JPS58129802A - 分布結合回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明ハ、ＶＨＦ−８ＨＦ帯ニオける、ＴＥＭ線路を用
いた分布結合回路に関するものである。

２、：・ 第１図に従来より実用化されているマイクロストリップ
線路を用いた帯域通過フィルタの例を示す。（ここで説
明する線路構造は以下すべてマイクロストリップ線路で
行う。ストリップ線路の場合も同様であるので特に線路
構造を区別しての説明は行なわない。） 図において、１１は誘電体基板、１２は導体膜で形成さ
れる接地導体、１３〜１７はフォトエツチング等の技術
を利用して所定のパターンに作られた導体である。

このうち１３．１４は入出力線路、１５，１６゜合、お
よび入出力と共振器間の結合は互に平行し、区間は、共
振器間結合（たとえば共振線路１５と共振線路１６）は
結合度が小さいため線路間の間隔が広く、入出力の結合
（たとえば入力線路１３と共振線路１６）は結合度が共
振器間結合に比し１桁程度大きくなるため、線路間隔も
狭く、かつインピーダンス結合上線路の幅も狭くする必
要が３ページ ある。第２図に入力結合部の詳細を示す。第１図と同一
の番号は全く同一のものを表わす。図でわかるように入
力線路１３と共振線路１６との間に平行結合部間の間隔
はＳで示されている。第２図に示す分布結合回路の等価
回路は第３図に示す通りである。４１．４２は入出力端
子、４３　、４４線路、４６はアドミタンス・インバー
タ（パラメータＪｏ）を表わす。（第２図および第３図
の関係は、Ｍ、Ｍａｋｉｍｏｔｏ　ｅｔ、ａｊ２　　Ｂ
ａｎｄｐａｓｓ　ＦｉｌｔｅｒｓＵｓｉｎｇ　Ｐａｒａ
ｌｌｅｌ　Ｃｏｕｐｌｅｄ　５ｔｒｉｐｌｉｎｅ　Ｓｔ
ｅｐｐｅｄＩｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｒｅ５ｏｎａｔｏｒｓ
　　、　ＩＥＥＥ　Ｍ、Ｔ、ＴＶｏＬ、ＭＴＴ−２８、
ｈ１１２．　Ｄｅｃ　１９８０．ＰＰ１４１３〜１４１
了に導出されている。

第３図の回路の１行列を〔Ｆａ）とおくと１を虚数とこ
ろ士第２図に示した従来の分布結合回路では入力線路１
３と共振線路１６の平行結合部の間隔Ｓであられされる
ギャップ２０は、基板１１の厚さＨ（第１図すに示す。

）が一定であれば、結合度が大きくなると狭くなる。結
合度は、フィルタの通過帯域幅Ｃ２比例して増大するか
ら、ギャップ間隔Ｓはフィルタの通過帯域幅に０逆比例
する。ところが、ギャップ間隔Ｓは、フォトエツチング
の精度上限界があシ、ある一定値以下にすることはでき
ない。従って基板１１の厚さＨが指定されたならば、実
現できるフィルタの帯域幅の上限はフォトエツチングの
精度上決められてしまうものである。これ以上の帯域幅
のフィルタを実現するためには、基板１１の厚さＨを大
にしてＳを大きくする必要（結合度はＳ／Ｈが一定であ
れば同一の値となる）があり、回路パターン自体も大き
くなり、コスト上昇を伴うことになる。

本褪明は、同一のフォト・エツチング技術を用いて平行
結合線路の結合度を大幅に大きくできる６ページ 結合回路を提供するものであシ、その基本構成を第４図
に示す。図において３１．３２は入出力線路（あるいは
共振器の一部とみなしてもよい）で、線路３１は線路幅
の狭い突出部３３．３４に分割され、同じく線路３２は
、突出部３５．３６に分割される。そして互に平行し隣
接する突出部３３゜Ｓ２　で結合する平行結合部構成を
とる。また図において突出部３５．３６の間隔を８３　
とし、５ｌ−８２〈Ｓ３　とすると、結合部の設計が容
易となる。また図から明らかなように、平行結合部は、
２ケ所となり、線路幅も小さくできるため、結合の増大
とともに、結合部の小型化も実現可能となる。

本発明による結合部の等価回路は、第５図のように表わ
すことができる。

ここで５１．５２は入出力端子、６３〜６６は特５７．
５８は１ｐ　なるパラメータを持つアドミタンスインバ
ータである。

６　　−・ で表わせる。

従って（Ｆｂ）の値を０式と同じになるように選ぶこと
によシ、すなわち ０式の関係が成立するように各値を選択するならば、本
発明の結合方式は第２図に示した従来の結合方式と全く
同一に置き換えることができるので、結合方式部分を除
き、他の部分は従来の回路設計通シに行うことができ、
設計自体がきわめて容易となる利点を有する。

以上の例は分岐平行結合部が２ケ所の場合を例に述べた
が本発明は分岐平行結合部が２ケ所以上の場合に適用さ
れる。

また分岐平行結合部は第６図に示す様な形状であ７ペー
ジ っても、第４図とまったく同様に機能する。

第６図に示す各符号は第４図の同符号のものと対応する
。

第７図は、３段構成の帯域通過フィルタに実施した実施
例を示す。ここで、６１．６２は入出力６７が分布結合
部を示す。ところで第１図に示す従来例との比較を行う
。フィルタの帯域中を３０〜４０％、段数３段とし、比
誘電率ε、＝２．５　。

厚さ１　、ｏｒｒｒｌｎの誘電体を用い、マイクロ・ス
トリップ線路で構成する場合を考える。

この時第１図の従来の構成では、入出力結合部の線路間
隔は３８〜４０μとなるのに対し、本発明の手法を用い
るとｚｐ−８０〜９０Ωに選び、最小の線路間隔（入出
力結合部）は１２０〜１５０μとなる。即ちギャップは
３〜４倍に拡大されるため製作の容易さ、製品の歩留は
格段に向上する。また逆に、入出力の線路間隔の最小値
を１１５０μとすると、第１図に示す従来例では帯域幅
１０チ程−のフィルタしか実現できないのに対し、本発
明８　・　−パ 即ち、本発明は製作上の規制がある場合は帯域幅を３〜
４倍に拡大することができる利点を有する。

第８図は本発明の他の実施例を示すもので、インピーダ
ンス変成器に適用した場合の例である。

ここで、７１．７２は変成器の入出力端子、７３は本発
明による分布結合回路、７４は出力端子に接続された負
荷インピーダンスをあられす。

いま結合部の１行列を０式、負荷インピーダンスをＺＩ
、とすると、入力端子７１からみた入力インピーダンス
Ｚｉは とあられせるため、インピーダンス変成器として利用で
きる。

この構成にすると、結合度を大きくしてグ計可能である
ため、インピーダンス変成比（Ｚｉ／ＺＬ）が石。

９ベーソ また従来方式ではインピーダンス比が与えられると線路
インピーダンスが一義的に定まるのに対し、本発明はＺ
ｐ、Ｊ、の二つのパラメータで決定されるため、回路構
成上の自由度が大きくなる利点を有する。

以上のように本発明は、ス）　ＩＪツブ線路あるいはマ
イクロストリップ線路を用いた両端開放の共振線路を２
個以上配列してなる分布結合回路において、２つの線路
をそれぞれ開、放端近くで少なくとも２つに分岐し、互
に分岐された線路の開放端が相互に逆の位置になるよう
に配置し、平行結合部を２ケ所以上もつように構成した
ことを特徴とするもので、それをフィルタ、インピーダ
ンス変成器等に適用することにより、従来方式では実現
し得なかった広帯域、あるいは、大きなインピーダンス
比が容易に実現できその工業的価値はきわめて大きいも
のである。

【図面の簡単な説明】

第１図ａは従来のマイクロストリップ線路共振器を用い
た分布結合帯域通過フィルタの平面図、１０−ζ　〕・ 同すはその側断面図、第２図は　　　同人力結合部の拡
大図、第３図は第１図に示す従来の分布結合回路の等価
回路を示すブロック図、第４図は本発明の分布結合回路
の一実施例を示す平面図、第６図は第４図に示す本発明
の一実施例における分布結合回路の等価回路を示すブロ
ック図、第６図は本発明の分布結合回路の他の実施例を
示す平面図、第７図は本発明の分布結合回路を用いた帯
域通過フィルタの構成例を示す平面図、第８図は本発明
をインピーダンス変成器への適用した例を示す平面図で
ある。 １１・・・・・・誘電体基板、１３．１４・・・・・・
入出力線器、６６．６７・・・・・・本発明の分布結合
回路部。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名１１
４１　　図 （ａ　）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　ｔ）、ノｌ？ 第　２　図 ３ １３５１１ 第　４　図 ＪＩＩ５１！１ ａ６　　図 ０−−３カー→ Ｉ７図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　ストリップ線路あるいはマイクロストリップ
   線路を用いた両端開放の共振線路を複数個配列して構成
   され、２つの共振線路により構成される結合領域のうち
   少なくとも１個が、互いに突出部により係合された２ケ
   所以上の平行結合部によシ構成されていることを特徴と
   する分布結合回路。
2. （２）平行結合部において、それぞれの突出部の幅が等
   しく、かつ突出部間の間隙も等しく構成されたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の分布結合回路。
3. （３）平行結合部の結合長が、使用する周波数帯の中心
   周波数の波長の４分の１であることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載の分布結合回路。