなければならない。
図１６ａから図１６ｇまで、信号サンプル・ブロックの
重複と、その結果のエイリアス消去とについて示してあ
る。図１６ａ及び図１６ｄに示す、逆ＤＣＴ及びＤＳＴ
から復元される信号ｙｃ（ｔ）及びｙｓ（ｔ）は、それ
それウインドウ関数Ｗｃ（ｔ）及びＷｓ（ｔ）によって
変調されて、これにより図１６ｃ及び図１６ｆに示す信
号ｙｃ（ｔ）及びｙｓ（ｔ）が作り出される。これらの
ウインドウ処理された信号の重複されたブロックが加算
されると、エイリアス成分は消去され、図１６ｇに示す
その結果の信号ｙ（ｔ）は元の入力Ｘ信号（ｔ）を正確
に再構成したものとなる。
【０１０８】この分析・合成過程巾に用いられるウイン
ドウの設計と重複・加算については、以下で更に詳しく
論考する。この時点では、変換ブロックの半分を省略す
ることによって必要なビットレートは半減されるが、信
号合成中にＥ−ＴＤＡＣに必要な１００％重複を行うこ
とによりビツトレートが倍加されることを注意して置く
ことで十分である。その結果、Ｅ−ＴＤＡＣは必要なビ
ットレートに対しては中立的な効果を持つ。
【０１０９】Ｄ．不均一量子化 フィルタ・バンク１０４から誘導される各変換係数は、
不均一量子化要素１０８によって、符号化され、サブバ
ンドにグループ化される（表Ｉ及びIIにサブバンドに対
する変換係数の割当てを示す）。この不均一量子化要素
は、図１ａに示す、ブロック浮動小数点エンコーダ１０
５と、適応ビット割当て要素１０６と、均一量子化要素
１０７とによって構成されている。量子化は、変換ブロ
ック・ペア、すなわち、１チャネル系における２つの隣
接するブロックの何れか、若しくは、２チャネルの各チ
ャネルからの１つのブロックに対して行われる。第７図
に示すように、不均一量子化は、５つの主要な部分から
成る。すなわち、（１）サブバンド指数を計算し、
（２）主指数を決定し、（３）係数の周波数の関数とし
ての各係数コード・ワードのビット長を初期設定し、
（４）特定のコード・ワードに対して追加ビットを適応
的に割り当て、及び（５）適応ビット割当てと、係数の
周波数に基づく最小ビット長との合計から計算されるビ
ット長に従ってコード・ワードの丸めと打切りを行うこ
とである。
【０１１０】数値量の浮動小数点表現は、ディジタル・
データ表現の分野では周知であり、整数表現で可能な範
囲より一層広い範囲の値を表現するために用いられる。
浮動小数点数は、仮数及び指数で構成される。本発明の
実施例において、仮数は、２の補数形式で表現される記
号化された整数値表現である。
【０１１１】この対応する指数は、表現されている数の
量の真値にこの仮数を転換（正規化又は非正規化の何れ
かに）するのに必要な、２のべきの乗数に等しい非記号
化値である。この表現は、以下のように表現できる。す
なわち、 Ｆ＝Ｍ・２−Ｅ (7) ここで、 Ｆ＝浮動小数点の値 ｕ＝記号化整数値仮数 Ｅ＝非記号化整数値指数 である。
【０１１２】例えば、指数３では、この浮動小数点の値
が、この整数値仮数に２−３を乗じることにより得られ
ることを指示する。これは、仮数の二進表現を右へ３桁
移動することと等価である。
【０１１３】正の非０仮数は、最も有意のビットが非０
である時、正規化されていると言われる。負の値を持っ
仮数は、最も育意のビットが０である時、正規化され
る。正規化された仮数によって、数量に対する有意のビ
ットの最大値が仮数の制限ビット長内に含まれることが
保証される。
【０１１４】ブロック浮動小数点表現もまた、当分野で
は周知であり、従来の浮動小数点表現で可能なビット数
より少ないビットで１組の浮動小数点数を表現するため
に用いられる。この技法では、仮数の群に対して１つの
指数を用いる。この群中の幾つかの仮数は、正規化する
ことができない。この群中で最も大きい量に対する仮数
は、その量が小さ過ぎる、すなわち、正規化するのに必
要な倍数を指数が表現することが不可能ということがな
いという条件下で、正規化される。しかし、仮数が正規
化されるかされないかに拘らず、指数は、浮動小数点量
の真値を得るためにこの群中の各整数値仮数を右に転移
しなければならない桁数を常に表現する。
【０１１５】１．サブバンド指数 ブロック浮動小数点エンコーダは、部分１及び２の不均
一量子化要素から成る。第１部分によって演じられる機
能を、図８のボックス７０１に示す。この部分によっ
て、幾つかのサブバンド周波数係数の各々に対するサプ
バンド指数が計算される。これらのサブバンドは表Ｉに
示されている。この過程は、３つの段階から成る。第１
段階では、１つの変換ブロック内で各サブバンド中の最
大の変換係数を見付け、これらの２４ビットの係数を正
規化するために必要な左への転移の桁数を決定する。第
２段階では、第２の変換ブロックに関して対応する転移
値を決定する。第３段階では、第１の変換ブロック中の
各サブバンドの転移値とこれに対応する第２の変換ブロ
ックの転移値とを比較し、この２つの中の小さい方の値
を選び、この値を両ブロック中の適切なサブバンドに対
する指数として保存する。
【０１１６】２．主指数 不均一量子化要素部分の第２部分によって、２つのサブ
バンド群の各々に対する１ビットの主指数の値が決定さ
れる。この主指数は、コーダのダイナミック・レンジを
広げるために用いられる。表Ｉを参照すると、主指数Ｍ
ＥＸＰＯによって、低周波数サブバンド０から１８まで
が表現されていることが分かる。主指数ＭＥＸＰ１によ
って、１９から３６までの高いサブバンド周波数が表現
される。（２０ｋＨｚコーダに関しては、表IIに示され
ているように、３つの追加的サブバンドが必要であ
る）。もし群の中の総てのサブバンド指数が３であるか
若しくはそれ以上であれば、この群に対する主指数は１
に設定され、群中の総てのサブバンド指数は３まで滅ら
される、主指数が１に設定されると、群中の総てのサブ
バンド内の総ての符号化された主指数が、サブバンド指
数値によって指示される桁よりも３桁左に転移されるこ
とが指示される。主指数が０である時には、群中の各サ
ブバンド指数によって、このサプバンド中での各変換係
数に関する左への転移の合計桁数が正確に表現される。
これらの主指数によって、十分なダイナミック・レンジ
を持たせながら、より短いサブバンド指数を用いること
が可能になる。過程中のこの段階は、図８のボックス７
０２ａ及び７０２ｂに示されている。
【０１１７】符号化信号を表現するのに必要な総合的な
ビットを減少させる、追加的な段階を取ることもでき
る。１つの指数によって単一の係数が表現されている総
てのサブバンドにおいて、正規化された仮数の記号ビッ
トは過分なものである。上で論考したように、正規化さ
れた仮数中では、記号ビットと最も有意なデータ・ビッ
トとは、常に逆の値である。したがって、記号ビットを
エンコーダによって脱落させることができ、デコーダに
よって復活させることができる。この脱落されたビット
を当出願では「隠れビット」と呼ぶ。
【０１１８】仮数が正規化されているかどうかを、指数
を調べることによって判断できる。もし指数が最大値
（本発明の好ましい実施例で用いている浮動小数点系中
では主指数を調整した後に１５になる）よりも小さけれ
ば、この仮数は正規化されている。もし指数が最大値に
等しければ、結論を引き出すことができないので、仮数
は正規化されておらず、隠れビットはないものと仮定さ
れる。
【０１１９】この技法は、仮数が自身の独特の指数を１
つしか含んでいない仮数に関してのみ用いることができ
る。このような係数は通常正規化されると仮定すると、
固定又は最小ビット長をこの係数に関して表Ｉに示され
ているように減らすことによって、ビット要件の低減が
実現される。もしたまたま変換係数が正規化されていな
ければ、周波数成分は非常に小さい振幅であるので、低
減ビット長によって聴取可能な雑音が発生することはな
いであろう。
【０１２０】３．固定ビット長 不均一量子化要素の第３部分によって、左に転移された
変換係数の各々に対する初期最小ビット長が設定され
る。このビット市は、係数の周波数に従って設定され
る。図８のボックス７０３にはこの過程のこの部分が表
され、表Ｉには各係数のコード・ワードに対して固定さ
れるビットの最小数が示されている。この最小ビット長
は、代表的なフィルタバンクの応答特性曲線を音響心理
学的マスキングしきい値曲線と比較することによって誘
導されたものである。フィルタの性能は信号及び係数の
周波数の間の周波数差のみの関数であるので、このフィ
ルタバンクの応答特性を表すのにどのような周波数係数
を用いても良い。図１０に示す応答特性曲線は、フィル
タの通過帯域内の周波数の範囲に対するフィルタの応答
特性の実効値から得られる。上で論じたように、フィル
タの選択度は、分析ウインドウの形状と、各時間領域信
号ブロック中のサンプルの数とによって影響される。信
号合成過程中に付加的な選択度の損失が生じるので、総
合的コーダの応答特性は図１０に示す程には良好ではな
いことに注意して置きたい。この効果については以下で
論考するが、図１７ａ及び図１７ｂにもまた示されてい
る。
【０１２１】２つの音響心理学的マスキング曲線が図１
０に示されている。これらの曲線は、オーディオ技術協
会誌１９８８年第３５巻の５１７ページから５３４ペー
ジまでのフィールダーによる論文、「ディジタル・オー
ディオ・コンバータによって作り出される聴取可能なひ
ずみと雑音の評価」（Fielder,“Evaluation of theAud
ible Distortion and Noise Produced by Digital Audi
o Converters”, J.Aud-io Eng. Soc., vol. 35, 1988,
pp. 517-534）から誘導されたものである。耳の聴覚上
の２０選択度は周波数と共に大きく変化するが、５００
Ｈｚから２ｋＨｚの間の周波数に対しては１ｋＨｚの曲
線が耳の特性を代表し、より高い周波数に対しては４ｋ
Ｈｚの曲線が耳の特性を代表する。低いビット・レート
を達成するためには、変換コーダに関しての僊移帯域ロ
ールオフと阻止帯域排除の割合は、音響心理学的マスキ
ング曲線の割合と同じ程度に大きくなければならない。
とりわけ、１ｋＨｚ以下のマスキング信号音に対する耳
の聴覚上の選択度は極めて高いことに注意して欲しい。
【０１２２】当分野での別の変換コーダでは、少なくと
も５１２サンプルの時間領域ブロック長を用いることに
よって、この必要なサブバンド帯域と選択度とを達成し
ている。例えば、ＩＥＥＥの音響、音声及び信号処理国
際会議１９８７年１４１ぺージから１４４ぺージまでの
ブランデンバーグによる論文、「ＯＣＦ一高品質音響信
号のための新しい符号化アルゴリズム」（Brandenburg,
0CF--A New Coding Algorithm for High QualitySound
Signals”（ＩＥＥＥｎａ１Ｐｒｏｃ., 187,pp. 141-1
44）を参照のこと。
【０１２３】上で論じた遅延の制約のために、本発明で
は１２８個のサンプル・ブロックを用いており、望まし
くない程度に広い帯域幅と劣化したフィルタ選択度と
を、別の方法で克服しなければならない。この問題の克
服は、４ｋＨｚ以下の符号化された周波数係数の総でに
ついて追加のビットを確保することによって、部分的に
達成されている。図１１ａでは、フィルタの応答特性を
４ｋＨｚの音響心理学的マスキング曲線に対して比較し
ている。周波数が上がるにつれてコーダの帯域幅と選択
度が音響心理学的マスキング曲線に対して向上するの
で、高い周波数の係数を表すために必要なビット数は少
なくなる。この関係は、表Ｉに示す最小ビット長の値に
反映されている。
【０１２４】図１１ｂでは、１ｋＨｚのマスキング曲線
を、この音響心理学的マスキング曲線が常に上になるよ
うに漏らせてあるフィルタ応答特性に対して比較してい
る。このフィルタ応答特性に関する偏りは、低い周波数
の係数に対して磯保してある追加ビットによって得られ
る、精度の増加に負うものである。各追加ビットによっ
て、信号対雑音比が約６ｄＢ向上する。図１１ｂでは、
もしマスキシグに寄与する別の信号音が存在しなけれ
ば、低い周波数の変換係数を符号化するために８ｄＢの
相殺（又は約１．３の追加ビットの精度）を必要とする
ことが示されている。
【０１２５】しかし、図１０、図１１ａ、及び図１１ｂ
に示されている曲線は、単音又は非常に狭い帯域の雑音
によって作り出される音響心理学的マスキング効果を表
しているので、これらの図によって示唆されている最小
ビット長は控え目なものである。図１２には、３つの音
の個々のマスキング曲線を単純に重ね合わせることによ
って誘導された複合マスキング曲線が示されている。経
験的な証拠によって、重合音の実際のマスキング効果を
理解すると、この複合マスキング曲線さえもまた、非常
に控え目なものであることが示されている。更に、一般
的に音楽は幾つかの個別の周波数よりも数等複雑な信号
であり、その結果、マスキングの水準が増大することに
よって、変換係数コード・ワードに必要な精度を下げる
ことが可能になる。結果として、表Ｉに示される、ＤＣ
Ｔ係数Ｃ（０）及びＤＳＴ係数Ｓ（１）以外の総てに関
する最小ビット長は、図１１ａ、及び図１１ｂのマスキ
ング曲線によって示唆される各係数コード・ワードのビ
ット長から３ビットを控除することで得られる。上記の
２つの低い周波数の係数以外は、特定の係数の精度を増
加するために必要なところでは、適応ビット割当てによ
って追加ビットが供給される。
【０１２６】４．適応ビット割当て ａ．大要 不均一量子化要素の第４部分によって、適応ビット割当
てが行われる。図８のボックス７０４には、この割当て
過程の大要が提示されている。大まかに言って、各変換
ブロックについて、ビット割当てによって、４つの相で
特定の係数に対する固定の数の追加ビットが割り当てら
れる。このビットの数を、信号符号化品質とビットレー
トとの平衡を取るように選ぶことができる、本発明の好
ましい実施例では、この割当てを３４ビツトで設定す
る。この制限を、当出願では、割当て最大値、又は割当
て可能ビット数と呼ぶ。
【０１２７】現状の実施例では、１係数当たり４ビット
の最大値を割り当てている。この最大値は、符号化精度
と総合的ビットレートとの間の設計上の妥協を表してい
る。当業者には、本発明の概念又は基本的目的を変更せ
ずに、この最大値、又は適応割当て可能ビット数を変え
ることができることが分かるであろう。
【０１２８】相０は、残りの相に対する初期化の過程で
ある、相１では、１係数当たり４ビットの最大値まで、
最大のスペクトル・エネルギーを有する同一に重要な周
波数帯域内の係数に対してビットが割り当てられる、も
し割当て可能ビットの総てが相１の内に割り当てられる
ならば、この割当て過程は停止される、もしそうでなけ
れば、相２によって、全適応割当ビットが各係数に対し
て４ビットになるように、相１の期間で割り当てられた
変換係数に対して追加ビットが割り当てられる。もし割
当て可能なビットの総てが相２の最中に割り当てられる
ならば、この割当て過程は停止される。もしビットが幾
らかでも残っているならば、相３によって、相１及び相
２の内０に割り当てられた係数に隣接する係数に対して
ビットが割り当てられる、この手順の更に詳細な概念に
ついては、以下の文節で叙述する。この手順の論理の実
施については、後で論考する。
【０１２９】図９は、特定の変換係数に対して適応的に
ビットを割り当てる概念上の過程の図である。相０の初
期化段階がボックス８００中に示されている。第１段階
では、アレイＡ（）の要素が０に設定される。次の段階
では、最大のスペクトル成分を音するサブバンドに対す
る指数である、最小のサブバンドの指数が識別され、こ
の値がＸＭＩＮて保存される。総てのサブバンドの指数
がＸＭＩＮ除され、その差異がアレイＭ（）中に記憶さ
れる。有り得る最小のサブバンドの指数は０であり、有
り得る最大のサブバンドの指数は４ビットの高い周波数
サブバンド指数に対する最大値１５と主指数ＭＥＸＰ１
に対する値３とを加えた、１８であることに注意して欲
しい。表Ｉを参照して欲しい。したがって、アレイ
Ｍ（）中の有り得る値の範囲は、負の１８から０までで
ある。次の段階で、アレイＭ（）の各要素に４が加えら
れ、０以下の総ての要素は０に設定される。相０の終り
においては、アレイＭ（）は、各サブバンドについて１
つの、値が０から４までの範囲の要素の１組から成る、
４の値を有する要素は、サブバンド中の少なくとも１つ
の係数が全信号中で最大のスペクトル係数の１つを有す
るサブバンドを表す。
【０１３０】相０では、図９のボックス８０１に示す過
程を用いて、もう１つのアレイＡ（）が構成される。こ
のアレイＡ（）は、各サブバンド中の係数に割り当てら
れるビットを表す。Ａ（）中の各要素は、サブバンドに
対応する、より高いサブバンド指数は複合変換係数を表
すので、Ａ（）の各要素は対応するサブバンド中で総て
の変換係数に割り当てられるビット数を表すことを表Ｉ
から思い出して欲しい。例えば、表Ｉを参照すると、サ
ブバンド７は、係数７及び８を表す。もし要素Ａ（７）
が値１を有するならば、変換係数７及び８に対して１ビ
ットずつの、２ビットが割り当てられることを示してい
る。この例について続けると、もし要素Ａ（１８）が値
２を有するならば、変換係数３９から４５の各々に対し
て２ビットずつの、１４ビットが割り当てられる。この
割当て過程の間中、Ａ（）の各要素が増分されるにつれ
て、割当てのために残って２０ビットから割り当てられ
たビットの数が控除される。
【０１３１】この相、又はそれに続く相の総ての間中に
割当て可能なビット総てが割り当てられると、この相は
直ちに終結し、次の相は省かれる。割当て限界に達する
最後の段階中に、この段階中にサブバンドに割り当てら
れるビットの数は、割当てのために残っているビットの
数を超えない。２つ以上の係数を有するサブバンドの処
理が行われている間に割当て可能なビットの最後のもの
が割り当てられると、このサブバンド中の係数総てに同
じ数のビットが割り当てられないことがあり得る。
【０１３２】最も低い周波数係数を表すＭ（）アレイ要
素［ＤＣＴブロックに関してはＭ（０）、ＤＳＴブロッ
クに関してはＭ（１）］から始めて、Ｍ（）の各要素が
替わるがわる検査される。Ｍ（）アレイ全体にわたって
か、若しくは割当て可能ビットの総てが割り当てられる
まで、４回もの検査が行われる。第１回の検査で、アレ
イＡ（）中の各要素は、もしアレイＭ（）中の対応する
要素が４に等しい値を有するならば、１つだけ増分され
る。第２回の検査によって、３又は４の値を有する
Ｍ（）中の各要素に対応するアレイＡ（）中の各要素が
１だけ増分される、第３回の検査で、アレイＡ（）要素
は、対応するＭ（）要素が２から４までの範囲内の値を
有するならば、増分される。最後の検査によって、１か
ら４までの範囲内の値を有するＭ（要素に対応するアレ
イＡ（）中の要素が増分される。もし割り当てられるビ
ットの数が割当て限界に達するか、もしくは割当て限界
よりも少なければ、このビット割当て過穆は相０の終り
で完結することに注意して置くと良い。
【０１３３】もし割当て可能ビットが幾つかでも残って
いれば、図９のボックス８０２に示す相２の割当てが続
行される。この相では、Ａ（）アレイ全体にわたって３
回もの検査が行われ、もし最大数の割当て可能ビットが
割り当てられると、この相は早々に停止される。各検査
は、最も低い周波数要素［ＤＣＴブロックに関してはＡ
（０）、ＤＳＴブロックに関してはＡ（１）］で開始さ
れ、周波数を上げながら進められる。アレイＡ（）全体
にわたる第１回の検査で、１と３との間の値を画する各
要素が１だけ増分される。第２回の検査で、２画は３の
値を有する要素が増分される、第３回の検査で、３に等
しい要素が増分される。割当て限界を超えることなくこ
の相が完結するならば、Ａ（）アレイ中の各要素の値
は、４または０の値を有する。
【０１３４】もし割当て可能なビットが幾つかでも残っ
ていれば、図９のボックス８０３に示す相３の割当てが
続行される。前の相と同じように、割当て限界に達する
と直ちに相３の割当ては終了する。この最後の相によっ
て、高いエネルギーを持つ係数のサブバンドに隣接する
低いスペクトル・エネルギーを持っ変換係数に対して追
加ビットが割り当てられる。この割当ては、４段階で達
成される。第１段階によって、値｛０，０，４｝を持っ
３つの隣接要素の群を探索するための、最も高い周波数
要素Ａ（１８）［２０ｋＨｚ帯域幅コーダ中では要素Ａ
（２０）は開始要素］から始まる、アレイＡ（）の走査
が行われる。もしこれらが見付かれば、この群の値が
｛０，１，４｝になるように、中央の要素が１に設定さ
れる。
【０１３５】２つの特別な場合は第２段階から成る。最
も低い周波数変換係数のビット割当ては、２つの最も低
い周波数変換係数の値［ＤＣＴブロックに関してはＡ
（０）及びＡ（１）、又はＤＳＴブロックに関してはＡ
（１）及びＡ（２）］が｛０，４｝であるならば、１に
設定される。要素Ａ（１７）及びＡ（１８）の値は、そ
れらの値が｛４，０｝ではないかを判断すべく試験され
る、もしそうならば、最高の周波数のサブバンドに対す
る割当ては、１に設定される。［２０ｋＨｚコーダでは
要素Ａ（１９）及びＡ（２０）は試験される］。
【０１３６】もし割当て限界に達していなければ、値
｛４，０，０｝を持っ３つの隣接要素の群を探索するた
めに、最高の周波数サブバンドから始め、低い周波数に
向けてアレイＡ（）を走査することで、相３の段階３が
開始される。もしこれらが見付かれば、｛４，１，０｝
の値を作り出すべく、中央の要素が１に設定される。
【０１３７】相３の第４及び最終段階によって、この相
の段階１から３までの段階中でのサブバンド割当てビッ
ト中の係数に対して、追加ビットが割り当てられる。ア
レイＡ（）の最高の周波数要素で始めて、段階１中で改
変される各要素が増分される。段階２中で改変される要
素は総て、次に増分される。最後に、段階３中で改変さ
れる要素が、最高の周波数サブバンドと共に始めて、増
分される。段階４では、上で論じたのと同じ順序で、割
当て可能なビットが総て割り当てられるまで、着しくは
段階１から３までの段階中で改変される要素の総てに各
々合計４ビットずつが割り当てられるまで、アレイ要素
が反復的に増分される。もし後者の条件に一致し、割当
て可能なビットが幾つかでも残っていれば、相３が、段
階１から始めて、反復される。
【０１３８】ｂ．適応ビット割当て諭理 適応ビット割当ての概念については、図９に表現し、上
で述べた。このアルゴリズムの概念を理解することは、
適応ビット割当てルーチンの実際の論理を理解するのに
役立つ。
【０１３９】相０は、０に等しいアレイＡ（）の総ての
要素を初期化し、ＴからＴまでの４つの表を構築するこ
とから１２始まる。これらの表の構築は、以下の段階を
通して達成される。すなわち、（１）最小のサブバンド
指数を識別し、この値をＸとして保存し、（２）最も低
い周ＭＩＮ波数サブバンド（ＤＣＴブロックについては
サブバンド１、又は、ＤＳＴブロックについてはサブバ
ンド２）から始めて、サブバンド指数（表Ｉ参照）をＸ
ＭＩＮから控除し、（３）もしこの差が０であれば、こ
のサブバンド数を表Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、及びＴ４に挿入
し、（４）もしこの差が負の１であれば、このサブバン
ド数を表Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３に挿入し、（５）もしこ
の差が負の２であれば・このサブバンド数を表Ｔ１、及
びＴ２に挿入し、（６）もしこの差が負の３であれば、
このサブバンド数を表Ｔ１に挿入し、（７）総てのサブ
バンドが処現されるまで、各サプバンドに対して段階３
から段階６までを続行する、段階である。この段階の最
後において、表Ｔ１にはＸＭＩＮ−３からＸＭＩＮまで
の範囲の指数を有する総てのサブバンドの数、表Ｔ２に
はＸＭＩＮ−２からＸＭＩＮまでの指数を有するサブバ
ンド、表Ｔ３にはＸＭＩＮ−１からＸＭＩＮまでの指数
を有するサブバンド、表Ｔ４にはＸＭＩＮに等しい指数
を有するサブバンドが含まれる。ここで重要なことは、
各表へのサブバンド書込みが周波数の上がる順序で行わ
れることである。
【０１４０】相１によって、最大のサブバンド指数を有
するサブバンド中の変換係数に対して、ビットが割り当
てられる。最初の表Ｔ４への書込み（最も低い周波数）
から始めて、この表で表される各サブバンド内の各変換
係数に対して１ビットが割り当てられる。割当ては、表
Ｔ３、Ｔ２、最後にＴ１へと、次々に反復される。この
過程は、割当て可能なビットが総て割り当てられるま
で、若しくはＴ４からＴ１までの表への総ての書込みが
処理され終わるまで、続行される。サブバンド中の総て
の係数に対してビットが割り当てられると、Ａ（）中の
要素が各サブバンド中の各変換係数に対して割り当てら
れる全ビットを反映するように、アレイＡ（）のサブバ
ンドに対応してアレイＡ（）中での書込みが１だけ増分
される。
【０１４１】前に注意したように、割当て可能なビット
が総て割り当てられると割当ては直ちに終結する。各表
への書込みによって、一般的に重合変換係数を含むサプ
バンドが表される。したがって、もし割当て可能ビット
の最後のものが２っ以上の係数を持っサブバンドを表す
表書込みに割り当てられるならば、そのサブバンド中の
係数の総てには同じ数のビットが割り当てられないこと
が起こり得る。そのような状況下では、この割当て過程
によって、継続してアレイＡ（）中に記憶されるサブバ
ンド割当ての合計から、サブバンド中のどの係数が控除
しなければならないビットを持っているのかが表示され
る。
【０１４２】相２によって、表Ｔ１からＴ４までの４つ
の新しい表が、相０で用いられたのと類似の手順を用い
て構築される。すなわち、この手順は、（１）Ｘによっ
て最ＭＩＮ小のサブバンド指数が依然保持され、（２）
最も低い周波数サブバンド（ＤＣＴブロックについては
サブバンド１、又は、ＤＳＴブロックについてはサブバ
ンド２）に関して、サブバンド指数をＸＭＩＮから控除
し、（３）もしこの差が０であれば、このサブバンド数
を表Ｔ４に挿入し、（４）もしこの差が負の１であれ
ば、このサブバンド数を表Ｔ３に挿入し、（５）もしこ
の差が負の２であれば、このサブバンド数を表丁に挿入
し、（６）２もしこの差が負の３であれば、このサブバ
ンド数を表Ｔ１に挿入し、（７）総てのサブバンドが処
理されるまで、各サブバンドに対して段階３から段階６
までを続行することである。この段階の最後において・
表Ｔ１にはＸＭＩＮ−３に等しい指数を有する総てのサ
ブバンドの数、表Ｔ２にはＸＭＩＮ−２に等しい指数を
有するサブバンド、表Ｔ３にはＸＭＩＮ−１に等しい指
数を有するサブバンド、表Ｔ４にはＸＭＩＮに等しい指
数を有するサブバンドが含まれる。総ての表へのサブバ
ンド書込みは、変換係数の周波数の上がる順序で行われ
る。
【０１４３】相２によって、表Ｔ３からＴ１までの中の
サブバンドで表される総ての係数に対して、各係数が合
計４つの追加ビットを受け取るまで、若しくは割当て限
界に達するまで、ビットが割り当てられる。表Ｔ３中の
最初の書込み（最も低い周波数）から始めて、この表中
に表される各サブバンド内に含まれる各係数に対して、
１ビットが割り当てられる。各サブバンドが処理される
につれて、書込みは、表Ｔ３から取り除かれて、表Ｔ４
に挿入される。次に、追加ビットが割り当てられるにつ
れて、各書込みを表Ｔ２から表Ｔ３に移動させながら、
表Ｔ２中の書込みに関連する係数に対して、追加ビット
が割り当てられる。その後、書込みを表Ｔ１から表Ｔ２
に移動させながら・表Ｔ１中の書込みが処理される．も
し割当て可能なビットが幾らかでも残っているならば、
表Ｔ３に対する処理、その後、表Ｔに対する処理を反復
しながら、割当てが続行される。もし割り当てられるべ
きビットが残っているならば、表Ｔ３中の書込みを通し
て最後の処理が行われる。もし相２によって割当て可能
なビットの総てが割り当てられなければ、表Ｔ４には各
々が受け取った４ビットを持つ総ての係数を含み、表Ｔ
３から表Ｔ１までは空である。もし割当て可能なビット
の総てが割り当てられたならば、各変換係数に割り当て
られた全ビットを反映すべく、表Ｔ１から表Ｔ４までに
含まれる情報からアレイＡ（）が再構築される。表Ｔ４
中の書込みに対応するアレイＡ（）中の各要素には値４
が割り当てられる。表Ｔ３中の書込みに対応する各
Ａ（）要素には値３が割り当てられ、表Ｔ２については
値２、表Ｔ１については値１が割り当てられる。Ａ（）
の他の総ての要素、すなわち表Ｔ４から表Ｔ１までの書
込みで表されないサブバンドは０である。
【０１４４】もし割当て可能なビットが幾つかでも残っ
ているならば、相３での割当てが続行される。サブバン
ドの数を周波数の下がる向きに順序付けることによっ
て、表Ｔが４並び替えられる。第１段階によって、表Ｔ
４にはない、低い周波数で、表Ｔ４中にあるサブバンド
に隣接するサブバンドが表Ｔ１に対して追加される。表
Ｔ４中の最初の書込み（最も高い周波数）から始めて、
表Ｔ４中での隣接書込みが１っであるのか、若しくは２
っ以上のサブバンドに分離されていないかにっいて検査
される。もし分離されているならば、高い周波数の直ぐ
下にあるサブバンドの数が表Ｔ１に挿入される・例えば
・表Ｔ４中の２つの隣接する書込みによってサブバンド
１６及び１２が表されるとしよう。これらのサブバンド
は３つのサブバンドに分離されている。したがって、サ
ブバンド１６の下のサブバンドを表す数１５が表Ｔ１に
挿入されることになろう。
【０１４５】第２段階によって、表Ｔ４にはない、高い
周波数で、表Ｔ４中にあるサブバンドに隣接するサブバ
ンドが表Ｔ１に対して追加される。表Ｔ４中の最初の書
込み（最も高い周波数）から始めて、表Ｔ４中での隣接
書込みが１つであるのか、若しくは２っ以上のサブバン
ドに分離されていないかについて判定すべく検査され
る。もし分離されているならば、低い周波数の直ぐ上に
あるサブバンドの数が表Ｔ１に挿入される。例えば、表
Ｔ４中の２つの隣接する書込みによってサブバンド１６
及び１２が表されるとしよう。上で論じたように、これ
らのサブバンドは３つのサブバンドに分離されている。
したがって、サブバンド１２の上のサブバンドを表す数
１３が表Ｔ１に挿入されることになろう。
【０１４６】表Ｔ１中の最初の書込みから始めて、表Ｔ
１中の書込みによって表される各サブバンドに関連する
各変換係数に対して追加ビットが割り当てられる。各サ
ブバンドの警込みは、処理されるにつれて、表Ｔ１から
表Ｔ２へと移される。表Ｔ１の処理の最後で割当て可能
なビットが幾つかでも残っているならば、各書込みを表
Ｔ２から表Ｔ３へと移しながら、表Ｔ２の書込みに関し
て類似の過程が反復される。もし割り当てられるべきビ
ットが幾つかでも残っているならば、表Ｔ３の書込みを
表Ｔ３から表Ｔ４へと移しながら、表Ｔ３の過程が続行
される。もしこの過程の後にビットが幾つかでも残って
いるならば、最初に表Ｔ４の書込みが未だ並び替えられ
た状態にあるがどうかを判定し、もしそうでなければ、
表Ｔ４の書込みを周波数の下がる向きの順序に並び欝え
る、始めの段階から相３が繰り返される。割当て可能な
ビットの総てが割り当てられると、上で相２に関して述
べたように、４つの表からアレイＡ（）が構築される。
【０１４７】ビットの総てが割り当てられた後、各変換
係数コード・ワードは、この係数がグループ化されるサ
ブバンドをその中で表すアレイＡ（）の要素の値に等し
い、ビット長に丸められる。しかし、１つのサブバンド
中の幾つかの係数では、割当てビットの合計数を割当て
最大数に等しく保つために必要なビット長から１つ控除
した、ビット長を具えることもある。
【０１４８】５．コード・ワード省略 図８のボックス７０５に示す不均一量子化要素の第５部
分は、適応ビット割当てルーチンに従う。前節で決定さ
れたサブバンド及び主指数を用いて、変換ブロック中の
各変換係数は、もしその関連する主指数が０に設定され
ているならば、変換係数が中でグループ化されるサブバ
ンドに対する指数の値に等しい桁数に更に３桁加えた桁
数だけ、左に移動される。その後、アレイＡ（）中で見
出たされる各サブバンドに対して割り当てられる適応割
当てビットの数に最小ビット長（表Ｉを参照）を加える
ことによって、各係数の合計ビット長が計算される。各
変換係数のコード・ワードは、このビット長に丸められ
る。
【０１４９】上で述べたように、アレイＡ（）の各要素
によって、サブバンド内の総ての係数に割り当てられる
ビットの数が表される。１つのサブバンド中の幾つかの
係数では、割当てビットの合計数を割当て最大数に等し
く保つために必要なビット長から１っ控除したビット長
を具えることもある。
【０１５０】Ｅ．フォーマット化 フォーマット化過程によって、伝送又は記憶のための符
号化された１組の変換ブロックが用意される。この過程
は、図１ａのボックス１０９に示されている。以下の叙
述では、１チャネル系中の２つの隣接する変換ブロック
のフォーマット化について論考する。同じ技法を用い、
ステレオ音響の用途に用いられる技法のように信号を処
理して、２チャネル系の各チャネルから１つの変換ブロ
ックがフォーマット化される。
【０１５１】各変換係数のコード・ワードの固定長表現
は、丸められたコード・ワードを、表Ｉに示す最小ビッ
ト長に等しい長さにまで省略することによって形成され
る。このコード・ワードに対して割り当てられるあらゆ
る追加ビットは、適応ビット・ブロック中で個別にフォ
ーマット化される。その後、主指数と、サブバンド指数
と、省略されたコード・ワードと、適応ビット・ブロッ
クとが図２０ａに示すグループ化によって組み立てられ
る。
【０１５２】図２０ａの変換ブロックのフォーマット化
されたフレームでは、変換ブロックＡがＤＣＴブロッ
ク、変換ブロックＢがＤＳＴブロックの形での、構造が
説明されている。このフレームが、伝送中の雑音によっ
て生じるようなビット誤りを受けるのであれば、図２０
ｂに示すようにデータに誤り訂正符号が混交される。も
しこのディジタル信号が放送用に企図されたものなら
ば、フレーム同期ビットのような、また、もしこのフレ
ームが記憶用に企図されたものならば、データベース・
ポインタ又はレコードキーのような、追加の付帯的なビ
ットが必要になることもある。フレーム同期ビットが必
要であれば、フォーマット化されたフレームは、ニュー
・ヨーク州ニュー・ヨークのヴァン・ノストランド・ラ
インホールド社１９８５年出版の、スミスによる「ディ
ジタル伝送系」の２２８ページから２３６ページまで
（Smith, Digi-tal Transmission System, New York, N
Y: Van Nost-rand Reinhold Co., 1985, pp. 228-236）
に叙述されている技法を用いて、無作為化される。無作
為化は、フレーム内の有効データが同期パターンと誤認
される確率を下げるために行われる。その後、この無作
為化されたフレームは、フレーム同期ビットに対して付
加される。
【０１５３】各変換係数を２つの別個の部分又はセグメ
ントで表現することができることに注意して欲しい。第
の部分によって係数の最小の長さが表現されるが、この
部分は固定の数のバスで構成される。表Ｉを参照のこ
と。この表現の第２部分は、もしそれがあるとすれれ
ば、長さが変わり、適応的に割当てられるビットで構成
される。可変長のワードとして各係数を表す表現構想で
は雑音による悪化があるのに対して、この２部分構成に
よる表現構想はより優れた免疫性があるので、これが選
ばれる。好ましい実施例の構成を用いるフレーム中でも
し突発雑音が発生すると、この雑音の影響は、指数の
値、コード・ワード、又はこの雑音によって直接影響を
受ける割当てビットに限られる。もし可変長コード・ワ
ードを利用するフレーム中で突発雑音が発生すると、こ
の雑音の影響は、残りのフレーム全体に伝はんずること
が有り得る。突発雑音によって、この雑音で直接的に打
撃を受ける指数の値及びコード・ワードのみならず、各
可変長のコード・ワードの長さを決定するのに必要な情
報も変わってしまうので、この伝はんが生じる。もし１
つのコード・フードの長さに誤りを生じると、フレーム
の残りの部分も誤って解釈される。
【０１５４】表Ｉでは、符号化されたＤＣＴブロック
が、２つの主指数ビットと、６９ビットに対する１９の
サブバンド指数と、１６３ビットに対する４６の係数の
コード・フードとから構成されていることが示されてい
る。適応的に割り当てられる追加の３４ビットによっ
て、合計のＤＣＴブロック長は２６８ビットになる。
（本発明の２０ｋＨｚ形については、符号化されたＤＣ
Ｔブロックは、２つの主指数と、７７ビットに対する２
１のサブバンド指数は、１９７ビットに対する６３の係
数のコード・ワードと、３４の適応的に割り当てられる
ビットとの合計３１０ビットである）。表Ｉに記され、
表現４に示されているように、ＤＳＴ係数に対するコー
ド・ワードＳ（０）は常に０であるので、このコード・
ワード及びその指数を伝送したり、又は記憶したりする
必要はない。このことによって、符号化されたＤＣＴブ
ロックが合計８ビット（指数ビット３っと、係数コード
・ワード５つ）だけ低減されて、合計２６０ビット（２
０ｋＨｚ方式については、３０２ビット）になる、ＤＣ
Ｔ及びＤＳＴブロックの組の符号化されたフレームに対
する合計長は、５２８ビットである。
【０１５５】追加ビットが割り当てられている係数を指
示するのに、付帯的情報は必要ではない。フォーマット
を解除する過程では、符号化過程で用いられるのと同一
の割当てアルゴリズムを実行することによって、伝送さ
れたサブバンド指数から適正な割当てを決定することが
可能である。
【０１５６】データの悪化が問題ではない時には、変換
ブロックのフレームをフォーマット化するための好まし
い構造は、指数を最初に、係数コード・ワードを２番目
に、適応割当てビットを最後に配置する構造である。こ
の構造では、総てのサブバンド指数が受け取られた後
に、適応ビット・ブロックが受け取られる間に、フォー
マットを解除する過程によって各変換係数に対するビッ
ト割当てを決定することが可能であるので、処理による
遅延が低減される。本発明の好ましい実施例において用
いられるフォーマット化構造は、図２０ａに示されてい
る。ビット・ストリームは、主及びサブバンド指数と共
に、周波数の上向きの順序にフォーマット化される。そ
の後、変換ブロックＡに関する係数コード・ワードの固
定長部分が周波数の上昇する順序で組み立てられ、ブロ
ックＢに関する係数コード・ワードがそれに続く。最後
に、ブロックＡに関する適応ビット・ブロックがビット
・ストリームに付加され、ブロックＢに関する適応ビッ
ト・ブロックがそれに続く。
【０１５７】データ悪化の可能性が心配な用途において
は、誤り訂正構想が必要である。サブバンド指数中の誤
りと、それよりも程度は低いが、低い周波数係数コード
・ワード中の誤りとによって、聴感上の最大の歪みが生
じる。この情報は、保護すべき最重要のデータである。
好ましい構成では、これらの値を誤り検出及び訂正符号
を用いて保護するが、突発雑音誤差に対する免疫性を向
上させるために、これらの値をできるだけ隔置する。図
２０ｂにこのような構想が示されている。
【０１５８】当業者にとって、本基本発明から逸脱せず
に、別のフレーム・フォーマット及び訂正符号を利用で
きることは明白であろう。
【０１５９】ＤＣＴ・ＤＳＴブロック・対の１フレーム
の全体の長さは５２８ビット（２０ｋＨｚ形については
６１２ビット）である。この長さに関して、１３９ビッ
ト（２０ｋＨｚ版については１５５ビット）はサブバン
ド及び主指数である。このビット・ストリームに対して
３個の（１５，１３）リード・ソロモン（Reed-Solomo
n）誤り訂正符号が付加される。これらの符号の各々に
よって、１３個の４ビット記号（ニブル：nibbles）又
は２ビットに対する単一記号誤り検出・訂正が行われ
る。この例として、マサチュセッツ州ケンブリッジの
Ｍ．Ｉ．Ｔ.ブレス社１９８６年出版のピーターソンと
ウエルドンによる「誤り訂正符号」の２６９ぺージから
３０９ぺージまでと、３６１ぺージから３６２ぺージま
で（Peterson and Weldon, Error-Correcting Codes, C
ambridge, Mass: The M.I.T. Press, 1986, pp. 269-30
9, 361-10362）を参照して欲しい。これらの３つの誤り
訂正符号の１．３個は、各フレームに挿入され、３９ニ
ブル（１５６ビット）までのデータが保護されるが、全
フレーム長は５５２ビット（２０ｋＨｚ形については６
３６ビット）になる。
【０１６０】これらの３つの符号によって１５６ビット
までを保護できるが、１５ｋＨｚ方式では１３９のサブ
バンド指数ビットしかないことから、フロック・対・フ
レーム中の３個の最低周波数係数コード・ワード［ＤＣ
Ｔについては係数Ｃ（０）及びＣ（１）、ＤＳＴについ
ては係数Ｓ（１）］に対しても保護を行うことができ
る。この残りの誤り訂正能力は、各変換ブロックの低い
周波数の主指数の２個（表Ｉに示されているＭＥＸＰ
０）に対する冗長保護を行うことに利用される。しか
し、特定データ要素に対するこの３個の誤り符号の割当
ては任意的であって、ＤＳＴ主指数に１個の符号を割り
当てられなけれはならず、また、各変換ブロックからの
２つの低い周波数の主指数には第３の符号を割り当てら
れなければならない。
【０１６１】リード・ソロモン・コードによってニブル
中のデータが処理されるので、誤り符号と、保護された
データと、保護されていないデータは、処理を容易にす
るために４ビットのニブルにグルーブ化される。各ブロ
ック・対・フレーム中での保護されるデータに対する保
護されないデータの比率は、約２対１である、これによ
って、保護されたデータをフォーマット化されたフレー
ム全体にわたって分散して、保護されたデータの４ビッ
トのニブルの各々を保護されていないデータの２ニブル
により分離することが可能になる。これに加えて、各誤
り符号自体が単一記号誤りを保持することが有り得るの
で、保護されたニブルは連続する３つの符号の各々に対
して割り当てられる。例えば、最初の５つの保護された
ニブルはそれぞれ、誤り符号１、２、３、１、及び２に
対して割り当てられる。これについては図２０ｂを参照
して欲しい。この技法を用いると、フレーム中のあらゆ
る位置に各誤り符号に３３ビットもの１つの突発雑音が
生じても、各誤り符号から２個以上のニブルを悪化させ
ることがない。したがって、３３ビット以上の長さを持
たない突発雑音に対しては、保護されたデータを復元す
ることができる。
【０１６２】上で論じた制約の下で、指数及び変換係数
コード・ワードは周波数の上昇する順序にアセンブルさ
れ、その後に適応的ビット・ブロックが続く。
【０１６３】Ｆ．伝送又は記憶 今や、フォーマット化されたフレームの伝送又は記憶の
ための準備が整えられた。図１ａには、伝送要素１１０
が示されている。伝送媒体としては、放送のような公共
頒布系と、スタジオでのモニタや信号ミキシングのよう
な内部用途と、内部施設又は地上系や衛星系電波を経由
する電話用途とが含まれる。記憶媒体には、磁気デーブ
と、磁気又は光ディスクとが含まれる。
【０１６４】Ｇ．フォーマット解除 伝送信号の受信が、もしくは記憶からの取り出しの何れ
かによって、ディジタル化され符号化された信号が伝送
要素１１１から受け取られると、フォーマット解除過程
が始まる。この過程は、図１ｂのボックス１１２に表現
されている。もしコード・ワードのフォーマット化され
たフレームが、伝送の前に無作為化されていたものであ
れば、逆無作為化過程によって復元される。その後、こ
のフレームは、各変換ブロックの成分、すなわち、主指
数と、サブバンドに指数と、変換指数コード・ワード
と、適応的割当てビットとに分割される。誤り訂正符号
がもしあれば、これを用いて、伝送又は記憶の間に引き
起こされた誤りが取り除かれる。
【０１６５】各主指数ビットは、その冗長ビットを用い
て点検されて、精度が確認される。もしこの点検で落第
ならば、つまり、主指数とその冗長相対部とが等しくな
ければ、この主指数の値は１であると仮定される。もし
この主指数の正しい値が実際には０であるとしたら、こ
の仮定によって、総ての変換係数の振幅はこの誤った主
指数の下でグルーブ化されるサブバンド内に下げられ
る。主指数を（１であるべきところで）０に誤って設定
すると、影響を受ける係数の総ての振幅を増加させるの
で、この仮定による方が、０に誤って設定するよりも不
都合なひずみの発生をより少なくできる。
【０１６６】総ての単一係数サブバンドに関する指数も
また点検されて、隠れビットについての調整が必要であ
るかどうかが判断される。
【０１６７】主指数を０（１であるべきところで）に誤
って設定すると、影響を受ける係数の総ての振幅が増加
するので、この仮定を用いる方が、不都合なひずみの発
生をより少なくてきる。
【０１６８】ＤＣＴ係数Ｃ（０）に対する指数も点検さ
れ、隠れビットに対する調整が必要かどうかが判定され
る。
【０１６９】上で述べた適応ビット割当てルーチンを用
いて、受信信号から抽出される指数が処理され、この処
理結果を用いて、変換係数に対する適応ビット・ブロッ
クの適正な割当てが決定される。最大ビット長とあらゆ
る適応割当てビットとを加えたビット長にその長さが等
しい、各変換係数の部分は、２４ビット・ワードに負荷
され、その後、もし関連する主指数が１に設定されてい
るならば、適切なサブバンド指数の値と３桁の追加移動
桁とを加えた数に等しい度数だけ右に移行される。この
過程は、図１ｂのボックス１１３に表現されている。
【０１７０】Ｈ．合成フィルタバンク、逆変換 図１ｂのボックス１１４には、フォーマット解除及び直
線化手順から復元された周波数領域係数の各組を時間領
域信号サンプルのブロックに変換する、合成フィルタの
バンクが表現されている。図１ａの分析フィルタバンク
で用いられる変換とは逆の変換によって、合成フィルタ
バンク１１４が実現される。本発明の実施例で用いられ
るＴＤＡＣ技法のための逆変換は、改変された逆ＤＣＴ
及び逆ＤＳＴの交互的な適用である。変換ブロックの半
分が伝送又は記憶から除去されているので（表現５及び
２９を参照のこと）、逆変換のためにこれらのブロック
を再生しなければならない。式８に示されるように、失
われたＤＣＴブロックを入手可能なＤＣＴブロックから
再生することができる。この逆ＤＣＴブロックは式１０
で表現されており、逆ＤＳＴブロックは式１１で表現さ
れている。すなわち、
【０１７１】
【式４】 ここで、ｋ＝変換係数 ｎ＝信号サンプル数 Ｋ＝変換係数の数 Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｍ＝Ｅ−ＴＤＡＣに関する相期間
【０１７２】
【式５】 である。
【０１７３】計算は、ＦＦＴアルゴリズムを用いて行わ
れる。逆変換において、前向き変換で用いられた技法と
同じ技法を用いて、ＦＦＴを用いてのＤＣＴ及びＤＳＴ
の両方の同時発生的計算が可能になる。
【０１７４】図１４ａから図１４ｅまでと、図１６ａか
ら図１６ｇまでに、分析・合成フィルタバンクの変換過
程が示されている。分析フィルタバンクによって、時間
領域信号が、ＤＣＴ及びＤＳＴブロックの交互列に変換
される。逆変換によって、逆ＤＣＴが別のブロックの各
々に適用され、逆ＤＳＴがブロックの別の半分に適用さ
れる。図１５ａから図１５ｄまでに示すように、復元信
号には、エイリアシングひずみが含まれている。このひ
ずみは、図１ｂのボックス１１６に表されている後続の
時間領域ブロック重複・加算過程の間に、相殺される。
この重複・加算過程については、以下に述べる。
【０１７５】Ｉ．合成ウインドウ 図１６ａから図１６ｇまでには、隣接する時間領域信号
サンプル・ブロックの重複・加算による時間領域エイリ
アシングの相殺が示されている。ブリンセンによって誘
導されているように、時間領域エイリアシングひずみを
相殺するには、Ｅ−ＴＤＡＣ変換で分析ウインドウと同
等の合成ウインドウを適用し、隣接するブロックを重複
・加算することが必要である。各ブロックは、１００
％、すなわち、先行ブロックによって５０％、後続ブロ
ックによって５０％が重複される。合成ウインドウ変調
は、図１ｂのボックス１１５によって表現されている。
【０１７６】合成・分析ウインドウの設計では、フィル
タバンクの性能について考慮しなければならない。両方
のウインドウとも時間領域信号を変調すべく用いられる
ので、フィルタ性能に係る総合的効果は、これら２つの
ウインドウの積から形成される単一のウインドウによっ
て生じる効果と類似している。したがって、合成・分析
ウインドウ・ペアの設計は、合成、及び分析ウインドウ
の点ごとの乗算を表す適切な積ウインドウを設計するこ
とにより達成される。この設計は非常に制約されてい
て、僊移帯域ロールオフの鋭さと阻止帯域排除の深さと
を交換する融通性を低下させる。その結果、フィルタ性
能は、この制約のない分析専用ウインドウにおけるより
も大幅に劣化する。この例については、図１７ａ及び図
１７ｂを参照のこと。
【０１７７】先行技術では、分析ウインドウに関して多
大な注意が払われているが、合成ウインドウについては
教示するところが少ない。以下に叙述する技法では、周
知の良好な分析ウインドウの設計から良好な合成・分析
ウインドウ・ペアを誘導している。どのような分析ウイ
ンドウをも出発点として用いることができるが、幾つか
のウインドウでは良好な選択度を有するフィルタバンク
の設計が可能となり、僊移帯域ロールオフの鋭さを阻止
帯域排除の深さと交換する手段が提供される。３つの例
として、カイザー・ベッセル・ウィンドウ（Kaiser-Bes
sel window)と、ドルフ・チェビシェフ・ウインドウ（D
olph-Chebychev window）と、パークス・マックレラン
法（Parks-McClellan method）を用いて有限インパルス
・フイルタ係数から誘導されるウインドウとが挙げられ
る。１９７２年３月のＩＥＥＥ学会誌、回路理論、ＣＴ
−１９巻の１８９ページから１９４ページまでの、パー
クスとマックレランによる論文、「リニア相を有する非
回帰型ディジタル・フィルタのチェビシェフ近似法」
（Parks and McClellan,“Chebychev Approximationfor
Nonrecursive Digital Filters with Linear Phas
e”，IEEE Trans. Circuit Theory, vol. CT-19, March
1972, pp. 189-94）を参照のこと。ここでは、カイザ
ー・ベッセル・ウインドウのみにっいて論考している。
このウインドウによって、単一のパラメータ・アルファ
値の選択を通して、上述の交換が可能になる。一般的法
則として、低いアルファ値によって僊移帯域ロールオフ
が改善され、高いアルファ値によって阻止帯域排除の深
さが増加させられる。上で引用したハリスの論文を参照
のこと。
【０１７８】本発明の好ましい実施例では、４から７ま
での範囲のアルファ値が使用できる。この範囲では、中
間周波数領域（１ｋＨｚから２ｋＨｚ）での倦移帯域ロ
ールオフの鋭さと、低い周波数領域（５００Ｈｚ以下）
及び高い周波数領域（７ｋＨｚ以上）での阻止帯域排除
の深さとの間の良好な妥協が得られる。この受容できる
アルファ値の範囲は、量子化雑音を音響心理学的マスキ
ングしきい値以下に維持するために十分な阻止帯域排除
を具える最低のアルファ値を、コンピュータ・シミュレ
ーションで識別することによって決定された。
【０１７９】カイザー・ベッセル・ウインドウ関数は以
下の通りである。すなわち、
【０１８０】
【式６】 ここで、 α＝カイザー・ベッセル・アルファ因数 ｎ＝ウインドウのサンプル数 Ｎ＝ウインドウのサンプル数中のウインドウ長
【０１８１】
【式７】 である。
【０１８２】この重複・加算条件を満足させるために、
長さｖ＋１のウインドウＷ（ｎ）を長さＮ−ｖの長方形
ウインドウでたたみ込むことによって、長さＮの分析・
合成績ウインドウＷＰ（ｎ）が誘導される。値ｖは、ウ
インドウ重複・加算期間である。この重複・加算過程に
よって、エイリアスひずみと分析・合成ウインドウの変
調効果とが消去される。積ウインドウを誘導するたたみ
込みは、式１３に示される。ここでは、表現の分母によ
って、最大値が単位１に近付くが１を超えないようにウ
インドウが測定される。この表現を式１４に示されるよ
うに単純化することもできる。すなわち、
【０１８３】
【式８】 ここで、 ｎ＝積ウインドウのサンプル数 Ｖ＝ウインドウ重複期間内のサンプル数 Ｎ＝積ウインドウの望ましい長さ Ｗ（ｎ）＝長さｖ＋１のウインドウ関数の開始 ＷＰ（ｎ）＝長さＮの誘導された積ウインドウ
【０１８４】
【式９】 式（１５）及び式（１６）に示される分析及び合成ウイ
ンドウは、誘導された積ウインドウＷＰ（ｎ）をそれぞ
れＳ及びＡで累乗することによって得られる。すなわ
ち、 WA(n)＝WP(n)A ０≦ｎ＜Ｎ (15) WS(n)＝WP(n)S ０≦ｎ＜Ｎ (16) ここで、 ＷＰ（ｎ）＝誘導された積ウインドウ（式１３及び式１
４を参照） ＷＡ（ｎ）＝分析ウインドウ ＷＳ（ｎ）＝合成ウインドウ Ｎ＝積ウインドウの長さ Ａ＋Ｓ＝１ である。
【０１８５】本発明の現在の実施例では、分析及び合成
ウインドウは、１００％のウインドウ重複、又は２５６
サンプルの重複期間を有する、５１２サンプルの長さで
ある。Ｓ及びＡの値は各々、Ｅ−ＴＤＡＣ変換に必要な
１組の同等な分析合成ウインドウ及び合成ウインドウを
作り出す真半分に設定される。これらの値を式１４に代
入することによって、結果としての分析ウインドウは以
下のようになる。すなわち、
【０１８６】
【式１０】 ここで、Ｗ（ｎ）＝長さ２５７のカイザー・ベッセル関
数で、アルファ因数は４から７までの範囲である。
【０１８７】Ｊ．重複・加算 ウインドウの設計には・更に追加の要件が課される・す
なわち、分析及び合成ウインドウは、隣接する２つの分
析及び合成ウインドウが重複された時に、分析・合成績
ウインドウが一体的に合算されるように設計されなけれ
ばならない。重複・加算過程は、分析ウインドウ及び合
成ウインドウの時間領域効果を相殺すべく用いられるの
で、この要件が課される。この過程は、図１ｂのボック
ス１１６によって表現され、図１６ａから図１６ｇまで
によって説明されている。逆ＤＣＴ及びＤＳＴからそれ
ぞれ復元される信号ｙｃ（ｔ）及びｙｓ（ｔ）は、図１
６ａ及び第１６ｄ図に示されている。各信号ブロック
は、１連のブロックにグループ化される。各信号ブロッ
クは、図１６ｂ及び図１６ｅに示される分析・合成ウイ
ンドウ関数によって変調される。結果として得られる信
号ｙ′ｃ（ｔ）及びｙ′ｓ（ｔ）のブッロクが、図１６
ｃ及び図１６ｆに示されている。ブロック長の半分ずつ
が重複されている２つの信号は加算されて図１６ｇに示
される信号ｙ（ｔ）が作り出される。信号ｙ（ｔ）は、
元の入力信号を正確に再構築したものである。
【０１８８】図１８に示されるように、フロックｋとブ
ロックｋ＋１との間の重複期間内の或る時刻ｎ０ｔにあ
る信号サンブルは、２つのブロックの各々の中のサンプ
ルによって表現される。ウインドウ処理された２つのブ
ロックの重複・加算に続いて、時刻ｎ０ｔにある復元さ
れた信号サンプルは、ウインドウ処理されたブロックｋ
及びｋ＋１からのサンプルの合計であることが分かる。
これは、以下の式で表することができる。すなわち、 X(n0t)＝WPk(nOt)・x(nOt)+ WPk+1(nOt)・x(nOt) (18) ここで、 WPk(nOt)＝WAk(nOt)・WSk(nOt)＝{WAk(nOt)}2 WAk(nOt)＝時刻nOtにおけるブロックk中の分析ウインド
ウ WSk（nOt）＝時刻nOtにおけるブロックｋ中の合成ウイ
ンドウ WAk(nOt)＝Ｅ−ＴＤＡＣ変換に必要なWSk(nOt) である。
【０１８９】もしウインドウの重複期間を横切る２つの
山ウインドウの合計が単位１に等しければ、山ウインド
ウの変調効果は相殺される。したがって、信号ｘ（ｎ
ｔ）は、ブロックｋ及びブロックｋ＋１の間の重複期間
内の時間サンプルの総てについて以下のようであれば、
正確に復元される。すなわち、 WPk(nt) + WPk+1(nt)=1 ０≦ｎ＜Ｎ (19) である。
【０１９０】時間の関数として山ウインドウで作業する
のは困難であるので、式１９に示されている要求をウイ
ンドウのサンプル数の関数に翻訳することが望ましい。
式２０から式２３まででは、１００％重複している５１
２サンプルの分析及び合成ウインドウのペアの積から作
り出される積ウインドウについてのこの要件を表してい
る。式２０では、ウインドウＷＰｋの前半部とウインド
ウＷＰｋ−１の後半部との重複が表されている。式２１
では、ウインドウＷＰｋの後半部とウインドウＷＰ
ｋ＋１の前半部との重複が表されている。式２２及び式
２３では、分析山ウインドウに関して等価の表現が示さ
れている。すなわち、 WPk-1(n+256) + WPk(n)＝1 ０≦ｎ＜64 (20) WPk(n) + WPk+1(n-256)＝1 64≦ｎ＜128 (21) {WAk-1(n+256)}2 + {WAk(n)}2＝1 ０≦ｎ＜64 (22) {WAk(n)}2 + {WAk+1(n-256)}2＝1 64≦ｎ＜128 (23) ここで、 WPk(n)＝WAk(n)・WSk(n)＝{WAk(n)}2 WAk(n)＝ブロックｋ中のサンプルｎに対する分析ウイン
ドウの値 WSk(n)＝ブロックｋ中のサンプルｎに対する合成ウイン
ドウの値 WAk(n)＝Ｅ−ＴＤＡＣ変換に必要なWSk(n) である。
【０１９１】Ｋ．信号出力 図１ｂのボックス１１７には、ディジタル入力に応答し
て電圧が変化するアナログ信号を発生する、ディジタル
対アナログ・コンバータが示されている。このディジタ
ル入力は、重複・加算過程によって作り出される、２４
整数ワードの１６最上位ビットから得られる。このアナ
ログ出力は、擬似の高周波成分を取り除くために、１５
ｋＨｚ（２０ｋＨｚ版については２０ｋＨｚ）の通過帯
域を持つ低域フィルタで濾波されなければならない。図
１ｂでは、このフィルタは示されていない。
【０１９２】II．本発明の代替ＤＦＴの実施 ＴＤＡＣ変換は大半の用途に対して好ましいが、しか
し、ＴＤＡＣコーダでは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）
を基盤とするコーダにおけるよりも多くの演算資源を必
要とする。ＤＦＴを用いることにより、１６有意ビット
に対して必要とするメモリ、処理速度、計算精度のより
少ないコーダが実現される。ＤＦＴコーダの設計目標
は、ＴＤＡＣ方式についての設計目標と同じである。す
なわち、ＣＤと同等の品質の信号と、最小のビットレー
トと、コーダでの最小の遅延とを目標とする。以下の議
論では、ＴＤＡＣ方式について上で論じた際の４４．１
ｋＨｚのサンプルレートを用いることもできるが、４８
ｋＨｚのサンプルレートを前提にしている。
【０１９３】図２１ａ及び図２１ｂでは、本発明のＤＦ
Ｔの実施例の基本的な構造が示されている。この構造
は、ＴＤＡＣ方式についてのものと類似している。１６
ビット計算のより低い精度に対して補償するために４つ
の差異が要求される。すなわち、（１）ボックス２２１
９で表されるネットワークによって、アナログ入力一号
に対してプリエンファシス利得を加え、（２）ボックス
２２２０で表されるブロック浮動小数点エンコーダを、
ボックス２２０３で表される分析ウインドウ変調の前に
動作させ、（３）ボックス２２２２で表されるブロック
浮動小数点エンコーダを、時間領域信号を１６ビット整
数形式に復元すべく動作させ、（４）ボックス２２２４
で表される相補ポストエンファシス増強をアナログ出力
信号に対して加えることが、これらの差異である。
【０１９４】この信号サンプルは、ＤＦＴ計算が１６有
意ビットの精度で行われると、丸め誤差の累積による聴
感上の雑音を生じて必要なダイナミック・レンジを表し
得ないので、ブロック浮動小数点形式に転換して、有意
ビットの数を増加させる。ＦＦＴアルゴリズム中での丸
め雑音の累積についての更なる情報に関しては、ノース
・ホランド出版社１９８１年出版の信号処理３の１２３
ぺージから１３３ぺージのブラカシュとラオによる、
「ラディックス４ＦＦＴの固定ポイント誤差分析」（Pr
akash and Rao,“Fixed Point Error Analysis of Radi
x-4 FFT”,SignalProcessing 3, North-Holland Publi-
shing Co., 1981 pp. 123-133）を参照のこと。各信号
サンプルを４ビット指数を有する形式からブロック浮動
小数点形式に表現することによって、各変換係数の効果
的なダイナミック・レンジが増加する。
【０１９５】図２１ａのボックス２２２０に表されるブ
ロック浮動小数点エンコーダでは、ディジタル化された
信号ブロック中の最大のサンプルを最初に見付け出す。
この値を正規化するのに必要な左への移行桁数が決定さ
れる。この左への移行桁数は０桁から１５桁までである
が、これによって、主指数ＭＥＸＰの値が確定される。
復号の間に、図２１ｂに示されるブロック浮動小数点直
線化要素２２２２によって各サンプルが主指数と等しい
桁数だけ左へ移行され、その浮動小数点表現からサンブ
ル・ブロックが導出される。
【０１９６】ブロック浮動小数点表現を用いることによ
って、総てのサンプルが、符号化の際には左へ移行さ
れ、復号の際には右へ移行されて、計算による丸め誤差
が低減されるので、低いレベルの信号に対する低雑音の
基盤が提供される。不都合なことには、広帯域オーディ
オ信号振幅コンパンダによって作り出される雑音基盤の
変調と類似の、計算による雑音基盤の変調が高い信号レ
ベルに生じる。しかし、経験的な証拠によって、この聴
取可能な効果の大きなものは３００Ｈｚ以下の周波数で
生じることが分かっている。３００Ｈｚ以下での１６ビ
ット変換コーダのひずみ及び丸め雑音は聴取不可能なの
で、信号入力（及び、結果的には雑音基盤）を、ＡＤＣ
量子化の前に特別なプリエンファシス減衰によって低減
し、ディジタル対アナログ転換の後でポストエンファシ
ス増強によって補償することもできる。図２１ｂのボッ
クス２２１９で表されるプリエンファシス減衰と、図２
１ｂのボックス２２２４で表されるポストエンファシス
増強とによって、低い周波数信号に関する聴取可能な変
調雑音は大幅に低減される。このプリエンファシス特性
は、ポストエンファシス特性に対して相互補完的であ
り、コーダの周波数応答特性は平坦に保たれる。このプ
リエンファシス利得特性は、以下の式で与えられる低い
周波数の減衰を有する。すなわち、
【０１９７】
【式１１】 ここで、 Ｇ（ｓ）＝プリエンファシス利得 ｓ＝ｊ・ｆ ｊ＝√−１ ｆ＝・ｒａｄ／ｓで表される入力周波数 である。
【０１９８】このプリエンファシス利得は、直流（０Ｈ
ｚ）で１９ｄＢ、高い周波数で単位１の利得を有する第
２シェルフである。高域遮断周波数は３００Ｈｚ、低域
遮断周波数は１００Ｈｚである。プリエンファシス及び
ポストエンファシスの使用に関する更なる詳細について
は、オーディオ・エンジニアリング協会誌第３３巻１９
８５年９月号６４９ぺージから６５７ぺージまでのフィ
ールダーによる論文、「録音機用のプリエンファシス及
びポストエンファシスの技法」（Fielder,“Pre-and Po
stempha-sis Techniques as Applied to Audio Recordi
ng Systems”,J. Audio Eng. Soc., vol. 33, Septembe
r 1985, pp.649-657）を参照のこと。
【０１９９】以下の叙述では、ＤＦＴ変換とＴＤＡＣ変
換との間の違いについて論考する。
【０２００】Ａ．演算ハードウェア 本発明のＤＦＴ方式の基本的なハードウェア構造は、図
２ａ及び図に示されている本発明のＴＤＡＣ方式の基本
的なハードウェア構造と同じである。単一チャネルのＤ
ＦＴ方式の好ましい実施例の実施に当たっては、４４・
１ｋＨｚ又は４８ｋＨｚのサンプル・レートの何れかを
用いて、２０μｓ以内の周期の１６ビットＡＤＣを利用
して入力の時間山域信号を量子化している。エイ・ティ
・アンド・ティ社（ＡＴ＆Ｔ）製のＤＳＰ−１６型、又
はテキサス・インストゥルメンツ社（Texas Ｉnstrumen
ts）製のＴＭＳ３２０２０型のような、或る種の１６ビ
ットのディジタル信号プロセッサの何れでも用いて必要
な計算を行い、符号化及び復号の過程を制御することが
できる。スタティックＲＡＭによって、ＤＳＰのための
プログラム及びデータ・メモリを行う。２０μｓ以内の
周期の１６ビットＤＡＣを用いて符号されたディジタル
化信号からアナログ信号を発生させる。コーダのハード
ウェアの設計、及びＤＳＰのシリアル・ポートの構成
は、本発明のＴＤＡＣ方式について述べたものとは異な
っているが、当業者にとっては明白なものである。
【０２０１】Ｂ．入力信号の標本化とウインドウ処理 上で論考したように、入力信号は、標本化及び量子化の
前にプリエンファシスによって減衰される。ここで諭じ
ているＤＦＴの実施例での標本化は、４８ｋＨｚで行わ
れる、ＡＤＣからの量子化された値は長さ１６ビット
で、長さ１２８サンプルのブロックに緩衝される、２．
６７ｍｓごとに１ブロックが受け取られ、これによっ
て、コーダを通る際の遅延が短縮される。
【０２０２】その後、緩衝されたブロックのサンプル
は、１つの４ビットの主指数を用いてブロック浮動小数
点表現に転換される。１２８サンプルのフロックは、主
指数の値に等しい量だけ左へ移項されて、その後分析ウ
インドウによって変調される。
【０２０３】この分析ウインドウは、ＴＤＡＣ変換とＤ
ＦＴとの間の差異があることから、ＴＤＡＣ変換で用い
られる分析ウインドウとは異なる。ＴＤＡＣ変換の場合
とは異なり、ＤＦＴでは、変換ブロックの１つの形式の
列を作り出す。各変換ブロックは、４１の変換係数の各
々に対する１組の値、すなわち、実数及び虚数成分とか
ら成る、（係数０は例外で、単一の実数成分によって表
される）、表ｎを参照して欲しい、転送レート又はデー
タ記憶要件が重複期間中に信号サンプルに関して倍増す
るので、入力信号サンプル・ブロックの重複の量を低減
するウインドウ設計を選ぶことが重要である、１００％
の重複を有する分析ウインドウを用いるＤＦＴコーダに
は、ＴＤＡＣコーダに必要なビットレートの約２倍のビ
ットレートが必要である。
【０２０４】ＴＤＡＣウインドウとは異なり、ＤＦＴウ
インドウでは、長い期間にわたって単位１の利得を示す
ことによって、ブロックの重複の長さを６４サンプルか
ら１６サンプルに低減する、図２２を参照のこと。この
低減によって、ディジタル・フィルタの阻止帯域排除が
劣化するが、ＴＤＡＣコーダのデータレートより１４．
３％［１２８／（１２８−１６）］のデータ伝送速度の
増加しか招かない。
【０２０５】ＤＦＴウインドウは、カーネルカイザー・
ベッセル関数が１７サンプルの長さであり、１．５から
３までの範囲内のアルファ因数を持つ点を除いては、Ｔ
ＤＡＣ実施例のウインドウと類似の方法で発生される。
受容できるアルファ因数の範囲は、ＴＤＡＣ変換ウイン
ドウについて上で論じたアルファ因数の範囲と同じ方法
で決定された。これらの値を式１３から式１６までに代
入して、カイザー・ベッセル・ウインドウと、長さ１１
２（ブロック長１２８から重複長１６を差し引いた値）
の矩形ウインドウとのたたみこみ積の平方根から、分析
・合成ウインドウが得られる。このＤＦＴウインドウ
は、以下の式のとおりである。すなわち、
【０２０６】
【式１２】 ここで、Ｗ（ｎ）＝長さ１７のカイザー・ベッセル関
数、アルファ因数は１．５から３までである。
【０２０７】このＤＦＴ及びＴＤＡＣウインドウは、第
２３図に示されている。第２４図に示されているよう
に、ＤＦＴウインドウは、重複の冗長量があるため、Ｔ
ＤＡＣウインドウよりも適正な周波数選択度を具えてい
る。
【０２０８】Ｃ．分析フィルタ・バンク、前方変換 ＤＦＴによってフィルタ・バンクが実現され、これは以
下の式で表される。すなわち、
【０２０９】
【式１３】 ここで、 ｋ＝周波数係数の数 ｎ＝入力信号のサンプル数 Ｎ＝サンプルのブロック長 ｘ（ｎ）＝入力信号ｘ（ｔ）のサンプルｎにおける量子
化値 Ｃ（ｋ）＝実数又は余弦係数ｋ Ｓ（ｋ）＝虚数又は正弦係数ｋ である。
【０２１０】Ｄ．非均一量子化 非均質量子化要素の最初の３つの部分は、これに対応す
るＴＤＡＣコーダの非均一量子化要素の部分と類似して
いる。ここでの大きな差異は、主指数が、ＴＤＡＣコー
ダ中で行われているように非均一量子化要素の第２部分
によってではなく、ブロック浮動小数点エンコーダ２２
２０によって、分析ウインドウ処理及び周波数対時間領
域変換の前に決定されることである、この他の小さな差
異は、ブロック浮動小数点表現の構造、すなわち、サブ
バンド指数の長さと、係数の数及び長さの差異とにあ
る。表Ｉと表ｎを比較のこと。ＤＦＴコーダ中のサブバ
ンド指数の評価については、その虚数項が常に０であっ
て、無視される、係数０（直流又は０Ｈｚ）以外の変換
係数の値については、変換係数の対に基づいている。サ
ブバンド指数成分の各々は、サブバンド内の総ての係数
に対して、それが実数であろうと虚数であろうと、最大
の成分から決定される。この実施例においてはＤＦＴフ
ィルタの周波数選択性がより貧弱であるので、ＤＦＴコ
ーダに対する最小ビット長はＴＤＡＣコーダに対する最
小ビット長よりも大きい。ＴＤＡＣコーダに関しては、
正弦波入力を用い、フィルタ選択度を聴感上のマスキン
グ特性と比較することによって、経験的にＤＦＴコーダ
に対する最小ビット長が決定された。
【０２１１】Ｅ．適応ビット割当て ＤＦＴコーダに対する適応ビット割当てはＴＤＡＣコー
ダに用いられる適応ビット割当てとは異なるが、この差
異の大半は変換ブロックの構造に由来する。割当てに
は、３２ビット（３４ビットではなく）しか利用できな
い。割当ては、各係数について、実数・虚数対に対して
行われる。この割当て方式を単純化するために、係数０
に対してはダイナミック・ビットの割当ては行なわれな
い。係数０の長さは、表Ｉに示されるような最小ビット
長に制限される。したがって、３２ビットは４０の係数
対に対して割り当てられる。
【０２１２】ＴＤＡＣコーダとは対照的に、同じビット
数を用いて約２倍の数コード・ワードに対して割り当て
ることができる。その結果、あらゆるコード・ワードに
対して割り当てられることのできるビットの最大数は、
２ビットに制限される。ＴＤＡＣの割当てでは、４つの
表文はアレイを用いて４ビットも係数に対して割り当て
るのに対して、ＤＦＴ割当て方式では、２層しか利用し
ない。
【０２１３】Ｆ．フォーマット化 フォーマット化されたデータの構造は、ＴＤＡＣコーダ
に用いられるフォーマット化データの構造と類似である
が、これについては図２４ａ及び図２４ｂに示されてい
る・ＤＦＴフォーマットとＴＤＡＣ変換フォーマットと
の間の主要な差異は、ブロック浮動小数点構造と、指数
と変換係数とに対して割当てられるビット数にある。
【０２１４】表IIを参照すると、図２１ａ中のＤＦＴ非
均一量子化要素２２０８によって、６５個のサブバンド
・ビットと、３３１個の変換係数ビットと、適応ビット
割当てのための３２個のビットとが作り出されることが
分かる。ブロック浮動小数点エンコーダ２２２０によっ
て、４ビットの主指数が、線路２２２１に沿ってフォー
マット化要素２２０９に対して直接受け渡される。単一
チャネルに対する総ての量子化データの全長は、４３２
ビットである。データの悪化が問題ではない２チャネル
用途では、好ましいフォーマット化構造は図２４ａに示
される構造のものである。
【０２１５】データの悪化が懸念される２チャネル用途
では、誤り訂正の施策が必要である。好ましい構造は、
図２４ａに示されている。保護されるべき最も重要なデ
ータは、１３８ビット（チャネル当たり６９ビット）か
ら成る主指数及び係数指数である。リード・ソロモン・
コードは、これらのデータを保護するのに十分であり、
追加的な１８ビットの保護を行なう能力がある。この余
分の能力は２チャネルの間に平等に分与されて、主指数
に対する冗長的な保護（４ビット）と、変換係数０の３
つの最上位ビットに対する保護と、係数１の実数及び虚
数成分の最上位ビットに対する保護とが与えられる。エ
ンファシスによって与えられる低い周波数への増強によ
って、３００Ｈｚ以下のコード・ワード中のあらゆる誤
りがより聴取可能になるので、最下位周波数係数を保護
することが望ましい。
【０２１６】III.ウインドウのコンピュータ最適化設計 「最適な」ウインドウによって、変換を基盤とするデイ
シタル・フィルタに、究極的な排除についての所与の水
準のための鋭い僊移帯域ロールオフを具えさせることが
可能になる。ウインドウと、ウインドウによって得られ
るフィルタの周波数応答特性との聞のこの関係を、手短
かに、ウインドウ周波数応答特性と呼ぶ。上で論じたよ
うに、これらのフィルタ特性によって、変換コーダが、
符号化された信号の品質についての所与の主観的水準に
対する低ビットレートを達成することを可能にする。本
発明の目的のために、ウインドウの最適化では、分析専
用ウインドウについてではなく、みしろ、分析・合成ウ
インドウ対について考慮しなければならない。
【０２１７】分析専用ウインドウの設計は多大な注目を
集めてきたが、先行技術には、分析・合成ウインドウ対
について教えるところは少ない。上で述べた、たたみこ
み技法では、周知の分析専用ウインドウから分析・合成
ウインドウ対を導出するが、最適な分析専用ウインドウ
から最適なウインドウ対をこの技法で誘導できるのかど
うかについては未だ示されていない。上で述べた数値最
適化方法は、究極的な排除の特定の水準を有するＴＤＡ
Ｃ変換と共に用いるウインドウ対を設計すべく制約を受
ける時に、たたみこみ技法によって作り出される、全く
同等の制約を受けたウインドウ対と実質的に同一の形状
を各ウインドウが具えるウインドウ対が、それによって
作り出される。この最適化方法では、２つの事実が存立
される。すなわち、（１）究極的な排除の特定の水準に
対する「最適」ウインドウを設計することは可能であ
り、（２）たたみこみ技法は、計算上より一層効率的で
ありながら、実質的に最適なウインドウ対を誘導するこ
とである。
【０２１８】この結果によって、分析・合成ウインドウ
対を設許する際の問題が、より良く理解されている分析
専用ウインドウの設計問題に転換されるので、この結果
を得たことは極めて有益である。最適な分析専用ウイン
ドウを出発点として用いれば、たたみこみ技法によって
実質的に最適な分析・合成ウインドウ対が導出されるで
あろう。
【０２１９】一般的に、この適正化過程によって、目標
選択度曲線を対応する周波数特性によって最適適合させ
るＮ点分析ウインドウが、ＴＤＡＣ変化で課せられる制
約を条件として、識別される。上で論じたように、これ
らの制約では、１．５ブロックだけ移動され、自身に重
複している分析ウインドウの二乗（分析・合成績ウイン
ドウ）を、重複期間内で単位１に加算しなければならな
いことが要求される。この適正化過程は、ディジタル・
コンピュータ・プログラムとして実行されるが、以下の
過程から成る。すなわち、（１）初期化を行い、（２）
分析ウインドウを決定し、（３）発生された点の組から
試験的な分析ウインドウを構成し、（４）この試験的分
析ウインドウの周波数応答特性を決定し、（５）過程を
続行するかどうかについて決定する過程である。
【０２２０】初期化過程では、目標又は望ましい選択度
の周波数特性曲線を決定し、最初のウインドウの形状を
特定するデータを、ファイルから読み出す。この目標選
択度曲線は試聴試験から経験的に誘導されたものである
が、その僊移帯域ロールオフの比率は、臨界帯域内での
耳の音響心理学的マスキング曲線にほぼ従っている。
【０２２１】第２の段階では、試験ウインドウを決定す
る１組の点が発生される。この適正化過程が始まると、
初期化データによって特定される値から、第１の試験的
ウインドウが構成される。この過程が続行されるにつれ
て、後続の試験ウインドウが適正化ルーチンによって構
成される。
【０２２２】この適正化ルーチンによって、最良のＮ／
４＋１試験ウインドウの一覧表が保守される、周波数応
答特性が目標選択度曲線に最も接近する試験ウインドウ
が、最良のウインドウである。多次元適正化方法の殆ど
総てを用いることができるが、ここではニュートン・ラ
フソン（Newton-Raphson）技法を用いた。ニュートン法
の基本戦略では、最良のＮ／４＋１ウインドウを用い
て、Ｎ／４多次元空間中の表面の斜面を計算し、この表
面の斜面を１００交差点に外挿する。この例として、ニ
ューヨークのケンブリッジ大学１９８６年ブレスの２５
４ぺージから２５９ぺージまでの、ブレスによる論文、
「数的処方、科学計算の技法」（Press, Numerical Rec
ipes: The Art of Scientific Computing, New York, C
ambridge University Press, 1986, pp. 254-59）を参
照のこと。
【０２２３】第３の段階では、第２の段階で発生された
１組の点から試験ウインドウのＮ点が構成される。各試
験ウインドウはＮ／４点のみによって決定される。この
ウインドウは、対称的であり、隣接するウインドウを
１．５ブロックだけ移動して、単位１に加えなければな
らないので、最初のＮ／４点のみが独立である。この関
係は、以下の式で表現される。すなわち、 W[N/2-(i+1)]=√{1-W[j]2} 0 ≦ i ＜ N4 (28) W[i]=W[N-i-1] N/2 ≦ I ＜ N (29) ここで、 ｗ［ｉ］＝点ｉに対する分析ウインドウ機能の値 Ｎ＝ウインドウ長 である。
【０２２４】第４の段階では、試験ウインドウの周波数
応答特性曲線が決定される。この応答特性曲線は幾つか
ある方法の何れによって決定されても良いが、ここで用
いた方法は周波数掃引ＦＦＴスペクトル分析器に類似し
ている。この応答特性曲線の各点は、ディジタル化入力
信号の１００個の重複したサンプル・ブロックのＦＦＴ
から得られる、対応する変換係数の実効値の平均値から
計算される、この入力信号は、ナイキスト周波数の半分
に等しい周波数を中心として、周波数帯域全体にわたっ
て１つの変換係数を幅方向に掃引する正弦である。サン
プル・ブロック間の重複の量は５０％である。
【０２２５】例えば、コーダの実施例の１つでは、４
４．１ｋＨｚで１２８点のサンプル・ブロックに入力信
号を標本化する、１つの変換係数の帯域幅は３４４．５
Ｈｚ（４４．１ｋＨｚ／１２８）で、この帯域幅の半分
は１７２．２７Ｈｚである。ナイキスト周波数は２２．
０５ｋＨｚであるので、ナイキスト周波数の半分は１
１．０２５ｋＨｚである。試験ウインドウの周波数応答
特性は、１０．８５ｋＨｚ（１１，０２５Ｈｚ−１７
２．２６Ｈｚ）の周波数から１１．２０ｋＨｚ（１１，
０２５Ｈｚ＋１７２．２６Ｈｚ）の周波数まで掃引する
ディジタル化正弦波信号に対する応答特性の実効値から
構成される。このディジタル化信号の長さは、５０％の
重複を音する１００個の１２８点のブロック、又は６４
６４点である。
【０２２６】第５の段階では、試験ウインドウ応答特性
に関する誤差値が計算される。この誤差値は、試験ウイ
ンドウ応答特性及び目標応答特性曲線の間の試験ウイン
ドウ点ごとの差異の改変された実効値として計算され
る。この改変された実効値エラーの計算は以下の式で表
現される。すなわち、
【０２２７】
【式１４】 ここで、 Ｅ＝改変実効値エラー値 Ｎ＝ウインドウ長
【０２２８】
【式１５】 Ｃｉ＝点における試験ウインドウの計算された応答特性
（ｄＢ） Ｔｉ＝点における目標応答特性曲線（ｄＢ） である。
【０２２９】応答特性値はｄＢで表現されるので、この
改変実効値誤差値は対数尺度である。変換係数を表現す
るのに必要なビットの数は望ましい信号対雑音比の対数
に比例するので、対数表現が用いられる。
【０２３０】第６の段階では、この過程を続行するかど
うかが決定される。過程が解に基づいて収束するか、若
しくは収束の速度が十分低くなるまで、この過程は続行
される。
【０２３１】表III中の入力は、４から７までの範囲内
のアルファ値を持っカイザー・ベッセル・ウインドウか
ら始まる、たたみこみ技法によって誘導される、幾つか
の分析ウインドウの特性を示す。上の式１２から式１７
までを参照のこと。この表では、僊移帯域ロールオフと
阻止帯域排除の比率との間の交換が示されている。僊移
帯域ロールオフの比率は、ｄＢ当たりのＨｚで表現され
るが、僊移領域の中間における周波数応答特性曲線に対
する線形の近似である。小さな数値は、より鋭いロール
オフを表す。ｄＢで表現される究極的な排除は、通過帯
域の中央における周波数応答特性に対する阻止帯域内の
フィルタ応答特性を表す。
【０２３２】
【表１】
【０２３３】
【表２】
【０２３４】
【表３】
【図面の簡単な説明】
【図１】図１ａ及び１ｂは、本発明の基本的構造を示す
概念図である。
【図２】図２ａ及び図２ｂは、本発明の１実施例のハー
ドウエア構成を示す概念図である。
【図３】図３は、本発明の１実施例のハードウエア構成
を示す概念図である。
【図４】図４ａ及び４ｂは、本発明の１実施例のハード
ウエア構成を示す概念図である。
【図５】図５ａ及び５ｂは、本発明の２チャンネルの実
施例に関する演算要素の直列通信インタフェースの詳細
を示す仮想表現図である。
【図６】図６ａは、結果として関数Ｙ（ｔ）を得るため
の関数Ｘ（ｔ）の関数Ｗ（ｔ）による変調を示す概念図
で、図６ｂは、時間領域信号サンプルブロックの分析ウ
インドウによる変調を示す仮想図である。
【図７】図７ａ乃至７ｄは、時間領域信号サンプルブロ
ックの分析ウインドウによる変調を示す仮想図である。
【図８】図８は、本発明で用いられる非均一量子化要素
に関する高水準論理を示す流れ図である。
【図９】図８は、本発明で用いられる適応ビット割当て
過程に関する詳細な論理を示す流れ図である。
【図１０】図１０は、代表的フィルタ応答特性及び２つ
の代表的心理音響的マスキング曲線を示す表現図であ
る。
【図１１】図１１ａ及び１１ｂは、それぞれ４ｋＨｚ及
び１ｋＨｚの心理音響的マスキング曲線に関するフィル
タ応答特性を示す表現図である。
【図１２】図１２は、幾つかの信号音の音響心理学的マ
スキング曲線から誘導される複合マスキング曲線を説明
する表現図である。
【図１３】図１３は、５００Ｈｚの音に対する音響心理
学的マスキング曲線に関して、３つの異なるビット割当
てに対して符号化された５００Ｈｚの音の符号化雑音及
びひずみの、スペクトル・レベルを示す表現図である。
【図１４】図１４ａから図１４ｅまでは、重複され、ウ
インドウで処理された一連の時間領域信号サンプル・フ
ロックにグループ化される時間領域信号を説明する、仮
想表現図である。
【図１５】図１５ａから図１５ｄまでは、Ｅ−ＴＤＡＣ
変換によって作り出される時間領域エイリアシングひず
みを説明する、仮想表現図である。
【図１６】図１６ａから図１６ｇまでは、Ｅ−ＴＤＡＣ
変換信号合成の間の、時間領域エイリアシングの重複・
加算による相殺を説明する仮想表現図である。
【図１７】図１７ａ及び図１７ｂは、分析専用ウインド
ウを用いるフィルタバンクのフィルタ僊移帯域ロールオ
フ及び阻止帯域排除を、本発明のために設計された分析
・合成ウインドウ・ペアを用いるフィルタバンクのフィ
ルタ僊移帯域ロールオフ及び阻止帯域排除と比較する表
現図である。
【図１８】図１８は、ウインドウで処理された隣接ブロ
ックの重複・加算特性を示す仮想表現図である。
【図１９】図１９は、４から７までのアルファ値に対す
る幾つかのたたみ込みカイザー・ベッセル（Kaiser-Bes
sel）分析ウインドウの形状を正弦波傾斜ウインドウと
比較する仮想表現図である。
【図２０】図２０ａ及びｂは、それぞれ誤り符号を有し
ないもの及び有するものにつき、符号化された２つの変
換ブロックのフレームのフォーマットを示す概要図であ
る。
【図２１】図２１ａ乃至２１ｅは、本発明のＯ−ＴＤＡ
Ｃ変換のために実施される、重複されたウインドウで処
理された一連の時間領域信号サンプルブロックにグルー
プ化される時間領域信号を示す仮想表現図である。
【図２２】図２２ａ乃至２２ｃは、Ｏ−ＴＤＡＣ変換に
よって作り出される時間領域エイリアシングを示す仮想
表現図である。
【図２３】図２３ａ乃至２３ｇは、Ｏ−ＴＤＡＣ信号合
成間における時間領域エイリアシングの重複・加算によ
る相殺を示す仮想表現図である。
【図２４】図２４は、誤り訂正を有しない、本発明のＯ
−ＴＤＡＣ変換実施のために符号化された２つの変換ブ
ロックのフレームのフォーマットを示す概要図である。
【符号の説明】
１０１ 標本化・量子化要素 １０３ 分析ウインドウ乗算要素 １０４ フィルターバンク １０５ 浮動小数点エンコーダ １０８ 非均一量子化要素 １０９ フォーマッタ １１０ デフォーマッタ １１３ 直線化要素 １１４ 逆フィルターバンク １１５ 合成ウインドウ １１６ 重複・加算要素 １１７ アナログ・デジタル変換要素
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ルイス・ダン・フィルダー アメリカ合衆国、94030 カリフォルニア 州ミルブレア、チューオラムニ・ロード 1210 (72)発明者 マーク・フランクリン・デイビス アメリカ合衆国、94044 カリフォルニア 州パシフィカ、マンザニタ・ドライブ 1110

Claims (24)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 信号サンプルから成るオーディオ情報を
    高品質でデジタル符号化するエンコーダであって、 前記信号サンプルに応答してサブバンド情報を発生させ
    る要素であって、前記サブバンド情報がコードワードを
    含み、該コードワードの各々が固定ビット数から成る第
    １部分及び適応ビット割当によって決められる可変ビッ
    ト数から成る第２部分を含むサブバンド情報発生要素
    と、 各々のコードワードを、前記第１部分を表す第１区分と
    前記第部分を表す第２区分との２つまでの区分にフォー
    マットすることによって、前記サブバンド情報を含むデ
    ジタル情報を、伝送又は記憶に適したフォーマットを有
    するデジタル出力にアセンブルする要素とから成るエン
    コーダ。
  2. 【請求項２】 分析ウインドウ加重された信号サンプル
    ブロックを形成するために前記信号サンプルのブロック
    を分析ウインドウで重み付けし、前記分析ウインドウ加
    重された信号サンプルブロックに離散変換を適用するこ
    とによって前記サブバンド情報が発生される、請求項１
    のエンコーダ。
  3. 【請求項３】 前記コードワードの第１区分が前記デジ
    タル出力内で予め設定された位置にアセンブルされる、
    請求項１又は２のエンコーダ。
  4. 【請求項４】 前記コードワードの第１区分が前記デジ
    タル出力内の隣接位置ににアセンブルされる、請求項１
    乃至３のいずれか１つのエンコーダ。
  5. 【請求項５】 符号化された信号からオーディオ情報を
    高品質で再生するデコーダであって、 前記符号化された信号からコードワードを再構成するこ
    とによって前記コードワードを含むサブバンド情報を得
    る要素であって、前記コードワードの各々が固定ビット
    数から成る第１部分及び適応ビット割当によって決めら
    れる可変ビット数から成る第２部分を含み、前記コード
    ワードが、前記符号化された信号内の前記第１部分を表
    す第１区分と前記第２部分を表す第２区分との２つまで
    の区分から再構成されるサブバンド情報要素と、 前記得られたサブバンド情報に応答して信号サンプルを
    発生させる要素とから成るデコーダ。
  6. 【請求項６】 前記得られたサブバンド情報に逆離散変
    換を適用することによって前記信号サンプルが発生され
    る、請求項５のデコーダ。
  7. 【請求項７】 前記コードワードの第１区分が、前記符
    号化された信号内に予め設定された位置でフォーマット
    された第１区分から再構成される、請求項５又は６のデ
    コーダ。
  8. 【請求項８】 前記コードワードの第１区分が、前記符
    号化された信号内の隣接位置でフォーマットされた第１
    区分から再構成される、請求項５乃至７のいずれか１つ
    のデコーダ。
  9. 【請求項９】 オーディオ情報を高品質で符号化するエ
    ンコーダであって、 前記オーディオ情報のサブバンドを表すサブバンド情報
    を発生させる要素と、 ビットをコードワードに適応的に割当ることによって前
    記サブバンド情報を表すコードワードを発生させる要素
    であって、前記それぞれのサブバンドのエネルギーレベ
    ルに基づいてビットが、それぞれのサブバンドに対する
    サブバンド情報を表すコードワードに適応的に割当ら
    れ、前記それぞれのサブバンドのエネルギーレベルに基
    づいて追加のビットが、隣接サブバンドに対するサブバ
    ンド情報を表すコードワードに割当られるコードワード
    発生要素と、 前記コードワードを含むデジタル情報を、伝送又は記憶
    に適したフォーマットを有するデジタル出力にアセンブ
    ルする要素とから成るエンコーダ。
  10. 【請求項１０】 前記サブバンド情報が、分析ウインド
    ウ加重された信号サンプルブロックを形成するために前
    記オーディオ情報の信号サンプルのブロックを分析ウイ
    ンドウで重み付けし、前記分析ウインドウ加重された時
    間領域信号サンプルブロックに離散変換を適用すること
    によって発生される変換係数を含む、請求項９のエンコ
    ーダ。
  11. 【請求項１１】 前記コードワードが、 各サブバンドの相対的エネルギーレベルを評価し、 最大相対エネルギーレベルを有するサブバンドの第１グ
    ループに対するサブバンド情報を表すコードワードにビ
    ットを割当て、一定数のビットがサブバンドの前記第１
    グループに対するサブバンド情報を表すコードワードの
    各々に割当られてしまった時前記割当を停止し、 該コードワードの各々が前記一定数のビットに割当られ
    てしまっているサブバンドに隣接するサブバンドに対す
    るサブバンド情報を表すコードワードに前記追加ビット
    を割当ることによって発生される、請求項９又は１０の
    エンコーダ。
  12. 【請求項１２】 前記追加ビットが前記それぞれのサブ
    バンドの高周波数側隣接サブバンドに対するサブバンド
    情報を表すコードワードに割当られる前に、該追加ビッ
    トが前記それぞれのサブバンドの低周波数側隣接サブバ
    ンドに対するサブバンド情報を表すコードワードに割当
    られる、請求項９乃至１１のいずれか１つのエンコー
    ダ。
  13. 【請求項１３】 デジタル情報を含む符号化された信号
    からオーディオ情報を高品質で再生するデコーダであっ
    て、 前記デジタル情報からコードワードを得る要素であっ
    て、前記コードワードが前記オーディオ情報のサブバン
    ドに対するサブバンド情報を表すコードワード要素と、 ビットをコードワードに適応的に割当ることによって前
    記サブバンド情報を表すコードワードを発生させる要素
    であって、前記それぞれのサブバンドのエネルギーレベ
    ルに基づいてビットが、それぞれのサブバンドに対する
    サブバンド情報を表すコードワードに適応的に割当ら
    れ、前記それぞれのサブバンドのエネルギーレベルに基
    づいて追加のビットが、隣接サブバンドに対するサブバ
    ンド情報を表すコードワードに割当られるコードワード
    発生要素と、 前記サブバンド情報に応答して前記オーディオ情報を再
    生する要素とから成るデコーダ。
  14. 【請求項１４】 前記サブバンド情報に逆離散変換を適
    用することによってオーディオ情報の前記再生が行われ
    る、請求項１３のデコーダ。
  15. 【請求項１５】 前記サブバンド情報が、 各サブバンドの相対的エネルギーレベルを評価し、 最大相対エネルギーレベルを有するサブバンドの第１グ
    ループに対するサブバンド情報を表すコードワードにビ
    ットを割当て、一定数のビットがサブバンドの前記第１
    グループに対するサブバンド情報を表すコードワードの
    各々に割当られてしまった時前記割当を停止し、 該コードワードの各々が、前記一定数のビットに割当ら
    れてしまっているサブバンドに隣接するサブバンドに対
    するサブバンド情報を表すコードワードに前記追加ビッ
    トを割当ることによって発生される、請求項１３又は１
    ４のエンコーダ。
  16. 【請求項１６】 前記追加ビットが前記それぞれのサブ
    バンドの高周波数側隣接サブバンドに対するサブバンド
    情報を表すコードワードに割当られる前に、該追加ビッ
    トが前記それぞれのサブバンドの低周波数側隣接サブバ
    ンドに対するサブバンド情報を表すコードワードに割当
    られる、請求項１３乃至１５のいずれか１つのエンコー
    ダ。
  17. 【請求項１７】 ２チャンネルオーディオ情報を高品質
    でデジタル符号化するエンコーダであって、 前記２チャンネルオーディオ情報の各々から信号サンプ
    ルブロックを含む信号サンプルブロック対を形成する要
    素と、 前記信号サンプルブロック対内の各信号サンプルブロッ
    クを分析ウインドウで重み付けすることによって分析ウ
    インドウ加重信号サンプルブロックを形成する要素と、 各分析ウインドウ加重信号サンプルブロック対から得ら
    れる情報に単一高速フーリエ変換を適用することによっ
    て変換係数を発生させる要素と、 前記変換係数にビットを割当ることによってコードワー
    ドを発生させかつ前記コードワードを、伝送又は記憶に
    適したフォーマットを有するデジタル出力にアセンブル
    する要素とから成るエンコーダ。
  18. 【請求項１８】 符号化された信号から２チャンネルオ
    ーディオ情報を高品質で再生するデコーダであって、 前記符号化された信号からコードワードを得る要素と、 前記コードワードから変換係数を再構成して変換ブロッ
    ク対を形成する要素と、 各変換ブロック対に単一高速フーリエ変換を適用するこ
    とによって信号サンプルブロック対を発生させる要素で
    あって、前記信号サンプルブロック対が２チャンネルオ
    ーディオ情報の各々からの信号サンプルのブロックを表
    すブロック対発生要素と、 分析ウインドウによって前記信号サンプルブロック対の
    各信号サンプルブロックを重み付けする要素とから成る
    デコーダ。
  19. 【請求項１９】 信号サンプルから成るオーディオ情報
    を高品質でデジタル符号化する方法であって、 前記信号サンプルに応答してサブバンド情報を発生さ
    せ、前記サブバンド情報がコードワードを含み、該コー
    ドワードの各々が固定ビット数から成る第１部分及び適
    応ビット割当によって決められる可変ビット数から成る
    第２部分を含むようにさせ、 各々のコードワードを、前記第１部分を表す第１区分と
    前記第部分を表す第２区分との２つまでの区分にフォー
    マットすることによって、前記サブバンド情報を含むデ
    ジタル情報を、伝送又は記憶に適したフォーマットを有
    するデジタル出力にアセンブルすることから成る符号化
    方法。
  20. 【請求項２０】 符号化された信号からオーディオ情報
    を高品質で再生する復号方法であって、 前記符号化された信号からコードワードを再構成するこ
    とによって前記コードワードを含むサブバンド情報を導
    出し、前記コードワードの各々が固定ビット数から成る
    第１部分及び適応ビット割当によって決められる可変ビ
    ット数から成る第２部分を含み、前記コードワードが、
    前記符号化された信号内の前記第１部分を表す第１区分
    と前記第２部分を表す第２区分との２つまでの区分から
    再構成されるようにし、 前記得られたサブバンド情報に応答して信号サンプルを
    発生させることから成る復号方法。
  21. 【請求項２１】 オーディオ情報を高品質で符号化する
    方法であって、 前記オーディオ情報のサブバンドを表すサブバンド情報
    を発生させ、 ビットをコードワードに適応的に割当ることによって前
    記サブバンド情報を表すコードワードを発生させ、前記
    それぞれのサブバンドのエネルギーレベルに基づいてビ
    ットが、それぞれのサブバンドに対するサブバンド情報
    を表すコードワードに適応的に割当られ、前記それぞれ
    のサブバンドのエネルギーレベルに基づいて追加のビッ
    トが、隣接サブバンドに対するサブバンド情報を表すコ
    ードワードに割当られるようにし、 前記コードワードを含むデジタル情報を、伝送又は記憶
    に適したフォーマットを有するデジタル出力にアセンブ
    ルすることから成る符号化方法。
  22. 【請求項２２】 デジタル情報を含む符号化された信号
    からオーディオ情報を高品質で再生する復号方法であっ
    て、 前記デジタル情報からコードワードを導出し、前記コー
    ドワードが前記オーディオ情報のサブバンドに対するサ
    ブバンド情報を表すようにし、 ビットをコードワードに適応的に割当ることによって前
    記サブバンド情報を表すコードワードを発生させ、前記
    それぞれのサブバンドのエネルギーレベルに基づいてビ
    ットが、それぞれのサブバンドに対するサブバンド情報
    を表すコードワードに適応的に割当られ、前記それぞれ
    のサブバンドのエネルギーレベルに基づいて追加のビッ
    トが、隣接サブバンドに対するサブバンド情報を表すコ
    ードワードに割当られるようにし、 前記サブバンド情報に応答して前記オーディオ情報を再
    生することから成る復号方法。
  23. 【請求項２３】 ２チャンネルオーディオ情報を高品質
    でデジタル符号化する方法であって、 前記２チャンネルオーディオ情報の各々から信号サンプ
    ルブロックを含む信号サンプルブロック対を形成し、 前記信号サンプルブロック対内の各信号サンプルブロッ
    クを分析ウインドウで重み付けすることによって分析ウ
    インドウ加重信号サンプルブロックを形成し、 各分析ウインドウ加重信号サンプルブロック対から得ら
    れる情報に単一高速フーリエ変換を適用することによっ
    て変換係数を発生させ、 前記変換係数にビットを割当ることによってコードワー
    ドを発生させかつ前記コードワードを、伝送又は記憶に
    適したフォーマットを有するデジタル出力にアセンブル
    することから成る符号化方法。
  24. 【請求項２４】 符号化された信号から２チャンネルオ
    ーディオ情報を高品質で再生する復号方法であって、 前記符号化された信号からコードワードを導出し、 前記コードワードから変換係数を再構成して変換ブロッ
    ク対を形成し、 各変換ブロック対に単一高速フーリエ変換を適用するこ
    とによって信号サンプルブロック対を発生させ、前記信
    号サンプルブロック対が２チャンネルオーディオ情報の
    各々からの信号サンプルのブロックを表すようにし、 分析ウインドウによって前記信号サンプルブロック対の
    各信号サンプルブロックを重み付けすることから成る復
    号方法。
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