JPS58103013A - 無効電力発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、電源と並列に接続されて負荷が要求してい
る無効電力を電源に代って供給する無効電力発生装置に
関する。一般に、この種の無効電力発生装置としては、
変動する無効分を供給する必要から、遅れと進みの双方
の無効電力を発生することができること、電源に悪影響
を与える高調波はできるだけ発生しないようにすること
等が要求される。

従来、この種の無効電力発生装置としてはサイリスタ変
換装置にリアクトルを直列に接続し、サイリスタの位相
制御を行なうことＫより可変リアクトルとして機能させ
るようにしたものがある。

この公知の方式は、サイリスク変換器の位相制御により
遅れの無効電力を発生させることができるが、進みの無
効電力を発生させることができないという欠点があるた
め、これと並列に固定の進相用コンデンサを接続してい
る。したがって、この方式では進相コンデンサ容量が大
きくなるばかりでなく、リアクトルの位相制御に伴なう
高調波電流が電源へ流入するという欠点を有している。

また、最近では、理想的変換装置の１つとして２台のコ
ンバータ（変換装置）の入力端子側を相互に接続すると
ともに、その入力端子位置に高周波電圧供給装置を接続
してなる高周波リンク形静止電圧変換装置が知られてお
り（必要ならば、例えば特公昭５３−２５９３０号公報
参照）、さらにその一応用例として、１台のコンバータ
の入力端子に高周波電圧供給装置のみが接続された無効
電力発生装置も知られている。この場合に用いられる高
周波電圧供給装置としては、回転形同期発電機または同
期調相機、Ｌ−Ｃタンク回路等が考えられるが、前者は
回転機を使用しなければならないという難点があシ、ま
た、静止形としての特長を有する後者の場合においても
、無効電力の増減に拘らず一足の周波数を維持するため
には、特に容量の大きなコンデンサを具備しなければな
らないことが指摘されている（この点について、必要な
らば、ＩＥＥ　　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ＩＡ、　
ＶＯＬ、ＩＡ−１５、Ｎｏ　５．１９７９、Ｐ５２１〜
５３１を参照されたい。）。

この発明は上記に鑑みなされたもので、遅れまたは進み
の無効電力を任意に発生しうるようにするとともに、高
調波の発生はできるだけ抑制するようにし、かつ大容量
で経済的、しかもコンパクトな無効電力発生装置を提供
することを目的とする。

上記の目的は、この発明によれば、出力側が系統電源に
接続されてなる他励変換装置の入力側にコンデンサを接
続して転流電圧源を形成するとともに、位相制御をして
変換装置を流れる循環電流の大きさを変えることにより
、変換装置から系統電源側へ進みまたは遅れの無効電力
を供給するようにして達成される。すなわち、従来の他
励変換装置の人、出力を逆にして接続するとともに、そ
の入力側にコンデンサを接続するだけの簡単な構成によ
シ、従来のものとは発想の異なる全く新しいタイプの無
効電力発生装置を提供するものである。

以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の実施例を示す主回路構成図である。

同図において、３１〜３３は順、逆変換器からなる変換
器主回路、４１〜４３は変圧器、５１〜５３はコンデン
サ、６１〜６３は電流検出器、１１〜１３（Ｕ−Ｗ）は
３相の系統電流端子または変換器の出力端子、７１〜７
３は変換器の入力端子、２１〜２３は電源フィルタリア
クトルである。変換器主回路３１はサイリスタブリッジ
整流器３１１゜３１２からなり、これらが互いに逆並列
接続されている。主回路３２．３３についてもこれと同
様であり、したがってこれら主回路３１〜３３によって
３相サイクロコンバータが構成される。なお、３１３．
３１４は循環電流抑制リアクトルである。

同図からも明らかなように、このサイクロコンバータ（
以下、単にコンバータまたは変換器ともいう。）の通常
の入力端と出力端とがここでは入れ替わっており、通常
の出力端子は循環電流抑制リアクトル３１３，３１４・
・・、変圧器４１〜４３および電源フィルタリアクトル
２１〜２３によって終端される一方、通常の入力端子は
コンデンサ５１〜５３のみにより終端されている。以下
、コンデンサ端子側を入力側とするサイクロコンバータ
と考えて「入力」、「出力」を表わすこととする。

したがって７１〜７３が入力端子であり、１１〜１３が
出力端子ということになる。

このように構成することによって、サイクロコンバータ
はコンデンサ５１〜５３の電圧を転流電圧とする他励転
流動作を行なう一方、回路の損失に伴なう有効電力は系
統電源側１１〜１３よシ取シ入れて無効電力を発生させ
ることができる。つまシ、この発明において、転流電圧
源となるものはコンデンサ５１〜５３と、無効電流を調
整する能力を有するコンバータ自体３１〜３３であシ、
これにより、従来のような独立した電圧供給源、すなわ
ち同期調相機（または発電機）やＬ−Ｃからなる発振回
路を必要としないものである。換言すれば、コンバータ
３１〜３３はその内部に循環電流抑制リアクトル３１３
．３１４・・・を有し、正群コンバータ３１１・・・、
負群コンバータ３１２・・・の制御角を変えることによ
り循環電流の大きさを調整することができるから、これ
はサイクロコンバータの入力端子から見た等価インダク
タンスＬｃが可変であることに相当する。したがって、
コンデンサ５１〜５３とコンバータ３１〜３３とによっ
てあたかもタンク回路が形成されているかの如く動作し
、しかも該タンク回路のインダクタンスがサイクロコン
バータの位相制御によって可変とされることから、所望
の周波数電圧源となシ得るのである。

ここで、入力周波数が一定値に保たれること、すなわち
、どのようにして制御角が決まシ安定な動作が行なわれ
るかについて第２Ａ、２Ｂ図を参照して説明する。なお
、２Ａ　、２Ｂ図はそれぞれ正群、負群コンバータの点
弧パルスとその人、出力電圧との関係を示す波形図であ
る。

いま、サイクロコンバータの出力端子（第１図の端子１
１〜１３）の周波数が入力端子（第１図の端子７１〜７
３）の周波数と比較して非常に低いものと仮定する。す
ると、成る期間では、第２Ａ、２Ｂ図（イ）に示される
ように、正群および負群コンバータともはヌ等間隔Ｔで
点弧ノ（ルスが与えられているものと考えることができ
る。この状態（理想状態）では、正群コンバータの制御
角αｐと負群コンバータの制御角αＮとの関係は、αｐ
＋αＮ＝１８０°（＝π） でおる。この状態において、入力周波数が何らかの原因
で第２Ａ、２Ｂ図（ロ）の点線で示されるように低下し
たとすると、これは制御角α９．αＮがそれぞれ図示の
大きさよりも小さくなることと等価である。しかるに、
π／２くαｐくπ、０〈αＮ〈π／２であるから、制御
角αｐ、αＮの減少によって正群コンバータの出力電圧
は低下する一方、負群コンバータの出力電圧は上昇し、
循環電流が増加する。これは、入力側から見た見かけ上
の等価インダクタンスＬ０が減少したことに相当し、コ
ンデンサと等価インダクタンスとからなるタンク（並列
共振）回路の共振周波数が増大して、もとの定常状態に
戻そうとする。一方、上記とは逆に入力周波数が増加し
たときは、全く逆の作用によってこの増加を抑えようと
するため、いずれにしても入力周波数は常に所定の状態
に維持される。実際のサイクロコンバータでは、出力周
波数の大きさおよび出力電圧の大きさによって点弧パル
ス間隔は周期的に伸び縮みするものであるが、循環電流
が変化しないように、制御角α、とα、とを所定の関係
（αｐ＋αＮ＝１８０°）に保つことによシインダクタ
ンスＬｃは固定されたままとなシ、入力周波数は一定に
維持されることになる。なお、第２Ａ、２Ｂ図において
、細実線波形はコンバータの入力電圧、太実線はその出
力電圧波形を示すものである。

ここで、特に重要なことの１つは、コンバータそのもの
に入力無効電流を変える能力があることであ夛、上述の
如く循環電流の大きさを変えることによシ、あるいは第
１図のブリッジ整流器３１１゜３１２・・・をそれぞれ
非対称制御することによシ入力無効電流を調整すること
が可能で、とれによって等価インダクタンスＬｃを可変
とすることができる。

さらに、もう一つ重要なことは、コンバータ入力側周波
数を外部からの指令によって任意に決められることであ
り、こうして決められた入力周波数または該周波数によ
ってきまるゲートパルス間隔に応じて等価（可変）イン
ダクタンスＬ。が自動的にきまる、すなわち他制式にし
うるということである。したがって、入力側の高周波電
圧の周波数を出力側、つまシミ源側波数よシも高くする
ことが可能であり、これによって電源側の電流を正弦波
に近付けることができるため、電源側からとる高調波電
流成分が少なくなる。これは、外部配置の入力側コンデ
ンサの容量を小さくすることができる利点をも生むこと
になる。

このようにして、入力側においては点弧パルス間隔でき
まる周波数をもつ電圧が確立され、したがって、他励式
のサイクロコンバータと同様にその動作を考えることが
できる。すなわち、サイクロコンバータの位相制御によ
シ、その出力端子の電圧を交流系統電圧と同相で、かつ
その値をより犬きくすれば遅れの無効電流を系統側に供
給する、見方を変えれば、この発明による装置は進みの
電流を系統側から取ることができる。反対に、出力端子
の電圧を交流系統電圧と同相で、かつその値をより小さ
くすれば進みの電流を系統側に供給する、見方を変えれ
ば、この発明による装置は遅れ電流を系統側から取るこ
とができる。

つまり、通常のサイクロコンバータは、入力の交流電圧
により転流を行なうことがら他励転流であシ、その入力
無効電力は遅れの成分のみであるのに対し、その出力側
は出力電圧、電流の大きさを変えることにより任意の出
力力率、換言すれば進み、遅れ双方の無効電力を取シ得
る特性をもっている。したがって、この発明はこのよう
なサイクロコンバータの特性に着目し、通常の入力端と
出力端とを入れ替え、その交流電源側は通常のサイクロ
コンバータの出力電圧、電流制御とすることによシ、任
意の値の進み、遅れ双方の無効電力を発生することがで
きるようにしたものである。

第３図は第１図における各整流器３１〜３３の制御回路
を示すブロック図である。

同図において８５，８６．８７は、それぞれ第１図の整
流器３１，３２．３３に対応する制御回路で、図には制
御回路８５のみが詳細に示されているが、制御回路８６
．８７も全く同様に構成されるものである。該制御回路
８５は乗算器８５１、加算器８５２、減算器８５３、調
節器８５４およびゲートパルス発生回路８５５等より構
成されている。また、８１は無効電力設定器、８２は位
相シフト回路、８３は周波数設定器、８４は正弦波発生
器、１１〜１３は第１図にも示されている出力端子、Ｉ
Ｕ　””　ＩＷは第１図の電流検出器６１〜６３にて検
出される電流実際値である。

無効電力設定器８１では、無効電流の大きさが直流電圧
値に換算されて設定される。なお、その■側では進み分
が、またｅ側では遅れ分がそれぞれ設定されるものとす
る。一方、出力端子１１〜１３よシミ圧の瞬時値が検出
され、これによって位相シフト回路８２では、各相電圧
よシ各々９０ｅｔだけ位相が進んだ交流電圧波形が演算
され（これは無効分をつくるためである。）、各相の乗
算器８５１・・・に入力される。乗算器８５１では直７
、　　　　流値に換算された無効電力の設定値と、位相
シフト回路８２からの出力との乗算が行なわれ、設定器
８１の■、Ｏ出力に応じて各相の電流波形（無効電流分
）が作られ、各相の電流調節器８５４・・・の入力部、
すなわち減算器８５３・・・に与えられる。

各相電流波形の実際値Ｉ［Ｊ　−ＩＷは、第１図の電流
検出器６１〜６３から減算器８５３・・・へ帰還される
ので、電流調節器８５４・・・においては該実際値と設
定値とが一致するように調節動作が行なわれる。各相の
電流調節器８５４・・・の出力は、各相のゲートパルス
発生器８５５・・・へ制御入力として与えられる。一方
、このゲートパルス発生器８５５・・・のコンバータ入
力側周波数を決めるタクト（同期）信号としては、全く
独立した周波数設定器８３によシ設定された周波数に応
じて互いに１２０　ｅＬずつ位相のずれた正弦波を作る
正弦波発生器８４からの出力が用いられる。すなわち、
従来は系統電源と同期をとるためのタクト（同期）信号
が必要であったが、この発明では、系統電源とは独立に
設けられる周波数設定器８３からの信号をタクト信号と
して用いるようにするものである。ゲートパルス発生器
８５５・・・はとのタクト信号と電流調節器８５４・・
・からの制御出力とによシ、いわゆる余弦波制御を行な
い、その出力を第１図の各相コンバータ３１〜３３にゲ
ートパルスとして与え、その位相制御を行なう。

いままでは、この発明を損失分のない理想的な無効電力
発生装置として説明してきたが、実際にはりアクドル、
変圧器またはコンバータ等の損失が存在する。しかし、
これらの損失分はそれに見合った分だけ交流側かられず
か人有効分として与えることによシ、安定な動作を維持
することができる。

なお、実施例では変圧器４１〜４３を出力側に接続する
ようにしたが、これを入力端子７１〜７３とコンデンサ
５１〜５３との間に接続することも可能であシ、その場
合は入力側周波数が高められる結果、変圧器を小形化す
ることができるという利点が得られる。

また、第３図において、加算器８５２に高調波信号を加
算することによシ、これと１８０　　ｅＬ位相の異なる
障害高調波を補償するととができる。

この場合、無効電力発生装置の入力周波数が高いため、
出力側すなわち系統側での補償分解能が高められる。さ
らに、加算器８５２に系統電圧と同相の電流設定を与え
ることにより入力端子７１〜７３から有効電力を取や出
すようにすることができる。

以上のように、この発明によれば、サイクロコンバータ
に正負の電流を流して可変リアクトルとしての動作をさ
せるようにしたため、外部配置のコンデンサのみでサイ
クロコンバータの転流電圧が確保できるとともに、その
動作周波数を他制で規定するようにしたから電源周波数
よりも高く設定することができ、したがって外部配置の
コンデンサの容量を小さくすることができる効果が得ら
れる。また、通常の入出力端子を入れかえ、サイクロコ
ンバータの特性を有効に利用するという、新しい発想に
よって遅れ、進みの無効電力を任意に発生しうるように
したから、構成が簡単であるばかシでなく大容量とする
ことができる効果を有するものである。さらに、この発
明におけるコンバータは他励で動作するため、自励イン
バータにおいて要求されるような高速サイリスタ素子を
必要とせず、一般電力用の大容量サイリスタ素子を利用
することができるという利点がある。

なお、この発明の有効性は変型なる実験によシ確かめら
れていることを付言しておく。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す主回路構成図、第２Ａ
、２Ｂ図はそれぞれ正群、負群コンバータに与えられる
点弧パルスと、その人、出力電圧波形とを示す波形図、
第３図は第１図の主回路に対応する制御回路を示すブロ
ック図である。 符号説明 １１〜１３・・・出力端子、２１〜２３・・・電源フィ
ルタリアクトル、３１〜３３・・・順、逆整流器、４１
〜４３・・・変圧器、５１〜５３・・・コンデンサ、６
１〜６３・・・電流検出器、７１〜７３・・・入力端子
、８１・・・無効電力設定器、８２・・・位相シフト回
路、８３・・・周波数設定器、８４・・・正弦波発生器
、８５・・・制御回路、８５１・・・乗算器、８５２・
・・加算器、８５３・・・減算器、８５４・・・電流調
節器、８５５・・・ゲートパルス発生器、αｐ、αＮ・
・・正、負群コンバータの位相制御角 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　清 第１図 第２Ａ図 第２８ｖ ８２−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）一方の端子が系統電源に接続され、順、逆変換器を
   備えてなる他励変換装置の他方側にコンデンサを接続し
   、該コンデンサにて前記各変換器の転流電圧源を形成す
   るとともに、前記順、逆変換器の各制御角を所定の関係
   を満たす如くその位相制御を行ない変換装置に流れる循
   環電流の大きさを調整することにより、変換装置から系
   統電源側へ遅れまたは進みの無効電力を供給するように
   したことを特徴とする無効電力発生装置。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の無効電力発生装置に
   おいて、前記順、逆変換器には系統電源とは別に設けら
   れる発根器から所望周波数の点弧パルスを所定の順序で
   与えることによシ系統電源側からとる高調波成分を減少
   させるようにしたことを特徴とする無効電力発生装置。