JPS58145219A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
- Publication number
- JPS58145219A JPS58145219A JP2700082A JP2700082A JPS58145219A JP S58145219 A JPS58145219 A JP S58145219A JP 2700082 A JP2700082 A JP 2700082A JP 2700082 A JP2700082 A JP 2700082A JP S58145219 A JPS58145219 A JP S58145219A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- point
- reception
- circuit
- noise level
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
- H03J7/065—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers the counter or frequency divider being used in a phase locked loop
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、ＡＦＣ（自動周波数−ｍ＞やＰＬＬ（フェ
ーズ・ロックド・ループ）のように局部発振器の発振周
波数をフィードバック制御によって所定の値に保つ制御
系を備えたヘテロダイン受信装置に関する。
ーズ・ロックド・ループ）のように局部発振器の発振周
波数をフィードバック制御によって所定の値に保つ制御
系を備えたヘテロダイン受信装置に関する。
周知のように、同調ずれを検出してその検出信号に基づ
いて局部発振器を制御し、同調ずれが零になるように局
部発振周波数をフィードバック制御するＡＦＣによれば
、受信状態の良好な放送波に対しては最適同調状態を極
めて安定かつ＾精度に保つことができる。
いて局部発振器を制御し、同調ずれが零になるように局
部発振周波数をフィードバック制御するＡＦＣによれば
、受信状態の良好な放送波に対しては最適同調状態を極
めて安定かつ＾精度に保つことができる。
また、局部発振周波数を適宜分局した信号と水晶振動子
等を用いた発振器から得られる基準周波数信号とを位相
比較し、その比較信号によって局部発振器をフィードバ
ック制御するＰＬＬによる場合、上記分周比を変えるこ
とによって局部発振周波数が一定の周波数開隔でステッ
プ状に変化して選局を行なえるとともに、設定された局
部発振周波数は例えば水晶振動子に準じた精度で極めて
安定に保たれる。
等を用いた発振器から得られる基準周波数信号とを位相
比較し、その比較信号によって局部発振器をフィードバ
ック制御するＰＬＬによる場合、上記分周比を変えるこ
とによって局部発振周波数が一定の周波数開隔でステッ
プ状に変化して選局を行なえるとともに、設定された局
部発振周波数は例えば水晶振動子に準じた精度で極めて
安定に保たれる。
上記のＡＦＣやＰＬＬのように局部発振周波数をフィー
ドバック制御する技術は、局部発振器自体のドリフト等
を補償して局部発振周波数を安定化するとともに、メー
タ等を見ながらの微妙な手動選局操作によらずとも、非
常に簡単に最適同調点（完全同調点）が得られるという
大きな効果を有する。
ドバック制御する技術は、局部発振器自体のドリフト等
を補償して局部発振周波数を安定化するとともに、メー
タ等を見ながらの微妙な手動選局操作によらずとも、非
常に簡単に最適同調点（完全同調点）が得られるという
大きな効果を有する。
ところで、受信したい放送波に対していわゆる混信を生
じているような場合、上記のＡＦＣやＰＬＬにて局部発
振器をフィードバック制御することによって自動設定さ
れる完全同調点で受信するよりも、受信周波数を上記完
全同調点より多少ずらした状Ｉｔ（これを偏倚同調状態
と称する）で受信した方が、混信を受は難かったり、ノ
イズやひづみが少くなって、むしろ良い状態で受信でき
ることもある。
じているような場合、上記のＡＦＣやＰＬＬにて局部発
振器をフィードバック制御することによって自動設定さ
れる完全同調点で受信するよりも、受信周波数を上記完
全同調点より多少ずらした状Ｉｔ（これを偏倚同調状態
と称する）で受信した方が、混信を受は難かったり、ノ
イズやひづみが少くなって、むしろ良い状態で受信でき
ることもある。
このような場合、従来の受信装置では、例えば上記ＡＦ
Ｃによる局部発振器のフィードバック制御を遮断し、手
動選局操作に連動して局部発振器を制御（オープンルー
プ制御）し、適当な偏倚同調点に合せていた。
Ｃによる局部発振器のフィードバック制御を遮断し、手
動選局操作に連動して局部発振器を制御（オープンルー
プ制御）し、適当な偏倚同調点に合せていた。
しかしながら、局部発振器の上記フィードバック１ｉｌ
Ｊ ＩＩＩを遮断した状態では、局部発振器のドリフト
等が補償されないため、局部発振周波数は不安定になり
、従って手動設定した適当な偏倚同調点を維持する安定
な受信ができないという点があり、また偏倚同調点の検
出も面倒でかつ迅速性に欠けるという問題があった。
Ｊ ＩＩＩを遮断した状態では、局部発振器のドリフト
等が補償されないため、局部発振周波数は不安定になり
、従って手動設定した適当な偏倚同調点を維持する安定
な受信ができないという点があり、また偏倚同調点の検
出も面倒でかつ迅速性に欠けるという問題があった。
この発明は上記の問題に鑑みなされたもので、その目的
とするところはＡＦＣやＰＬＬによって特定される最適
同調点近傍の所定周波数範囲内に、隣接局等に伴うノイ
ズが存在するような場合、自動的にこれらのノイズを回
避し、適当なノイズレベルの低い偏倚同調点に自動設定
させることができ、かつその状態が安定に維持されるよ
うにした受信装置を提供するものである。
とするところはＡＦＣやＰＬＬによって特定される最適
同調点近傍の所定周波数範囲内に、隣接局等に伴うノイ
ズが存在するような場合、自動的にこれらのノイズを回
避し、適当なノイズレベルの低い偏倚同調点に自動設定
させることができ、かつその状態が安定に維持されるよ
うにした受信装置を提供するものである。
この発明は上記の目的を達成するために、フィードバッ
ク制御系の安定点を連続的に微少遷移可能な安定点調整
手段と、各最適同調点近傍の所定周波数範囲内において
、受信周波数を微少遷移させつつ検波出力中のノイズレ
ベルを検出するノイズ走査手段とを設け、前記ノイズ走
査手段による検出結果に基づいて、前記安定点！Ｉｍ！
手段をｔｉＩＪＩＩｌし、受信周波数を低ノイズレベル
点に導くように構成したものである。
ク制御系の安定点を連続的に微少遷移可能な安定点調整
手段と、各最適同調点近傍の所定周波数範囲内において
、受信周波数を微少遷移させつつ検波出力中のノイズレ
ベルを検出するノイズ走査手段とを設け、前記ノイズ走
査手段による検出結果に基づいて、前記安定点！Ｉｍ！
手段をｔｉＩＪＩＩｌし、受信周波数を低ノイズレベル
点に導くように構成したものである。
以下に、この発明の好適な実施例を添付図面に従って詳
細に説明する。
細に説明する。
第１図はこの発明を適用したヘテロダイン受信機の一実
施例（以下、これを第１実施例という）を示すブロック
図である。同図においてアンテナ１で捕捉されたＡＭま
たはＦＭ電波は、＾周波増幅段２で同調増幅された後混
合段３に供給されここで後述する局部発振器から供給す
る局部発振出力と混合されて中間周波数信号に変換され
る。
施例（以下、これを第１実施例という）を示すブロック
図である。同図においてアンテナ１で捕捉されたＡＭま
たはＦＭ電波は、＾周波増幅段２で同調増幅された後混
合段３に供給されここで後述する局部発振器から供給す
る局部発振出力と混合されて中間周波数信号に変換され
る。
次いで、中間周波数信号は中間周波増幅段４で同調増幅
された後、検波段５を介して可聴周波信号に検波され、
この検波出力は可聴周波信号６を介して増幅された後、
スピーカ１７から発音される。
された後、検波段５を介して可聴周波信号に検波され、
この検波出力は可聴周波信号６を介して増幅された後、
スピーカ１７から発音される。
図中一点斜線で示すプログラマブルＰＬＬ回路７は、局
部発振器を構成する電圧制御発振回路７１と、この電圧
制御発振回路７１の発振出力を可変分周する可変分周回
路７２と、この可変分周回路７２の分局出力とを所定の
基準周波数信号ｆ（ｒｅｆ）と位相比較する位相比較回
路７３と、この位相比較回路７３から出力される位相差
に応じたパルス幅を有するパルス列の中からその低域成
分を取り出し、これを前記電圧制御発振回路７１に対す
る周波数制御電圧ＶＣとして出力する低域通過フィルタ
７４とから構成される。
部発振器を構成する電圧制御発振回路７１と、この電圧
制御発振回路７１の発振出力を可変分周する可変分周回
路７２と、この可変分周回路７２の分局出力とを所定の
基準周波数信号ｆ（ｒｅｆ）と位相比較する位相比較回
路７３と、この位相比較回路７３から出力される位相差
に応じたパルス幅を有するパルス列の中からその低域成
分を取り出し、これを前記電圧制御発振回路７１に対す
る周波数制御電圧ＶＣとして出力する低域通過フィルタ
７４とから構成される。
次に、コントローラ８は、この例ではマイクロプロセッ
サによって構成されており、この種受信機において通常
行なわれる各種の制御Ｉ（例えば、外部の操作キーから
の入力信号に基づいて行なう選局制御１周波数表示制御
等）の他に、この発明に係わるノイズ回避制御を行なう
ものであり、このノイズ回避制御に際してはノイズ検出
回路９から出力されるノイズレベル信号が利用される。
サによって構成されており、この種受信機において通常
行なわれる各種の制御Ｉ（例えば、外部の操作キーから
の入力信号に基づいて行なう選局制御１周波数表示制御
等）の他に、この発明に係わるノイズ回避制御を行なう
ものであり、このノイズ回避制御に際してはノイズ検出
回路９から出力されるノイズレベル信号が利用される。
ノイズ検出回路９は、検波段５の出力中に含まれるノイ
ズ周波数成分を検出し、対応する直流電圧を出力するも
のである。そして、この直流電圧は、コント０−５８内
に設けられたＡ／Ｄ変換回路（図示せず）を介してマイ
クロプロセッサに取込まれることとなる。
ズ周波数成分を検出し、対応する直流電圧を出力するも
のである。そして、この直流電圧は、コント０−５８内
に設けられたＡ／Ｄ変換回路（図示せず）を介してマイ
クロプロセッサに取込まれることとなる。
次に、第２図はコントローラ８内のマイクロプロセッサ
において行なわれる各種の制御の中で、本発明に係わる
ノイズ回避制御プログラムを示すフローチャートである
。このフローチャートを構成する各ステップの内容を以
下に列挙する。
において行なわれる各種の制御の中で、本発明に係わる
ノイズ回避制御プログラムを示すフローチャートである
。このフローチャートを構成する各ステップの内容を以
下に列挙する。
ステップ（１）；ノイズ検出回路９を介して検出された
ノイズレベルデータをマイクロプロセッサに取込み、こ
れを図示しないワーキングＲＡＭ内の所定エリアに記憶
する。
ノイズレベルデータをマイクロプロセッサに取込み、こ
れを図示しないワーキングＲＡＭ内の所定エリアに記憶
する。
ステップ（２）：可変分周回路７２に対する分周比設定
データＤ（Ｎ）によって表される数値Ｎの内容を一定数
ΔＮだけ増加させる。ここで、例えばＦＭ受信機の場合
であれば、この数値ΔＮの値は、受信周波数を１０ＫＨ
ｚだけ変化させることに対応する値とする。
データＤ（Ｎ）によって表される数値Ｎの内容を一定数
ΔＮだけ増加させる。ここで、例えばＦＭ受信機の場合
であれば、この数値ΔＮの値は、受信周波数を１０ＫＨ
ｚだけ変化させることに対応する値とする。
ステップ（３）ニステップ（１）と同様にしてノイズレ
ベルデータを読込み、これをワーキングＲＡＭ内の別の
エリアに記憶させる。
ベルデータを読込み、これをワーキングＲＡＭ内の別の
エリアに記憶させる。
ステップ（４）；ステップ（２）によるＮ値増加前のノ
イズレベルデータと、ステップ（３）で読込まれたＮ値
増加後のノイズレベルデータとを大小比較し、Ｎ値増加
後のノイズレベルデータの方が、Ｎ値増加前のノイズレ
ベルデータよりも減少したか否かを判定し、その判定結
果がＹＥＳの場合にはステップ（５）へ進み、ＮＯの場
合には −ステップ（６）へ進む。
イズレベルデータと、ステップ（３）で読込まれたＮ値
増加後のノイズレベルデータとを大小比較し、Ｎ値増加
後のノイズレベルデータの方が、Ｎ値増加前のノイズレ
ベルデータよりも減少したか否かを判定し、その判定結
果がＹＥＳの場合にはステップ（５）へ進み、ＮＯの場
合には −ステップ（６）へ進む。
ステップ（５）；ワーキングＲＡＭ内に設けられた所定
のノイズレベル減少フラグＦを“１パにセットする。
のノイズレベル減少フラグＦを“１パにセットする。
ステップ（６）；前記ノイズレベル減少フラグＦの内容
が１”であるか否かを判定し、その判定結果がＹＥＳの
場合はステップ（７）へ進み、Ｎｏの場合にはステップ
（８）へ進む。
が１”であるか否かを判定し、その判定結果がＹＥＳの
場合はステップ（７）へ進み、Ｎｏの場合にはステップ
（８）へ進む。
ステップ（７）二分局比設定データＤ（Ｎ）であられさ
れる数値Ｎの内容をΔＮだけ減少させ、１つ前の状態に
戻す。
れる数値Ｎの内容をΔＮだけ減少させ、１つ前の状態に
戻す。
ステップ（８）：分周比設定データＤ （Ｎ）で表され
る数値Ｎの内容をΔＮだけ減少させる。
る数値Ｎの内容をΔＮだけ減少させる。
ステップ（９）二ノイズ検出回路９を介して検出された
ノイズレベルデータを、ワーキングＲＡＭ内の所定のエ
リアに記憶させる。
ノイズレベルデータを、ワーキングＲＡＭ内の所定のエ
リアに記憶させる。
ステップ（１０）ニステップ（８）によるＮ値減少後の
ノイズレベルデータと、Ｎ値減少前のノイズレベルデー
タとを大小比較し、Ｎ値減少後のノイズレベルデータが
、Ｎ値減少前のノイズレベルデータよりも減少したか否
かを判定し、その判定結果がＹＥＳの場合はステップ（
８）へ戻り、Ｎｏの場合にはステップ（１１）へ進む。
ノイズレベルデータと、Ｎ値減少前のノイズレベルデー
タとを大小比較し、Ｎ値減少後のノイズレベルデータが
、Ｎ値減少前のノイズレベルデータよりも減少したか否
かを判定し、その判定結果がＹＥＳの場合はステップ（
８）へ戻り、Ｎｏの場合にはステップ（１１）へ進む。
ステップ（１１）；分周比設定データＤ（Ｎ）で現され
る数値Ｎの内容をΔＮだけ増加させ、１つ前の状態に戻
す。
る数値Ｎの内容をΔＮだけ増加させ、１つ前の状態に戻
す。
次に、以上説明したフローチャートに従って、この実施
例の受信装置の動作を系統的に説明する。
例の受信装置の動作を系統的に説明する。
この受信装置においては、通常の選局動作中は、前記分
周比設定データＤ（Ｎ）で表される数値Ｎは、例えば受
信周波数を１００ＫＨｚずつ増加または減少させるのに
対応して、ΔＮ′ずつ変化する。このようにして、数−
Ｎの値をΔＮ′だけ変化させつつ、今仮に何れかの放送
周波数との完全同調が取れた状態にあるものとする。
周比設定データＤ（Ｎ）で表される数値Ｎは、例えば受
信周波数を１００ＫＨｚずつ増加または減少させるのに
対応して、ΔＮ′ずつ変化する。このようにして、数−
Ｎの値をΔＮ′だけ変化させつつ、今仮に何れかの放送
周波数との完全同調が取れた状態にあるものとする。
次いで、図示しない同調検出回路（例えば、ＦＭ受信機
であれはＳ字カーブ検出回路）からの完全同調検出信号
あるいは外部の操作子からの所定の入力信号がコントロ
ーラ８内のマイクロプロセッサに供給される−と、この
受信装置においては第２図に示すノイズ回避プログラム
が起動される。
であれはＳ字カーブ検出回路）からの完全同調検出信号
あるいは外部の操作子からの所定の入力信号がコントロ
ーラ８内のマイクロプロセッサに供給される−と、この
受信装置においては第２図に示すノイズ回避プログラム
が起動される。
次いで、ノイズ回避プログラムが起動されると、ステッ
プ（１）→（２）→（３）が順次実行されて、受信周波
数は通常の選局動作の場合とは異なり、微少開隔（例え
ば、１０ＫＨ２）だけ微少変化するとともに、図示しな
いワーキングＲＡＭ内の２つのエリアには、Ｎ値増加前
後における各ノイズレベルデータが記憶される。
プ（１）→（２）→（３）が順次実行されて、受信周波
数は通常の選局動作の場合とは異なり、微少開隔（例え
ば、１０ＫＨ２）だけ微少変化するとともに、図示しな
いワーキングＲＡＭ内の２つのエリアには、Ｎ値増加前
後における各ノイズレベルデータが記憶される。
次いで、Ｎ値を増加して受信周波数を変化させた結果ノ
イズレベルが減少した場合、ステップ（４）の実行結果
はＹＥＳとなり、続いてステップ（５）が実行されてノ
イズレベル減少フラグＦは１″にセットされる。
イズレベルが減少した場合、ステップ（４）の実行結果
はＹＥＳとなり、続いてステップ（５）が実行されてノ
イズレベル減少フラグＦは１″にセットされる。
次いで、受信周波数を１０ＫＨｚ変化させる毎にノイズ
レベルが減少する状態が継続する限り、ステップ（２）
→（３）→（４）→（５）→（２）が繰り返し実行され
、分周比設定データＤ（Ｎ）で表される数値Ｎの値は１
０ＫＨｚに対応してΔＮずつ増加して行く。
レベルが減少する状態が継続する限り、ステップ（２）
→（３）→（４）→（５）→（２）が繰り返し実行され
、分周比設定データＤ（Ｎ）で表される数値Ｎの値は１
０ＫＨｚに対応してΔＮずつ増加して行く。
この状態において、完全同調点を中心とした所定範囲内
における最もノイズレベルの低い点を検出すると、ステ
ップ（４）Ｎｏ→ステップ（６）ＹＥＳと進み、続いて
ステップ（７）が実行されて、Ｎ値の内容はΔＮだけ減
少して、１つ前の状態に戻され、すなわち数値Ｎの内容
は最小ノイズレベル受信周波数に対応する値となってプ
ログラムを終了する。
における最もノイズレベルの低い点を検出すると、ステ
ップ（４）Ｎｏ→ステップ（６）ＹＥＳと進み、続いて
ステップ（７）が実行されて、Ｎ値の内容はΔＮだけ減
少して、１つ前の状態に戻され、すなわち数値Ｎの内容
は最小ノイズレベル受信周波数に対応する値となってプ
ログラムを終了する。
これに対して、ノイズ回避プログラム起動直後に、ステ
ップ（１）→（２）→（３）の実行の結果、ステップ（
４）においてノイズレベルの増加が判定された場合、ス
テップ（６）の実行結果はＮｏとなって、続いてステッ
プ（８）、（９）が順次実行される。この結果、数値Ｎ
の値は受信周波数の１０ＫＨ２に対応するΔＮ′だけ減
少することとなる。
ップ（１）→（２）→（３）の実行の結果、ステップ（
４）においてノイズレベルの増加が判定された場合、ス
テップ（６）の実行結果はＮｏとなって、続いてステッ
プ（８）、（９）が順次実行される。この結果、数値Ｎ
の値は受信周波数の１０ＫＨ２に対応するΔＮ′だけ減
少することとなる。
次いで、ステップ（１０）が実行されると、Ｎ値減少前
後におけるノイズレベルデータ同士の大小比較が行なわ
れ、以後Ｎ値の減少につれてノイズレベルも減少する限
り、ステップ（１０）→（８）→（９）が繰り返し実行
される。
後におけるノイズレベルデータ同士の大小比較が行なわ
れ、以後Ｎ値の減少につれてノイズレベルも減少する限
り、ステップ（１０）→（８）→（９）が繰り返し実行
される。
次いで、ノイズレベルの最小となる点を検出すると、ス
テップ（１０）の実行結果はＮｏとなり、続いてステッ
プ（１１）が実行されて、そのときのＮ値は１０ＫＨｚ
に対応するΔＮだけ増加し、これにより１つ前の状鍜に
戻される。
テップ（１０）の実行結果はＮｏとなり、続いてステッ
プ（１１）が実行されて、そのときのＮ値は１０ＫＨｚ
に対応するΔＮだけ増加し、これにより１つ前の状鍜に
戻される。
このようにして、ノイズ回避プログラムが実行終了する
と、ワーキングＲＡＭ内に記憶された数値Ｎの内容は、
ノイズレベルが最小となる受信周波数に対応した値とな
り、続いて通常のＰＬＬによる局部発振器保持動作が実
行される訳である。
と、ワーキングＲＡＭ内に記憶された数値Ｎの内容は、
ノイズレベルが最小となる受信周波数に対応した値とな
り、続いて通常のＰＬＬによる局部発振器保持動作が実
行される訳である。
すなわち１．コント０−ラ８からは、前記ノイズ回避プ
ログラムによって検出された最小ノイズレベル点に対応
した数値Ｎ１ｅｌｎを表す分周比設定データＤ（Ｎｌｉ
ｎ）が出力され、以後電圧１ｊ１ｍ１発振回路７１から
出力される局部発信周波数は、ＰＬＬによって安定に維
持され、電圧制御発振回路７１のドリフト等が生じたと
しても局部発振周波数がふらつくことはない。
ログラムによって検出された最小ノイズレベル点に対応
した数値Ｎ１ｅｌｎを表す分周比設定データＤ（Ｎｌｉ
ｎ）が出力され、以後電圧１ｊ１ｍ１発振回路７１から
出力される局部発信周波数は、ＰＬＬによって安定に維
持され、電圧制御発振回路７１のドリフト等が生じたと
しても局部発振周波数がふらつくことはない。
次に、第３図はこの発明に係る受信装置の他の一例（以
下、これを第２実施例という）を示すブロック図である
。同図において、第１図に示す第１実施例と同一構成部
分については、同符号を付して説明は省略する。
下、これを第２実施例という）を示すブロック図である
。同図において、第１図に示す第１実施例と同一構成部
分については、同符号を付して説明は省略する。
この第２実施例に示される受信装置はＦＭ受信装置であ
って、検波回路５はＦＭ検波用に構成されている。
って、検波回路５はＦＭ検波用に構成されている。
低域通過フィルタ１０は、ＦＭ検波回路５の出力中より
低周波成分を取り出すことによって８字カーブを検出し
、同調ずれに対応した直流電圧を出力する。
低周波成分を取り出すことによって８字カーブを検出し
、同調ずれに対応した直流電圧を出力する。
この低域通過フィルタ１０の出力は、完全同調点を捕捉
している場合は０ボルトとなり、同調ずが存在する場合
にはその同調ずれの方向に応じて正負一定の範囲内にお
いて変化することとなる。
している場合は０ボルトとなり、同調ずが存在する場合
にはその同調ずれの方向に応じて正負一定の範囲内にお
いて変化することとなる。
定電流充放電回路１１は、前記低域通過フィルタ１０か
ら出力される電圧信号に応じて充放電制御されるコンデ
ンサを内蔵しており、このコンデンサの出力が第１制御
電圧ｖＣ′となる。
ら出力される電圧信号に応じて充放電制御されるコンデ
ンサを内蔵しており、このコンデンサの出力が第１制御
電圧ｖＣ′となる。
定電流充放電回路１１の詳細を第４図に示す。
同図に示す如く、相補形のトランジスタＴｒ１とＴｒ２
は、エミッタが共通接続され、両コレクタはそれぞれ抵
抗を介して正電源ＶＯ１および接地電位に接続されてい
る。
は、エミッタが共通接続され、両コレクタはそれぞれ抵
抗を介して正電源ＶＯ１および接地電位に接続されてい
る。
同じく相補形のトランジスタＴｒ３とＴｒ４とは、コレ
クタが共通接続され、両エミッタはそれぞれ抵抗を介し
て正電源ＶＯＩおよび接地電位に接続され、また両ベー
スはトランジスタＴｒ１゜Ｔｒ２のコレクタ側に接続さ
れている。そして、このトランジスタＴｒ３とＴｒ４の
コレクタ接続点が出力点であり、この点に前述した出力
コンデンサ１２が接続される。
クタが共通接続され、両エミッタはそれぞれ抵抗を介し
て正電源ＶＯＩおよび接地電位に接続され、また両ベー
スはトランジスタＴｒ１゜Ｔｒ２のコレクタ側に接続さ
れている。そして、このトランジスタＴｒ３とＴｒ４の
コレクタ接続点が出力点であり、この点に前述した出力
コンデンサ１２が接続される。
トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースには、それぞれ抵
抗を介して電圧源ＶＤ／２が接続されるとともに、共通
接続されたエミッタには演算増幅器１３の出力が印加さ
れる。
抗を介して電圧源ＶＤ／２が接続されるとともに、共通
接続されたエミッタには演算増幅器１３の出力が印加さ
れる。
この演算増幅器１３は、入力電圧Ｖｉｎが印加されたと
き、（Ｖ Ｄ −Ｖ ｉｎ）なる電圧を出力するように
構成されている。
き、（Ｖ Ｄ −Ｖ ｉｎ）なる電圧を出力するように
構成されている。
従って入力電圧Ｖｉｎが上記電圧ＶＤになると、トラン
ジスタＴｒｌ、Ｔｒ２のエミッタ電圧が０（接地電位）
になり、トランジスタＴｒ１がオンでトランジスタＴｒ
２がオフとなる。これを受けてトランジスタＴｒ３がオ
ンでトランジスタ■「４がオフとなり、トランジスタＴ
ｒ３を通してコンデンサ１２が充電される。
ジスタＴｒｌ、Ｔｒ２のエミッタ電圧が０（接地電位）
になり、トランジスタＴｒ１がオンでトランジスタＴｒ
２がオフとなる。これを受けてトランジスタＴｒ３がオ
ンでトランジスタ■「４がオフとなり、トランジスタＴ
ｒ３を通してコンデンサ１２が充電される。
また、入力電圧ｖｉｎがＯになると、トランジスタＴｒ
１．Ｔｒ ２のエミッタ電圧がＶＤになり、トランジ
スタＴｒ１がオフでトランジスタＴｒ２がオンとなる。
１．Ｔｒ ２のエミッタ電圧がＶＤになり、トランジ
スタＴｒ１がオフでトランジスタＴｒ２がオンとなる。
これを受けてトランジスタＴｒ３がオフでトランジスタ
Ｔｒ４がオンとなり、トランジスタＴｒ４を通してコン
デンサ１２が放電される。
Ｔｒ４がオンとなり、トランジスタＴｒ４を通してコン
デンサ１２が放電される。
更に、演算増幅器１３の入力端が開成されて、トランジ
スタＴｒ １．Ｔｒ ２のエミッタがフローティング状
態になるか、あるいは入力電圧ｖｉｎが上記電圧ＶＤ／
２となり、トランジスタＴ「１゜Ｔｒ２のエミッタ電圧
がＶＤ／２となると、トランジスタＴｒ １．Ｔｒ ２
は共にオフし、従ってトランジスタＴｒ ３．Ｔｒ ４
もオフする。このときコンデンサ１２の充放電は停止す
る。また、上記の説明から明らかなように、Ｖ ｉｎ＞
Ｖ Ｄ ／ ２の場合には、トランジスタＴｒ１．Ｔ
ｒ３がオンとなってコンデンサ１２が充電され、逆にＶ
ｉｎ＜ Ｖ Ｄ／２の場合にはトランジスタＴｒ ２
．１”ｒ ４がオンとなってコンデンサ１２が放電され
る。
スタＴｒ １．Ｔｒ ２のエミッタがフローティング状
態になるか、あるいは入力電圧ｖｉｎが上記電圧ＶＤ／
２となり、トランジスタＴ「１゜Ｔｒ２のエミッタ電圧
がＶＤ／２となると、トランジスタＴｒ １．Ｔｒ ２
は共にオフし、従ってトランジスタＴｒ ３．Ｔｒ ４
もオフする。このときコンデンサ１２の充放電は停止す
る。また、上記の説明から明らかなように、Ｖ ｉｎ＞
Ｖ Ｄ ／ ２の場合には、トランジスタＴｒ１．Ｔ
ｒ３がオンとなってコンデンサ１２が充電され、逆にＶ
ｉｎ＜ Ｖ Ｄ／２の場合にはトランジスタＴｒ ２
．１”ｒ ４がオンとなってコンデンサ１２が放電され
る。
次に、コント０−５１４は、この例においてもマイクロ
プロセッサによって構成されており、その基本的な構成
は前記第１実施例に示すコントローラ８と略同様である
。但し、コントローラ１４からは、分周比設定データＤ
（Ｎ）ではなくて、受信周波数を完全同調点を中心とし
て所定範囲内において微少遷移させるための周波数制御
データＤ（ｆ）が出力される。
プロセッサによって構成されており、その基本的な構成
は前記第１実施例に示すコントローラ８と略同様である
。但し、コントローラ１４からは、分周比設定データＤ
（Ｎ）ではなくて、受信周波数を完全同調点を中心とし
て所定範囲内において微少遷移させるための周波数制御
データＤ（ｆ）が出力される。
Ｄ／Ａ変換回路１５では、コントローラ１４から送られ
てくる周波数制御データＤ （ｆ ）を対応するアナロ
グ電圧Ｖｃ″に変換し、このｖＣ″が第２制御電圧とな
る。
てくる周波数制御データＤ （ｆ ）を対応するアナロ
グ電圧Ｖｃ″に変換し、このｖＣ″が第２制御電圧とな
る。
このようにして得られた第１制御電圧ＶＣ−と第２制御
電圧ｖＣ“とは、演算増幅器で構成された加算回路１６
を介して加算され、その出力が局部発振周波数制御電圧
ＶＣとして電圧制御発振回路７１に供給される。
電圧ｖＣ“とは、演算増幅器で構成された加算回路１６
を介して加算され、その出力が局部発振周波数制御電圧
ＶＣとして電圧制御発振回路７１に供給される。
以上の構成によれば、電圧制御発振回路７１から出力さ
れる局部発振周波数は、混合段３．中間周波増幅段４．
検波段５．低域通過フィルタ１０゜定電流充放電回路１
１．加算回路１６電圧制御発振回路７１を順に経由する
クローズド・ループによってＡＦＣ制御され、一定の安
定な状態に保持されている。他方、このＡＦＣループの
安定点は、Ｄ／、Ａ変換回路１５から出力される第２制
御電圧■Ｃ″によって連続的に調整可能な状態となる。
れる局部発振周波数は、混合段３．中間周波増幅段４．
検波段５．低域通過フィルタ１０゜定電流充放電回路１
１．加算回路１６電圧制御発振回路７１を順に経由する
クローズド・ループによってＡＦＣ制御され、一定の安
定な状態に保持されている。他方、このＡＦＣループの
安定点は、Ｄ／、Ａ変換回路１５から出力される第２制
御電圧■Ｃ″によって連続的に調整可能な状態となる。
従ってコントローラ１４から出力される周波数１ＩＩＪ
ＩＩｌデータＤ（ｆ）を適当に変化させつつ何れかの放
送周波数を捉えこれと完全同調した後、前記第１実施例
において説明したノイズ回避プログラムを実行させて、
完全同調点近傍におけるノイズレベルが最小となる点を
検出した後、当該最小ノイズレベル点に対応した周波数
制御データＤ（ｆｉ＋Ｉｎ ）をＤ／Ａ変換回路１５へ
供給してやれば、以後電圧制御発振回路７１から出力さ
れる局部発振周波数は、この偏倚同調点に安定に保持さ
れ、これにより所望する放送波の近傍に隣接妨害信号等
が存在するような場合にも、隣接局に伴うノイズの影響
を受けることなくかつ安定な受信状態を継続することが
可能となるのである。
ＩＩｌデータＤ（ｆ）を適当に変化させつつ何れかの放
送周波数を捉えこれと完全同調した後、前記第１実施例
において説明したノイズ回避プログラムを実行させて、
完全同調点近傍におけるノイズレベルが最小となる点を
検出した後、当該最小ノイズレベル点に対応した周波数
制御データＤ（ｆｉ＋Ｉｎ ）をＤ／Ａ変換回路１５へ
供給してやれば、以後電圧制御発振回路７１から出力さ
れる局部発振周波数は、この偏倚同調点に安定に保持さ
れ、これにより所望する放送波の近傍に隣接妨害信号等
が存在するような場合にも、隣接局に伴うノイズの影響
を受けることなくかつ安定な受信状態を継続することが
可能となるのである。
かくして第１．第２実施例装置によれば、希望放送局の
近傍に隣接局妨害信号等が存在するような場合にも、自
動的にこれらの妨害信号を回避させて良好な音質の放送
を聴取することが可能となるとともに、この受信状態は
ＰＬＬまたはＡＦＣによって安定に維持され、長期に亘
って安定な受信状態を保つことが可能となるのである。
近傍に隣接局妨害信号等が存在するような場合にも、自
動的にこれらの妨害信号を回避させて良好な音質の放送
を聴取することが可能となるとともに、この受信状態は
ＰＬＬまたはＡＦＣによって安定に維持され、長期に亘
って安定な受信状態を保つことが可能となるのである。
なお、前記各実施例においては、何れかの放送電波と完
全同調が取られると同詩に、自動的にノイズ回避プログ
ラムを実行させ、その後自動的に所定の偏倚同調点に移
行させるように構成したが、勿論このノイズ回避プログ
ラムを所定のスイッチによって必要に応じて行なっても
良く、またノイズ回避プログラムだけについては自動的
に行なわせ、偏倚同調点への設定動作についてだけはオ
ン。
全同調が取られると同詩に、自動的にノイズ回避プログ
ラムを実行させ、その後自動的に所定の偏倚同調点に移
行させるように構成したが、勿論このノイズ回避プログ
ラムを所定のスイッチによって必要に応じて行なっても
良く、またノイズ回避プログラムだけについては自動的
に行なわせ、偏倚同調点への設定動作についてだけはオ
ン。
オフスイッチ等を介して選択的に行なわせるようにして
も良いことは勿論である。
も良いことは勿論である。
以上の実施例の説明でも明らかなように、この発明に係
わる受信装置は、局部発振器の発振周波数をフィードバ
ック制−により所定の値に保持するフィードバック制御
系を備えた受信機において、前記フィードバック制御系
の安定点を連続的に微少遷移可能な安定点調整手段と、
各最適同調点近傍の所定周波数範囲内において、受信周
波数を微少遷移させつつ検波出力中のノイズレベルを検
出するノイズ走査手段とを設け、前記ノイズ走査手段に
よる検出結果に基づいて必要に応じて前記賃定点調整手
段を制御し、受信周波数を低ノイズレベル点に導くよう
に構成したものであるから、希望受信周波数の近傍に隣
接局妨害等が存在するような場合にも、これを自動的に
回避し、良好な受信状態を安定的に継続することが可能
となるものである。
わる受信装置は、局部発振器の発振周波数をフィードバ
ック制−により所定の値に保持するフィードバック制御
系を備えた受信機において、前記フィードバック制御系
の安定点を連続的に微少遷移可能な安定点調整手段と、
各最適同調点近傍の所定周波数範囲内において、受信周
波数を微少遷移させつつ検波出力中のノイズレベルを検
出するノイズ走査手段とを設け、前記ノイズ走査手段に
よる検出結果に基づいて必要に応じて前記賃定点調整手
段を制御し、受信周波数を低ノイズレベル点に導くよう
に構成したものであるから、希望受信周波数の近傍に隣
接局妨害等が存在するような場合にも、これを自動的に
回避し、良好な受信状態を安定的に継続することが可能
となるものである。
第１図はこの発明に係わる受信装置の第１実施例の構成
を示すブロック図、第２図はノイズ回避プログラムの詳
細を示すフロチャート、第３図はこの発明の第２実施例
の構成を示すブロック図、第４図は第３図における定電
流充放電回路の詳細を示す回路図である。 １・・・・・・・・・アンテナ ２・・・・・・・・・＾周波増幅段 ３・・・・・・・・・混合段 ４・・・・・・・・・中間周波増幅段 ５・・・・・・・・・検波段 ６・・・・・・・・・可聴周波増幅段 ７・・・・・・・・・ＰＬＬ回路 ７１・・・・・・電圧制御発振回路 ７２・・・・・・可変分周回路 ７３・・・・・・位相比較回路 ７４・・・・・・低域通過フィルタ ８・・・・・・・・・コントローラ ９・・・・・・・・・ノイズ検出回路 １０・・・・・・低域通過フィルタ １１・・・・・・定電流充放電回路 １４・・・・・・コントローラ １５・・・・・・Ｄ／Ａ変換回路 １６・・・・・・加算回路 １７・・・・・・スピーカ 特許出願人 日本楽器報造株式会社 第４１！！ｆ 扛 手続補正書 １、事件の表示 特願昭５７−２７０００月２、発明
の名称 受信装■ ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 静岡県浜松市中沢町１０番１号名 称 （
４０７）日本来器製造株式会社代表者 川 上 源 − ４、代−人〒１０１ 住 所 東京都千代田区内神田１丁目１５番１６号６
、補正の対象 明細書及び図面 明 細 − １、発明の名称 受信装置 ２、特許請求の範囲 （１）局部発振器の発振周波数をフィードバック制御に
より ’ｍ＊１に徂保持するフィードバック制御系を備
えた受信−において； 前記フィードバック制御系の安定点を連続的に微少遷移
可能な安定点調整手段と； 各放送周波数近傍の所定周波数範囲内において、受信周
波数を微少遷移させつつ検波出力に基づい前記 車受−
出 段による検出結果に基づいて、前記安定点調整手段
を制御し、受信周波数を に対 する に
設 する受信Ｌ１１１【Ｌｌとを具備することを特徴と
する受信装置。 ３、発明の詳細な説明 この発明は、ＡＦＣ（自動局波数制御）やＰＬＬ（フェ
ーズ・ロックド・ループ）のように局部発振器の発振周
波数をフィードバック制御によって所定の値に保つ制御
系を備えたスーパ・ヘテロダイン受信装置に関する。 周知のように、同調ずれを検出してその検出信号に基づ
いて局部発振器を制御し、同調ずれが零になるように局
部発振周波数をフィードバック制御するＡＦＣによれば
、受信状態の良好な放送波に対しては最適同調状態を極
めて安定かつ高精度に保つことができる。 また、局部発振周波数を適宜分周した信号と水晶振動子
等を用いた発振器から得られる基準周波数信号とを位相
比較し、その比較信号によって局部発振器をフィードバ
ック制御するＰＬＬによる場合、上記分周比を変えるこ
とによって局部発振周波数が一定の周波数間隔でステッ
プ状に蛮化して選局を行なえるとともに、設定された局
部発振周波数は例えば水晶振動子に準じた精慣で極めて
安定に保たれる。 上記のＡＦＣＪｃＤＰＬＬのように局部発振周波数をフ
ィードバック制Ｗする技術は、局部発振器自体のドリフ
ト等を補償して局部発振周波数を安定化するとともに、
メータ等を見ながらの微妙な手動選局操作によらずとも
、非常に簡単に最適同調点（完全同調点）が得られると
いう大きな効果を有する。 ところで、受信したい放送波に対していわゆる混信を生
じているような場合、上記のＡＦＣやＰＬＬにて局部発
振器をフィードバックＩＩＩ御（ることによって自動設
定される完全同調点で゛受信するよりも、受信周波数を
上記完全同調点より多少ずらした状態（これを偏倚同調
状態と称する）で受信した方が、混信を受（）難かった
り、ノイズやひづみが少くなって、むしろ良い状態で受
信できることもある。 このような場合、従来の受信＠胃では、例え４７上記Ａ
ＦＣによる局部発振器のフィードバック制御を遮断し、
手動選局操作に連動して局部発振器を制御（オープンル
ープ制御）し、適当な偏倚同調点に合せていた。 しかしながら、局部発振器の上記フィードバック制御を
遮断した状態では、局部発振器のドリフト等が補償され
ないため、局部発振周波数は不安定になり、従って手動
設定した適当な偏倚同調点を維持づる安定な受信ができ
ないという欠点があり、また偏倚同調点の検出も面倒で
かつ迅速性に欠けるという問題があった。 この発明は、Ｆ記の問題に鑑みなされたもので、その目
的とするところはＡＦＣやＰＬＬによって特定される同
調点（放送周波数）近傍の所定周波数範囲内に、隣接局
等による妨害信号が存在するような場合、Ｆ２周波数範
囲内において最適受信状態が得られる受信周波数を自動
検出させることができるとともに、これに再設定するこ
とができ、かつその偏倚同調状態が安定に維持されるよ
うにした受信装置を提供するものである。 この発明は上記の目的を達成するために、フィードバッ
ク制御系の安定点を連続的に微少遷移可能む安定点調整
手段と、各放送周波数近傍の所定周波数範囲内において
、受信周波数を微少遷移させつつ検波用りに基づいて、
最良受信状態の得られる受信周波数を検出する最良受信
点検出手段とを設け、前記最良受信点検出手段による検
出結果に基づいて、前記☆定点調整手段を制御し、受信
周波数を最良受信状態に対応する値に再設定できるよう
に構成したものである。 以下に、この発明の好適な実施例を添付図面に従って詳
細に説明する。 第１図はこの発明を適用したヘテロダイン受信機の〜実
施例（以下、これを第１実施例という）を示すブロック
図である。同図においてアンテナ１で捕捉されたＡＭま
たはＦＭ電波は、高周波増幅段２で同調増幅された後混
合段３に供給され、ここで後述する局部発振器から供給
される局部発振出力と混合されて中間周波数信号に変換
される。 次いで、中間周波数信号は中間周波増幅段４で同調増幅
された後、検波段５を介して可聴周波信号に検波され、
この検波出力は可−周波増幅段６を介して増幅された後
、スピーカ１７から発音される。 図中一点斜線で示すプログラマブルＰＬＬ回路７は、局
部発振器を構成する電圧＄１７ ｍ Ｒ振回路７１と、
この電圧制御発振回路７１の発振出力をす変分周する可
変分周回路７２と、この可変分周回路７２の分周出力と
所定の基準周波数信号ｆ（ｒｅｆ）とを位相比較する位
相比較回路７３と、この位相比較回路７３がら出力され
る位相差に応じたパルス幅を有するパルス列の中からそ
の低域成分を取り出し、これを前記電圧制御発振回路７
１に対づる周波数ＩＩＪ御電圧電圧として出力する低域
通４フィルタ７４とがら構成される。 次に、コントローラ８は、この例ではマイクロプロセッ
サによって構成されており、この種受信機において通常
行なわれる各種の制卸（例えば、外部の操作キーからの
入力信号に基づいて行なう選局制御１周波数表示制御等
）の他に、この発明に係わる最良受信点検出動作等を行
なうものであり、この最良受信点検出動作等に際しては
ノイズ検出回Ｎ９から出力されるノイズレベル信号が利
用される。 ノイズ検出回路９は、検波段５の出力中に含まれるノイ
ズ周波数成分を検出し、対応する１流電圧を出力するも
のである。そして、この直流電バは、コントローラ８内
に設けられたＡ ／ Ｄ変換回路（図示せず）を介して
マイクロプロセッサに取込まれることとなる。 次に、第２図はコント０−ラ８内のマイク［１プロセツ
サにおいて行なわれる各種の制御の中で、本発明に係わ
る最良受信点検出プ□グラムを示す７０−チャートであ
り、このフローチャートを構成する各ステップの内容を
以下に列挙する。 ステップ（１）：ノイズ検出回路９を介して検出された
ノイズレベルデータをマイクロプロセッサに取込み、こ
れを図示しないワーキングＲＡＭ内の所定エリアに記憶
する。 ステップ（２〉；可変分周回路７２に対する分周比設定
データＤ（Ｎ）によって表される数値Ｎの内容を一定数
ΔＮだけ増加させる。ここで、例えばＦＭ受信機の場合
であれば、この数値ΔＮの値は、受信周波数を１０ＫＨ
ｚだけ変化させることに対応する値とする。 ステップ（３）；ステップ（１）と同様にしてノイズレ
ベルデータを読込み、これをワーキングＲＡ Ｍ内の別
のエリアに記憶８せる。 ステップ（４）；ステップ〈２）によるＮ値増加前のノ
イズレベルデータと、ステップ（３）で読込まれたＮ値
増加後のノイズレベルデータとを大小比較し、Ｎ値増加
後のノイズレベルデータの方が、Ｎ値増加前のノイズレ
ベルデータよりも減少したか否かを判定し、その判定結
果がＹＥＳの場合にはステーツブ〈５）へ進み、ＮＯの
場合にはステップ（６）へ進む。 ステップ（５）；ワーキングＲＡＭ内に設けられた所定
のノイズレベル減少フラグＥを１′°にセットづる。 スラーツブ（６）：前記ノイズレベル減少フラグＦの内
容が′１″であるか否かを判定し、その判定結果がＹＥ
Ｓの場合はステップ（７）へ進み、ＮＯの場合にはステ
ップ（８〉へ進む。 ステップ（７）二分局比設定データＤ（Ｎ）であられさ
れる数１１Ｎ、の内容をΔＮだけ減少させ、１つ前の状
態に戻す。 ステップ（８）二分局比設定データＤ（Ｎ＞で表される
数値Ｎの内容をΔＮだけ減少させる。 ステップ（９）二ノイズ検出回路９を介して検出された
ノイズレベルデータを、ワーキングＲＡＭ内の所定のエ
リアに記憶させる。 ステップ（１０）；ステップ（８）によるＮ値減少後の
ノイズレベルデータと、Ｎ値減少前のノイズレベルデー
タとを大小比較し、Ｎ値減少後のノイズレベルデータが
、ＮＷＡ減少前のノイズレベルデータよりも減少したか
否かを判定し、その判定結果がＹＥＳの場合はステップ
（８）へ戻り、ＮＯの場合にはステップ（１１）へ進む
。 ステップ（１１）：分周比設定データＤ（Ｎ）で現され
る数値Ｎの内容をΔＮだけ増加させ、１つ前の状態に戻
す。 次に、以上説明したフローチャートに従って、この実施
例の受信装置の動作を系統的に説明する。 この受信装置においては、通常の選局動作中は、約２分
周比設定データＤ（Ｎ）ぐ表される数値Ｎは、例えば受
信周波数を１００ＫＨｚずつ増加または減少させるのに
対応して、ΔＮ′ずつ変化する。このようにして、数値
Ｎの値をΔＮ′だけ変化させつつ、今仮に何れかの放送
周波数との完全同調が取れた状態にあるものとする。 次いぐ、図示しない同調検出回路（Ｐｓえば、ＦＭ受信
機であれはＳ字カーブ検出回路）からの完全同調検出信
号あるいは外部の操作子からの所定の入力信号がコント
ローラ８内のマイクロプロセッサに供給されると、この
受信装置においては第２図に示づ最良受信点検出プログ
ラムが起動される。 最良受信点検出プログラムが起動されると、ステップ（
１）→（２）→（３）が順次実行されて、受信周波数は
通常の選局動作の場合とは異なり、微少間隔（例えば、
１０ＫＨｚ＞づつ微少変化するとともに、図示しないワ
ーキングＲＡＭ内の２つの１リアには、Ｎ値増加前後に
おける各ノイズレベルデータが記憶される。 次いで、Ｎ値を増加して受信周波数を変化させた結果ノ
イズレベルが減少した場合、ステップ（４）の実行結果
はＹＥＳとなり、続いてステップ（５）が実行されてノ
イズレベル減少フラグＦは′１″にセットされる。 次いで、受信周波数を１０ＫＨｚ １１化させる毎にノ
イズレベルが減少する状態が継＠する限り、ステップ（
２）→（３）→（４）→（５）→（２）が繰り返し実行
され、分周比設定データＤ（Ｎ＞で表される数値Ｎの値
は１０ＫＨｚに対応してΔＮずつ増加して行く。 この状態において、完全同調点を中心とした所定範囲内
における最もノイズレベルの低い点く最良受信点）を検
出すると、ステップ（４）ＮＯ−÷ステップ（６）ＹＥ
Ｓと進み、続いてステップ（７〉が実行されて、Ｎ値の
内容はΔＮだ番）減少して、１つ前の状態に戻され、す
なわら数値Ｎの内容は最小ノイズレベル受信周波数（最
良受信点）に対応する値となってプログラムを終了する
。 これに対して、最良受信点検出プログラム起動直後に、
ステップ（１）→（２）→（３）の実行の結果、ステッ
プ（４）においてノイズレベルの増加が判定された場合
、ステップ（６）の実行結果はＮＯとなって、続いてス
テップ（８）、（９）が順次実行される。この結果、数
値Ｎの値は受信周波数の１０ＫＨｚに対応するΔＮだけ
減少することとなる。 次いで、ステップ（１０）が実行されると、Ｎ値減少前
後におけるノイズレベルデータ同士の大小比較が行なわ
れ、以後Ｎ値の減少につれてノイズレベルも減少する限
り、ステップ（１０）→（８）→〈９）が繰り返し実行
される。 次いで、ノイズレベルの最小となる点を検出すると、ス
テップ（１０）の実行結果はＮｏとなり、続いてステッ
プ（１１）が実行されて、そのときのＮ（ｉ！Ｉは１０
ＫＨｚに対応するΔＮだけ増加し、これにより１つ前の
状態に戻される。 このようにして、最良受信点検出プログラムが実行終了
すると、ワーキングＲＡＭ内に記憶された数値Ｎの内容
は、ノイズレベルが最小となる受倍周波数に対応した値
となり、続いて通常のＰＬＬによる局部発振器保持動作
が実行される訳である。 すなわち、コントローラ８からは、前記最良受信点検出
プログラムによって検出された最小ノイズレベル点に対
応した数値Ｎ ｓｉｎを表す分周比設定データＤ （Ｎ
ｓｉｎ ）が出力され、以後電圧制御発振回路７１から
出力される局部発信周波数は、ＰＬＬによって安定に維
持され、ミル制御発振回路７１のドリフト等が生じたと
しても局部発振周波数がふらつくことはない。 次に、第３図はこの発明に係る受信装置の他の一例（以
下、これを第２実施例という）を示すブロック図である
。同図において、第１図に示Ｊ第１実施例と同一構成部
分については、同符号を付して説明は省略する。 この第２実施例に示される受信＠１はＦＭ受信装置であ
って、検波回路５はＦＭ検波用に構成されている。 低域通過フィルタ１０は、ＦＭ検波回路５の出力中より
低周波成分を取り出寸ことによって８字カーブを検出し
、同調ずれに対応した直流電圧を出力する。 この低域通過フィルタ１０の出力は、完全同調点を捕捉
している場合は０ボルトとなり、同調ずれが存在する場
合にはその同調ずれの方向に応じＣ正負一定の範囲内に
おいて変化することとなる。 定電流充放電回路１１は、前記低域通過フィルタ１０か
ら出力される電圧信号に応じて充放電制御されるコンデ
ンサを内蔵しており、このコンデンサの出力が第１制御
電圧ＶＣ’となる。 定電流充放電回路１１の詳細を第４図に示す。 同図に示す如く、相補形のトランジスタＴｒｌと１−ｒ
２は、エミッタが共通接続され、両コレクタはそれぞれ
抵抗を介して正電源ｖＯ１および接地電位に接続されて
いる。 同じく相補形のトランジスタ１゛「３とＴｒ４とは、コ
レクタが共通接続され、両エミッタはそれぞれ抵抗を介
して正電１ｉＶＯ１および接地電位に接続され、また両
ベースは抵抗を介してトランジスタ丁ｒ１．Ｔｒ２のコ
レクタ側に接続されている。そして、このトランジスタ
Ｔｒ３とＴｒ４のコレクタ接続点が出力点であり、この
点に前述した出力コンデンサ１２が接続される。 トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースには、それぞれ抵
抗を介して電圧源ＶＤ／２が接続されるとともに、共通
接続されたエミッタには演算増幅器１３の出力が印加さ
れる。 この演算増幅器１３は、入力電圧Ｖｉｎが印加されたと
き、（Ｖ Ｄ Ｖ ｔｎ）なる電圧を出力するように
構成されている。 従って入力電圧Ｖｉｎが上記電圧ＶＤになると、トラン
ジスタＴｒ１．Ｔｒ２のエミッタ電圧が０（接地電位）
になり、トランジスタＴｒ１がオンでトランジスタＴｒ
２がオフとなる。これを受けてトランジスタＴｒ３がオ
ンでトランジスタ■ｒ４がオフとなり、トランジスタＴ
ｒ３を通して」ンデンサ１２が充電される。 また、入力電圧Ｖｉｎが０になると、トランジスタＴｒ
１．Ｔｒ ２のエミッタ電圧がＶＤになり、トランジ
スタＴｒｌがオフでトランジスタＴｒ２がオンとなる。 これを受けてトランジスタＴｒ３がオフでトランジスタ
Ｔｒ４がオンとなり、トランジスタＴｒ４を通してコン
デンサ１２が放電される。 更に、演算増幅器１３の入力端が開放されて、トランジ
スタＴｒ １．Ｔｒ ２のエミッタが７０−ディング状
態になるか、あるいは入力電圧ｖｉｎが上記電圧ＶＤ／
２となり、トランジスタＴｒ１゜Ｔｒ２のエミッタ電圧
がＶＤ／２となると、トランジスタＴｒ １． Ｔｒ
２は共にオフし、従ってトランジスタＴｒ ３．Ｔｒ
４もオフする。このとき二」ンデンサ１２の充放電は停
止する。また、上記の説明から明らかなように、Ｖ ｉ
ｎ＞ Ｖ Ｄ ／ ２の場合には、トランジスタＴｒ１
．Ｔｒ３がオンとなってコンデンサ１２が充電され、逆
にＶｉｎ＜ Ｖ Ｄ／２の場合にはトランジスタＴｒ
２．Ｔｒ ４がオンとなプてコンデンサ１２が放電され
る。 次に、コントローラ１４は、この例においてもマイクロ
プロセッサによって構成されており、その基本的な構成
は前記第１実施例に示すコントローラ８と略同様である
。但し、コントローラ１４からは、分周比設定データＤ
（Ｎ＞ではなくで、受信周波数を完全同調点を中心と
して所定範囲内において微少遷移させるための周波数Ｉ
Ｉ ＩＩデータＤ（ｆ）が出力される。 Ｄ／Ａ賓換回路１５では、コントローラ１４がら送られ
てくる周波数制御データＤ （ｆ ）を対応するアナロ
グ電圧ｖｃ １１に変換し、このＶ ｃ ＃が第２制御
電圧となる。 このようにして得られた第１制御電圧ＶＣ−と第２制御
電圧Ｖｃ”とは、演算増幅器で構成された加算回路１６
を介して加算され、その出力が局１！＃Ｒ振周波数１１
１ ｍ ｌ’圧ＶＣとして電圧制御発振回路７１に供給
される。 以上の構成によれば、電圧制御発振回路７１がら出力さ
れる局部発振周波数は、混合段３．中間周波増幅段４．
検波段５．低域通過フィルタ１０゜定電流充放電回路１
１．加算回路１６電圧制御発振回路７１を順に経由する
り０−ズド・ループによってＡＦＣｔｌｌＪＩＩＩｌさ
れ、一定の安定な状態に保持されている。他方、このＡ
ＦＣループの安定点は、１）／△変換回路１５から出力
される第２制御電圧ｖＣ″によって連続的に調整可能な
状態となる。 従ってコントローラ１４から出力される周波数制御デー
タＤ（ｆ）を過当に変化させつつ何れかの放送周波数を
捉えこれと完全同調した後、前記第１実施例において説
明した最良受信点検出プログラムを実行させて、完全同
調点近傍におけるノイズレベルが最小となる点を検出し
た後、当該最小ノイズレベル点（ＩＩ良受信点〉に対応
した周波数制御データＱ （ｒ ｓｉｎ ）をＤ／Ａ変
換回路１５へ供給してやれば、以後電圧ｉ制御発振回路
７１がら出力される局部発振周波数は、ＡＦＣによって
この最良受信点に安定に保持され、これにより所望する
放送波の近傍に隣接妨害信号等が存在するような場合に
も、隣接局に伴うノイズの影響を受けることなくかつ良
好な受信状態を安定に継続することが可能となるのであ
る。 次に、第５図はこの発明に係わる受信装置の他の一例（
以下、これを第３実施例という）を示すブロック図であ
る。同図において、前記第１．第２実施例と同一構成部
分については、同符号を付して説明は省略する。 この第３実施例に示される受信装置はＦＭ受信装置であ
って、前述した如く検波回路５はＦＭ検波用に構成され
ている。 低域通過フィルタ１９は、ＦＭ検波回路５の出力中より
低周波成分を取り出すことによって８字カーブを検出し
、同調ず−れに対応した自流電圧を出力する。 この低域通過フィルタ１９の出力は、何れかの放送周波
数と完全同調がとられている状態では０ボルトとなり、
同調ずれが存在する場合にはその同調ずれの方向に応じ
て、正負一定の範囲内において変化することになる。 Ｄ／Ａ変換回路１５では、コントローラ１４ｈ−ら送ら
れてくる周波数制御データＤ （Ｍ）を対応するアブロ
グ・電圧Ｖ（ｌｉ＋に変換し、このアナログ電圧Ｖｃ
ｌが第１制−電圧となる。 また、低域通過フィルタ１０は、ＦＭ検波回路５の出力
中より低周波成分を取り出すことによって８字カーブを
検出し、同調ずれに対応した直流ＩＩ圧を出力する。 この低域通過フィルタ１０の出力は、完全同調点を補足
している場合はＯボルトとなり、同調ずれが存在する場
合にはその同調ずれの方向に応じて正負一定の範囲内に
おいて変化することとなる。 定電流充放電回路１８は、前記低域通過フィルタ１０か
ら出力される電圧信号に応じて充放電制御されるコンデ
ンサを内蔵しており、このコンデンサの出力が第２１１
１１御電圧ｖＣ２となる。 定電流充放電回路１Ｂの詳細を第６図に示す。 同図に示す如く、この定ｌ１ｔｉＬ充放電回路１８の構
成は、前述した第２実施例の定電流充放電回路１８と略
同様であって、唯一の相違点としては、トランジスター
１ｒ １．Ｔｒ ２のベースにそれぞれ接続された抵抗
ｒｌ、ｒ２の共通接続点Ｐと、直流電ｆ＆Ｖ（’）／２
との間に、抵抗「０が接続され、更にこの共通接続点Ｐ
には、抵抗Ｒ８を介して第１制御電圧ＶＣ＋が供給され
ている点にある。 このため、前記第２実施例で説明した定電流充放電回路
１１の場合には、入力電圧ｖｉｎの値がＶＤ／２の場合
、両１ランジスＳＴｒ １．Ｔｒ ２は何れもオフされ
た訳であるが、この第３実施例の定電流充放電回路１８
の場合では、第１制御電圧ＶＣ＋の値に応じて、トラン
ジスタＴｒｌ、Ｔｒ２の何れかが第１制御電圧Ｖ（ｉｚ
の値に応じた導通抵抗をもってオンし、これによりコン
デンサ１２に対する充電または放電がなされる点にある
。 すなわち、第１制御電圧ＶＣ＋の値がＶＤ／２の場合、
入力電圧Ｖｉｎの値がＶＤ／２の状態において、両トラ
ンジスタＴｒ１．Ｔｒ２は何れもオフされるのに対し、
第１制御電圧Ｖ（ｊ ＋の値がＶＣ＋＞ＶＤ／２の場合
、トランジスタＴｒ１．王「２は入力電圧ＶｉｎがＶ
ｉｎ＜ Ｖ Ｄ ／ ２ （Ｄ状態ｋｌｊいてオフとな
り、また第１制御電圧ｖＣ１の値がＶ（ｉｌ＜ＶＤ／２
の状態においては、両トーランジスタＴｒ １．Ｔｒ
２は入力電）］ＥＶｉｎ（７）値がｖｉｎ＞ＶＤ／２の
状態においてオフされることとなるのである。つまり、
第１制御電圧ＶＣ＋の値に応じてＡＦＣの安定点を連続
的に遷移可能に構成されている。 そして、このようにして得られたコンデンサ１２の充電
電圧はそのまま第２制御電圧ＶＣｚとして増幅回路２０
へと送られ、その出力Ｖｃが前述したように電圧制御発
振回路７１に対する周波数制御電ＩＩ Ｖ Ｃとなるの
である。 次に、コントローラ１４は、この例においてもンイクロ
プロセッサによって構成されており、この種受信機にお
いて通常行なわれる各種の制御（例えば、外部の走査キ
ーからの入力信号に基づいて行なう選局制御２周波数表
示制御等）の他に、この発明に係わる最良受信点検出動
作等を行なうものであり、この最良受信点検出動作等に
際しては低域通過フィルタ１９から出力される８字電圧
が利用される。 次に、第８図はコントローラ１４内のマイクロプロセッ
サにおいて行なわれる各種の制御の中で、本発明に係わ
る最良受信点検出プログラムを示すフローチャートであ
り、この７０−チャートを構成する各ステップの内容を
以下に列挙する。 ステップ（１２）：受信周波数レジスタＭに対して数値
ＭＯをセットする。ここで、数値ＭＯの値は、当該放送
波との同調周波数に対応している。 また、受信周波数レジスタＭに数値ＭＯがセットされる
と同時に、コントローラ１４からは周波数制御データＤ
（Ｍｏ ）が出力され、これに応じて受信周波数は当
該放送波の周波数に設定される。 ステップ（１３）：受信周波数レジスタＭの内容を＋１
だけ増加させる。ここで、受信周波数レジスタＭの内容
を＋１増加すると、この受信器にあっては、受信周波数
が１０ＫＨｚだけ増加づる。 ステップ（１４）；低域通過フィルタ１９を介してコン
トローラ１４へ取込まれる８字電圧の罐が減少したか否
かを判定し、その判定結果がＹＥＳの場合にはステップ
（１５）へ進み、ＮＯの場合にはステップ（１７）へ進
む。 ステップ（１５）ニステップ（１３）において＋１した
結果得られた現在の受信周波数レジスタＭの内容から、
同調周波数に対応する数値ＭＯを差引き、その差に対′
応する数値ΔＭを求める。ここで、数値ΔＭの値は、同
調周波数ＭＯ近傍に隣接局妨害が存在する場合、どれだ
１１周波数をずらせば最良受信状態が得られるかに対応
しており、またこの数値ΔＭと！ｕＭ−Ｍｏとの間には
相関関係が存在する。そこで、差Ｍ−ＭＯからΔＭを求
めるためには、予め決められた開数ｆ（Ｍ−Ｍｏ）に代
入したり、あるいはΔＭとＭ−Ｍｏとの関係を設定した
テーブルに基づいて求めることができる。 ステップ（１６）；受信周波数レジスタＭの内容をＭＯ
＋ΔＭにセットする。 ステップ（１７）；Ｍ−Ｍｏの値が所定の限界値Ｍｉａ
ｘ （第７図参照）に達したか否を判定゛・、イの判
定結果がＹＥＳの場合にはステップ（１８）へ進み、Ｎ
ｏの場合にはステップ〈１３）へ戻る。 ステップ（１８）；受信周波数レジスタＭの内容を同調
周波数に対応した数値ＭＯにセットする。 ステップ（１９）：受信周波数レジスタＭの内容から−
１だけ減算を行なう。ここで、前述したように受信周波
数レジスタＭの内容から一１減篩することは、受信周波
数をｌ０ＫＨ２だけ減少させることに対応している。 ステップ（２０）；低域通過フィルタ１９を介して得ら
れた８字電圧の値が、それ以前の値より増加したか否か
を判定し、その判定結束がＹＥＳの場合にはステップ（
２１）へ進み、Ｎｏの場合にはステップ（２２）へ進む
。 ステップ（２１）：前述したステップ（１５）と同様に
して、同調周波数に対応する数値ＭＯの値から現時点に
おける受信周波数レジスタＭの内容を減算し、その減算
結果に基づいて所定の開数ｆ（Ｍｏ−Ｍ）または６Ｍと
Ｍｏ −Ｍとの関係を求めたテーブルに基づいて、周波
数ずらし−に対応する数値ΔＭを求める。 ステップ（２２）：Ｍｏ −Ｍの値が所定の限界値Ｍ■
ａＸに達したか否かを判定し、その判定結束がＹＥＳの
場合にはステップ（１６）へ進み、ＮＯの場合にはステ
ップ（１９）へ戻る。 次に、以上説明したフローチャートに従って、この実施
例の受信装置の動作を系統的に説明する。 この受信装置においては、通常の選局動作中は、前記周
波数制御データＤ （Ｍ）で表される数値Ｍは、例えば
受信周波数を１００ＫＨｚづつ増加又は減少させるのに
対応して数値１０ずつ変化する。 このようにして、数値Ｍの値を１０ずつ変化させつつ、
今仮に何れかの放送周波数との完全同調が取れた状態に
あるものとする。 次いで、例えば低域通過フィルタ１９を介して得られた
８字電圧の値が０になったことに基づい（、あるいは外
部の操作子から所定の入力信号が−Ｊントローラ１４の
マイクロプロセッサに供給されると、この受信装置にお
いては第８図に示す最良受信点検出プログラムが起動さ
れる。 ここで、今仮に第７図に示す如く、同調周波数近傍に隣
接局妨害が存在するため、本来の８字カーブに隣接して
、他局による８字カーブが存在し、これによって本来の
８字カーブがその途中（Ｍ＋ｋ）から急激に減少してい
るものと仮定する。 このような状態において、最良受信点検出プログラムが
起動されると、受信周波数レジスタＭの内容がＭＯ＋ｋ
になるまでの間、ステップ（１２）→（１３）→（１４
）→（１７）→（１２）が繰り返し実行される。 次いで、受信周波数レジスタＭの内容がＭＯトにとなる
と同時に、ステップ（１４）の実行結果はＹＥＳとなり
、続いてステップ（１５）→（１６）が順次実行されて
、受信周波数レジスタには最良の受信状態が得られるた
めの受信周波数に対応する数値ＭＯ＋ΔＭが格納されて
、同時にこの受信周波数レジスタの内容に基づいて受信
周波数は同調周波数から適宜ずらされ、これにより最良
の受信状態が自動的に得られることとなるのである。 このようにして、最良受信点検出プログラムが実行を終
了すると、以後電圧制御発振回路７１の出力周波数は、
混合段３→中圀周波増幅段４→検波段５→低域通過フィ
ルタ１０→定電流充放電回路１８→増幅器２０→電圧制
御発振器７１を順に経由するりＯ−ズドルーブによって
Ａ Ｆ ＣＩ制御され、受信周波数は本来の同調点より
適宜ずらされた偏置同調点において宥定に維持されるこ
ととなるのである。 なお、前記説明では第７図に示す如く同調周波数よりも
高い周波数において他局による８字カーブが存在する場
合で説明したが、同調周波数よりも低い側において他局
による８字カーブが存在する場合には次のような動作が
行なわれる。 １ｊなわら、第８図において、最食受信点検出プし１グ
ラムが起動されると、当初ステップ（１２）蒼く１３）
→（１４）→（１７）→（１３）が繰り返し実行された
後、ステップ（１７）の実行結果はＹＥＳとなり、続い
てステップ（１８）が実行された後、ステップ（１９）
→（２０）→（２２）→（１９）が繰り返し実行される
。 イして、この間に、８字電圧が増加するとステップ（２
０）の実行結果はＹＥＳとなって続いてステップ（２１
）→（１６）が順次実行されて、前述したように受信周
波数レジスタＭの値はＭＯ＋６Ｍに設定され、以後最良
な受信状態が保たれることは前述した通りである。 次に、第９図はこの発明に係わる受信装置の他の一例（
以下、これを第４実施例という）を示すブロック図であ
る。同図において、前記第１〜第３実施例と同一構成部
分については、同符号を付して説明は省略する。 この第４実施例に示される受信装置の特徴は、まずＦＭ
受信装置であること、および＃１烏受信点検出プログラ
ムを任意の時点において起動できるようにしたことにあ
る。 すなわち、第１０図はコントローラ１４内のマイクロプ
ロセッサにおいて行なわれる装置全体の・□・制御を示
すメインフローチャートであり、このメインフローチャ
ートを構成する各ステップの内容を以下に列挙する。 ステップ（２３）：シフトスイッチＳＷ４．ＳＷ５のい
ずれかがオンしているか否かに基づいて、選局モードの
指示が与えられているか否かを判定し、その判定結果が
ＹＥＳの場合にはステップ（２４）へ進み、ＮＯの場合
には他の処理へと移行する。 ステップ（２４）；シフトスイッチＳ Ｗ ４又はＳ
Ｗ ｓの何れがオンしているかに応じて、受信周波数を
例えば１００ＫＨｚずつ上側または下側へとスキャンし
、同時に低域通過フィルタ１９がら得られる８字電圧を
コント０−５１４へと取込む。 ステップ（２５）：低域通過フィルタ１９から得られた
８字電圧の値が０になったが否かに基づいて、同調が取
れたかどうかを判定し、その判定結果がＹＥＳの場合に
はステップ（２６）へ進み、Ｎｏの場合にはステップ（
２３）→（２４）→〈２５）→（２３）を繰り返し実行
する。 ステップ（２６）；手動・自動切替スイッチＳＷ２がオ
ンしているか否かを判定し、その判定結果がＹＥＳの場
合には自動モードと認識してステップ（３１）へと進み
、オフの場合には手動モードとａ！識してステップ（２
７）へと進む。 ステップ（２７）：手動による微少シフトスイッチＳ
Ｗ ＋が７ツプモードに設定されているか否かを判定し
、その判定結果がＹＥＳの場合にはステップ（２８）へ
進み、ＮＯの場合にはステップ（２９）へ進む。 ステップ（２８）：前記第３実施例で説明しＩＣ受信周
波数レジスタＭの内容を＋１加綽する。 ステップ（２９）：微少シフトスイッチＳ Ｗ ＋がダ
ウンモードに設定されているか否かを判定し、その判定
結果がＹＥＳの場合にはステップ（３０）へ進み、ＮＯ
の場合にはステップ（２３）→（２４）→（２５）→（
２６）→（２７）→（２９）→（２３）を繰り返し実行
する。 ステップ（３０）：前記第３実施例で説明しＩＣ受信周
波数レジスタＭの内容を一１減眸する。 ステップ（３１）；前記第３実施例で説明しＩＣ第８図
に示す最良受信点検出プログラムを実行する。 ステップ（３２）；最良受信点再設定スイッチＳ Ｗ
ｓがオンしているか否かを判定し、その判定結果がＹＥ
Ｓの場合にはステップ（３３）へ進み、ＮＯの場合には
他の処理へ移行する。 次に、以上説明したフローチャートに従って、この実施
例の受信装置の動作を系統的に説明する。 第９図のブロック図において、アップシフトスイッチＳ
Ｗ ４またはダウンシフトスイッチＳ Ｗ ５がオン
されると、第１０図のノロ−チャートにおいてステップ
（２３）→（２４）→（２５）→（２３）が同調完了ま
で繰り返し実行される。 次いで、何れかの放送周波数との同調がとられるとステ
ップ（２５）の実行結束はＹＥＳとなり、続いてステッ
プ（２６）が実行されて、手動・自動切替スイッチＳ
Ｗ ２の出力が判定される。ここて゛、手動モードに設
定すべくスイッチＳ Ｗ ２がオンされている場合、ス
テップ〈２６）の実行結束はＮＯとなる。 この状態において、微少シフトスイッチＳＷ１がアップ
モードに設定されている場合、ステップ（２８）が繰り
返し実行されて、受信周波数は１０ Ｋ Ｈ２ずつ微少
遷移する。従って、このように受信周波数を微少遷移さ
せつつ受信状態を聴取することにより、同調周波数近傍
の最模受信点を捜すごとができる。 これに対して、微少シフトスイッチＳ Ｗ ＋がダウン
モードに設定されている場合、ステップ（３０）が繰り
返し実行され、受信周波数は１０ＫＨ１ずつ減少し、こ
れに伴い同様にして同調周波数近傍の最良受信点を捜し
出すことができるのである。 一方、自動モードに設定すべくスイッチＳ Ｗ ２がオ
ンされている場合には、ステップ（２６）の実行結果は
ＹＥＳとなり、続いてステップ（３１）が実行されて、
前記第３実施例で説明した最良受信点検出ルーチンが実
行され、これにより受信周波数は同調点近傍の最良受信
点に自動的に設定されることとなる。 また、このようにして最良受信状態が得られる受信点に
偏置同調が行われた後、例えばなんらかの原因でその後
隣接妨害局の状態が蛮化し、当初の最良受信点が実際の
最良受信点からずれたような場合、最良受信点再設定ス
イッチＳＷ３がオンされると、ステップ〈３２）の実行
結果はＹＥＳとなり、続いてステップ（３３）が実行さ
れて、再び前記第３実施例で説明した最良受信点検出ル
ーチンが実行され、これによりその時点における実際の
最良受信点に一致するように受信周波数は再設定が行わ
れるのである。 かくして、この第４実施例によれば、同調完了とともに
自動的に最良受信点検出ルーチンを実行させて最良受信
点に対する周波数再設定を行うことができるとともに、
スイッチＳ Ｗ ２を操作することによって手動操作に
よっても聴取者の好みに応じた最良受信点を捜し出すこ
とができ、更に−Ｈ自動または手動で最良受信点に再設
定を行った後においても、その後における妨害信号の状
況唆化に応じて任意の時点に最良受信点に再々設定を行
うこともでき、この種受信機における機能性を一層向上
させることが可能となるのである。 尚、第１０図の最良受信点検出ルーチン（３１）、（３
３）として、第１実施例の最良受信点検出プログラムを
使用しても同様の効果を得ることができ、その際には第
１図に示す如＜ＰＬＬによって局部発振器をフィードバ
ック制−すればよい。 以上の実施例の説明でも明らかなように、この発明に係
わる受信装置は、局部発振器の発振周波数をフィードバ
ック制御により放送周波数に同訓保持するフィードバッ
ク制御系を備えた受信機において、前記フィードバック
制御系の安定点を連続的に微少遷移可能な安定点調整手
段と、各放送周波数近傍の所定周波数範囲内において、
受信周波数を微少遷移させつつ検波出力に基づいて、最
良受信状態の得られる受信周波数を検出する最良受信点
検出手段とを設け、前記最良受信点検出手段による検出
結束に基づいて必要に応じて前記安定点調整手段をｗ４
１Ｉｌシ、受信局波数を最良受信状態に対応する値に再
設定するようにしたものであるから、希望受信周波数の
近傍に隣接局妨害等が存在するような場合にも、これを
回避し良好な受信状態を安定的に継続することが可能と
なるものである。。 ４、図面の簡単な説明 第１＠ｌはこの発明に係わる受信装置の第１実施例の構
成を示すブロック図、第２図は最良受信点検出プログラ
ムの詳細を示すフローチャート、第３図はこの発明の第
２実施例の構成を示すブロック図、第４図は第３図にお
ける定電流充放電回路の詳細を示す回路図、第５図はこ
の発明の第３実施例の構成を示すブロック図、第６図は
第５図における定電流充放電回路の詳細を示す回路図、
第７図は希望受信局近傍に隣接局妨害が存在する場合に
おける８字カーブの状態を示す図、第８図は第３実施例
における最良受信点検出７０グラムの詳細を示１フロー
チャート、第９図はこの発明の第４実施例の構成を示す
ブロック図、第１０図は第５実施例装曽の動作を示すフ
ローチャートである。 １・・・・・・アンテナ ２・・・・・・高周波増幅段 ３・・・・・・混合段 ４・・・・・・中間周波増幅段 ５・・・・・・検波段 ６・・・・・・可聴周波増幅段 ７・・・・・・ＰＬＬ回路 ７１・・・電圧制御発振回路 ７２・・・可蛮分周回路 ７３・・・位相比較回路 ７４・・・低域通過フィルタ ８・・・・・・コントローラ ９・・・・・・ノイズ検出回路 １０・・・低域通過フィルタ １１・・・定電流充放電回路 １４・・・コントローラ １５・・・Ｄ／Ａ変換回路 １６・・・加算回路 １７・・・スピーカ “１８・・・定電流充放電回路 １９・・・低域通過フ、イルタ ２０・・・増幅回路 特許出願人
を示すブロック図、第２図はノイズ回避プログラムの詳
細を示すフロチャート、第３図はこの発明の第２実施例
の構成を示すブロック図、第４図は第３図における定電
流充放電回路の詳細を示す回路図である。 １・・・・・・・・・アンテナ ２・・・・・・・・・＾周波増幅段 ３・・・・・・・・・混合段 ４・・・・・・・・・中間周波増幅段 ５・・・・・・・・・検波段 ６・・・・・・・・・可聴周波増幅段 ７・・・・・・・・・ＰＬＬ回路 ７１・・・・・・電圧制御発振回路 ７２・・・・・・可変分周回路 ７３・・・・・・位相比較回路 ７４・・・・・・低域通過フィルタ ８・・・・・・・・・コントローラ ９・・・・・・・・・ノイズ検出回路 １０・・・・・・低域通過フィルタ １１・・・・・・定電流充放電回路 １４・・・・・・コントローラ １５・・・・・・Ｄ／Ａ変換回路 １６・・・・・・加算回路 １７・・・・・・スピーカ 特許出願人 日本楽器報造株式会社 第４１！！ｆ 扛 手続補正書 １、事件の表示 特願昭５７−２７０００月２、発明
の名称 受信装■ ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 静岡県浜松市中沢町１０番１号名 称 （
４０７）日本来器製造株式会社代表者 川 上 源 − ４、代−人〒１０１ 住 所 東京都千代田区内神田１丁目１５番１６号６
、補正の対象 明細書及び図面 明 細 − １、発明の名称 受信装置 ２、特許請求の範囲 （１）局部発振器の発振周波数をフィードバック制御に
より ’ｍ＊１に徂保持するフィードバック制御系を備
えた受信−において； 前記フィードバック制御系の安定点を連続的に微少遷移
可能な安定点調整手段と； 各放送周波数近傍の所定周波数範囲内において、受信周
波数を微少遷移させつつ検波出力に基づい前記 車受−
出 段による検出結果に基づいて、前記安定点調整手段
を制御し、受信周波数を に対 する に
設 する受信Ｌ１１１【Ｌｌとを具備することを特徴と
する受信装置。 ３、発明の詳細な説明 この発明は、ＡＦＣ（自動局波数制御）やＰＬＬ（フェ
ーズ・ロックド・ループ）のように局部発振器の発振周
波数をフィードバック制御によって所定の値に保つ制御
系を備えたスーパ・ヘテロダイン受信装置に関する。 周知のように、同調ずれを検出してその検出信号に基づ
いて局部発振器を制御し、同調ずれが零になるように局
部発振周波数をフィードバック制御するＡＦＣによれば
、受信状態の良好な放送波に対しては最適同調状態を極
めて安定かつ高精度に保つことができる。 また、局部発振周波数を適宜分周した信号と水晶振動子
等を用いた発振器から得られる基準周波数信号とを位相
比較し、その比較信号によって局部発振器をフィードバ
ック制御するＰＬＬによる場合、上記分周比を変えるこ
とによって局部発振周波数が一定の周波数間隔でステッ
プ状に蛮化して選局を行なえるとともに、設定された局
部発振周波数は例えば水晶振動子に準じた精慣で極めて
安定に保たれる。 上記のＡＦＣＪｃＤＰＬＬのように局部発振周波数をフ
ィードバック制Ｗする技術は、局部発振器自体のドリフ
ト等を補償して局部発振周波数を安定化するとともに、
メータ等を見ながらの微妙な手動選局操作によらずとも
、非常に簡単に最適同調点（完全同調点）が得られると
いう大きな効果を有する。 ところで、受信したい放送波に対していわゆる混信を生
じているような場合、上記のＡＦＣやＰＬＬにて局部発
振器をフィードバックＩＩＩ御（ることによって自動設
定される完全同調点で゛受信するよりも、受信周波数を
上記完全同調点より多少ずらした状態（これを偏倚同調
状態と称する）で受信した方が、混信を受（）難かった
り、ノイズやひづみが少くなって、むしろ良い状態で受
信できることもある。 このような場合、従来の受信＠胃では、例え４７上記Ａ
ＦＣによる局部発振器のフィードバック制御を遮断し、
手動選局操作に連動して局部発振器を制御（オープンル
ープ制御）し、適当な偏倚同調点に合せていた。 しかしながら、局部発振器の上記フィードバック制御を
遮断した状態では、局部発振器のドリフト等が補償され
ないため、局部発振周波数は不安定になり、従って手動
設定した適当な偏倚同調点を維持づる安定な受信ができ
ないという欠点があり、また偏倚同調点の検出も面倒で
かつ迅速性に欠けるという問題があった。 この発明は、Ｆ記の問題に鑑みなされたもので、その目
的とするところはＡＦＣやＰＬＬによって特定される同
調点（放送周波数）近傍の所定周波数範囲内に、隣接局
等による妨害信号が存在するような場合、Ｆ２周波数範
囲内において最適受信状態が得られる受信周波数を自動
検出させることができるとともに、これに再設定するこ
とができ、かつその偏倚同調状態が安定に維持されるよ
うにした受信装置を提供するものである。 この発明は上記の目的を達成するために、フィードバッ
ク制御系の安定点を連続的に微少遷移可能む安定点調整
手段と、各放送周波数近傍の所定周波数範囲内において
、受信周波数を微少遷移させつつ検波用りに基づいて、
最良受信状態の得られる受信周波数を検出する最良受信
点検出手段とを設け、前記最良受信点検出手段による検
出結果に基づいて、前記☆定点調整手段を制御し、受信
周波数を最良受信状態に対応する値に再設定できるよう
に構成したものである。 以下に、この発明の好適な実施例を添付図面に従って詳
細に説明する。 第１図はこの発明を適用したヘテロダイン受信機の〜実
施例（以下、これを第１実施例という）を示すブロック
図である。同図においてアンテナ１で捕捉されたＡＭま
たはＦＭ電波は、高周波増幅段２で同調増幅された後混
合段３に供給され、ここで後述する局部発振器から供給
される局部発振出力と混合されて中間周波数信号に変換
される。 次いで、中間周波数信号は中間周波増幅段４で同調増幅
された後、検波段５を介して可聴周波信号に検波され、
この検波出力は可−周波増幅段６を介して増幅された後
、スピーカ１７から発音される。 図中一点斜線で示すプログラマブルＰＬＬ回路７は、局
部発振器を構成する電圧＄１７ ｍ Ｒ振回路７１と、
この電圧制御発振回路７１の発振出力をす変分周する可
変分周回路７２と、この可変分周回路７２の分周出力と
所定の基準周波数信号ｆ（ｒｅｆ）とを位相比較する位
相比較回路７３と、この位相比較回路７３がら出力され
る位相差に応じたパルス幅を有するパルス列の中からそ
の低域成分を取り出し、これを前記電圧制御発振回路７
１に対づる周波数ＩＩＪ御電圧電圧として出力する低域
通４フィルタ７４とがら構成される。 次に、コントローラ８は、この例ではマイクロプロセッ
サによって構成されており、この種受信機において通常
行なわれる各種の制卸（例えば、外部の操作キーからの
入力信号に基づいて行なう選局制御１周波数表示制御等
）の他に、この発明に係わる最良受信点検出動作等を行
なうものであり、この最良受信点検出動作等に際しては
ノイズ検出回Ｎ９から出力されるノイズレベル信号が利
用される。 ノイズ検出回路９は、検波段５の出力中に含まれるノイ
ズ周波数成分を検出し、対応する１流電圧を出力するも
のである。そして、この直流電バは、コントローラ８内
に設けられたＡ ／ Ｄ変換回路（図示せず）を介して
マイクロプロセッサに取込まれることとなる。 次に、第２図はコント０−ラ８内のマイク［１プロセツ
サにおいて行なわれる各種の制御の中で、本発明に係わ
る最良受信点検出プ□グラムを示す７０−チャートであ
り、このフローチャートを構成する各ステップの内容を
以下に列挙する。 ステップ（１）：ノイズ検出回路９を介して検出された
ノイズレベルデータをマイクロプロセッサに取込み、こ
れを図示しないワーキングＲＡＭ内の所定エリアに記憶
する。 ステップ（２〉；可変分周回路７２に対する分周比設定
データＤ（Ｎ）によって表される数値Ｎの内容を一定数
ΔＮだけ増加させる。ここで、例えばＦＭ受信機の場合
であれば、この数値ΔＮの値は、受信周波数を１０ＫＨ
ｚだけ変化させることに対応する値とする。 ステップ（３）；ステップ（１）と同様にしてノイズレ
ベルデータを読込み、これをワーキングＲＡ Ｍ内の別
のエリアに記憶８せる。 ステップ（４）；ステップ〈２）によるＮ値増加前のノ
イズレベルデータと、ステップ（３）で読込まれたＮ値
増加後のノイズレベルデータとを大小比較し、Ｎ値増加
後のノイズレベルデータの方が、Ｎ値増加前のノイズレ
ベルデータよりも減少したか否かを判定し、その判定結
果がＹＥＳの場合にはステーツブ〈５）へ進み、ＮＯの
場合にはステップ（６）へ進む。 ステップ（５）；ワーキングＲＡＭ内に設けられた所定
のノイズレベル減少フラグＥを１′°にセットづる。 スラーツブ（６）：前記ノイズレベル減少フラグＦの内
容が′１″であるか否かを判定し、その判定結果がＹＥ
Ｓの場合はステップ（７）へ進み、ＮＯの場合にはステ
ップ（８〉へ進む。 ステップ（７）二分局比設定データＤ（Ｎ）であられさ
れる数１１Ｎ、の内容をΔＮだけ減少させ、１つ前の状
態に戻す。 ステップ（８）二分局比設定データＤ（Ｎ＞で表される
数値Ｎの内容をΔＮだけ減少させる。 ステップ（９）二ノイズ検出回路９を介して検出された
ノイズレベルデータを、ワーキングＲＡＭ内の所定のエ
リアに記憶させる。 ステップ（１０）；ステップ（８）によるＮ値減少後の
ノイズレベルデータと、Ｎ値減少前のノイズレベルデー
タとを大小比較し、Ｎ値減少後のノイズレベルデータが
、ＮＷＡ減少前のノイズレベルデータよりも減少したか
否かを判定し、その判定結果がＹＥＳの場合はステップ
（８）へ戻り、ＮＯの場合にはステップ（１１）へ進む
。 ステップ（１１）：分周比設定データＤ（Ｎ）で現され
る数値Ｎの内容をΔＮだけ増加させ、１つ前の状態に戻
す。 次に、以上説明したフローチャートに従って、この実施
例の受信装置の動作を系統的に説明する。 この受信装置においては、通常の選局動作中は、約２分
周比設定データＤ（Ｎ）ぐ表される数値Ｎは、例えば受
信周波数を１００ＫＨｚずつ増加または減少させるのに
対応して、ΔＮ′ずつ変化する。このようにして、数値
Ｎの値をΔＮ′だけ変化させつつ、今仮に何れかの放送
周波数との完全同調が取れた状態にあるものとする。 次いぐ、図示しない同調検出回路（Ｐｓえば、ＦＭ受信
機であれはＳ字カーブ検出回路）からの完全同調検出信
号あるいは外部の操作子からの所定の入力信号がコント
ローラ８内のマイクロプロセッサに供給されると、この
受信装置においては第２図に示づ最良受信点検出プログ
ラムが起動される。 最良受信点検出プログラムが起動されると、ステップ（
１）→（２）→（３）が順次実行されて、受信周波数は
通常の選局動作の場合とは異なり、微少間隔（例えば、
１０ＫＨｚ＞づつ微少変化するとともに、図示しないワ
ーキングＲＡＭ内の２つの１リアには、Ｎ値増加前後に
おける各ノイズレベルデータが記憶される。 次いで、Ｎ値を増加して受信周波数を変化させた結果ノ
イズレベルが減少した場合、ステップ（４）の実行結果
はＹＥＳとなり、続いてステップ（５）が実行されてノ
イズレベル減少フラグＦは′１″にセットされる。 次いで、受信周波数を１０ＫＨｚ １１化させる毎にノ
イズレベルが減少する状態が継＠する限り、ステップ（
２）→（３）→（４）→（５）→（２）が繰り返し実行
され、分周比設定データＤ（Ｎ＞で表される数値Ｎの値
は１０ＫＨｚに対応してΔＮずつ増加して行く。 この状態において、完全同調点を中心とした所定範囲内
における最もノイズレベルの低い点く最良受信点）を検
出すると、ステップ（４）ＮＯ−÷ステップ（６）ＹＥ
Ｓと進み、続いてステップ（７〉が実行されて、Ｎ値の
内容はΔＮだ番）減少して、１つ前の状態に戻され、す
なわら数値Ｎの内容は最小ノイズレベル受信周波数（最
良受信点）に対応する値となってプログラムを終了する
。 これに対して、最良受信点検出プログラム起動直後に、
ステップ（１）→（２）→（３）の実行の結果、ステッ
プ（４）においてノイズレベルの増加が判定された場合
、ステップ（６）の実行結果はＮＯとなって、続いてス
テップ（８）、（９）が順次実行される。この結果、数
値Ｎの値は受信周波数の１０ＫＨｚに対応するΔＮだけ
減少することとなる。 次いで、ステップ（１０）が実行されると、Ｎ値減少前
後におけるノイズレベルデータ同士の大小比較が行なわ
れ、以後Ｎ値の減少につれてノイズレベルも減少する限
り、ステップ（１０）→（８）→〈９）が繰り返し実行
される。 次いで、ノイズレベルの最小となる点を検出すると、ス
テップ（１０）の実行結果はＮｏとなり、続いてステッ
プ（１１）が実行されて、そのときのＮ（ｉ！Ｉは１０
ＫＨｚに対応するΔＮだけ増加し、これにより１つ前の
状態に戻される。 このようにして、最良受信点検出プログラムが実行終了
すると、ワーキングＲＡＭ内に記憶された数値Ｎの内容
は、ノイズレベルが最小となる受倍周波数に対応した値
となり、続いて通常のＰＬＬによる局部発振器保持動作
が実行される訳である。 すなわち、コントローラ８からは、前記最良受信点検出
プログラムによって検出された最小ノイズレベル点に対
応した数値Ｎ ｓｉｎを表す分周比設定データＤ （Ｎ
ｓｉｎ ）が出力され、以後電圧制御発振回路７１から
出力される局部発信周波数は、ＰＬＬによって安定に維
持され、ミル制御発振回路７１のドリフト等が生じたと
しても局部発振周波数がふらつくことはない。 次に、第３図はこの発明に係る受信装置の他の一例（以
下、これを第２実施例という）を示すブロック図である
。同図において、第１図に示Ｊ第１実施例と同一構成部
分については、同符号を付して説明は省略する。 この第２実施例に示される受信＠１はＦＭ受信装置であ
って、検波回路５はＦＭ検波用に構成されている。 低域通過フィルタ１０は、ＦＭ検波回路５の出力中より
低周波成分を取り出寸ことによって８字カーブを検出し
、同調ずれに対応した直流電圧を出力する。 この低域通過フィルタ１０の出力は、完全同調点を捕捉
している場合は０ボルトとなり、同調ずれが存在する場
合にはその同調ずれの方向に応じＣ正負一定の範囲内に
おいて変化することとなる。 定電流充放電回路１１は、前記低域通過フィルタ１０か
ら出力される電圧信号に応じて充放電制御されるコンデ
ンサを内蔵しており、このコンデンサの出力が第１制御
電圧ＶＣ’となる。 定電流充放電回路１１の詳細を第４図に示す。 同図に示す如く、相補形のトランジスタＴｒｌと１−ｒ
２は、エミッタが共通接続され、両コレクタはそれぞれ
抵抗を介して正電源ｖＯ１および接地電位に接続されて
いる。 同じく相補形のトランジスタ１゛「３とＴｒ４とは、コ
レクタが共通接続され、両エミッタはそれぞれ抵抗を介
して正電１ｉＶＯ１および接地電位に接続され、また両
ベースは抵抗を介してトランジスタ丁ｒ１．Ｔｒ２のコ
レクタ側に接続されている。そして、このトランジスタ
Ｔｒ３とＴｒ４のコレクタ接続点が出力点であり、この
点に前述した出力コンデンサ１２が接続される。 トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースには、それぞれ抵
抗を介して電圧源ＶＤ／２が接続されるとともに、共通
接続されたエミッタには演算増幅器１３の出力が印加さ
れる。 この演算増幅器１３は、入力電圧Ｖｉｎが印加されたと
き、（Ｖ Ｄ Ｖ ｔｎ）なる電圧を出力するように
構成されている。 従って入力電圧Ｖｉｎが上記電圧ＶＤになると、トラン
ジスタＴｒ１．Ｔｒ２のエミッタ電圧が０（接地電位）
になり、トランジスタＴｒ１がオンでトランジスタＴｒ
２がオフとなる。これを受けてトランジスタＴｒ３がオ
ンでトランジスタ■ｒ４がオフとなり、トランジスタＴ
ｒ３を通して」ンデンサ１２が充電される。 また、入力電圧Ｖｉｎが０になると、トランジスタＴｒ
１．Ｔｒ ２のエミッタ電圧がＶＤになり、トランジ
スタＴｒｌがオフでトランジスタＴｒ２がオンとなる。 これを受けてトランジスタＴｒ３がオフでトランジスタ
Ｔｒ４がオンとなり、トランジスタＴｒ４を通してコン
デンサ１２が放電される。 更に、演算増幅器１３の入力端が開放されて、トランジ
スタＴｒ １．Ｔｒ ２のエミッタが７０−ディング状
態になるか、あるいは入力電圧ｖｉｎが上記電圧ＶＤ／
２となり、トランジスタＴｒ１゜Ｔｒ２のエミッタ電圧
がＶＤ／２となると、トランジスタＴｒ １． Ｔｒ
２は共にオフし、従ってトランジスタＴｒ ３．Ｔｒ
４もオフする。このとき二」ンデンサ１２の充放電は停
止する。また、上記の説明から明らかなように、Ｖ ｉ
ｎ＞ Ｖ Ｄ ／ ２の場合には、トランジスタＴｒ１
．Ｔｒ３がオンとなってコンデンサ１２が充電され、逆
にＶｉｎ＜ Ｖ Ｄ／２の場合にはトランジスタＴｒ
２．Ｔｒ ４がオンとなプてコンデンサ１２が放電され
る。 次に、コントローラ１４は、この例においてもマイクロ
プロセッサによって構成されており、その基本的な構成
は前記第１実施例に示すコントローラ８と略同様である
。但し、コントローラ１４からは、分周比設定データＤ
（Ｎ＞ではなくで、受信周波数を完全同調点を中心と
して所定範囲内において微少遷移させるための周波数Ｉ
Ｉ ＩＩデータＤ（ｆ）が出力される。 Ｄ／Ａ賓換回路１５では、コントローラ１４がら送られ
てくる周波数制御データＤ （ｆ ）を対応するアナロ
グ電圧ｖｃ １１に変換し、このＶ ｃ ＃が第２制御
電圧となる。 このようにして得られた第１制御電圧ＶＣ−と第２制御
電圧Ｖｃ”とは、演算増幅器で構成された加算回路１６
を介して加算され、その出力が局１！＃Ｒ振周波数１１
１ ｍ ｌ’圧ＶＣとして電圧制御発振回路７１に供給
される。 以上の構成によれば、電圧制御発振回路７１がら出力さ
れる局部発振周波数は、混合段３．中間周波増幅段４．
検波段５．低域通過フィルタ１０゜定電流充放電回路１
１．加算回路１６電圧制御発振回路７１を順に経由する
り０−ズド・ループによってＡＦＣｔｌｌＪＩＩＩｌさ
れ、一定の安定な状態に保持されている。他方、このＡ
ＦＣループの安定点は、１）／△変換回路１５から出力
される第２制御電圧ｖＣ″によって連続的に調整可能な
状態となる。 従ってコントローラ１４から出力される周波数制御デー
タＤ（ｆ）を過当に変化させつつ何れかの放送周波数を
捉えこれと完全同調した後、前記第１実施例において説
明した最良受信点検出プログラムを実行させて、完全同
調点近傍におけるノイズレベルが最小となる点を検出し
た後、当該最小ノイズレベル点（ＩＩ良受信点〉に対応
した周波数制御データＱ （ｒ ｓｉｎ ）をＤ／Ａ変
換回路１５へ供給してやれば、以後電圧ｉ制御発振回路
７１がら出力される局部発振周波数は、ＡＦＣによって
この最良受信点に安定に保持され、これにより所望する
放送波の近傍に隣接妨害信号等が存在するような場合に
も、隣接局に伴うノイズの影響を受けることなくかつ良
好な受信状態を安定に継続することが可能となるのであ
る。 次に、第５図はこの発明に係わる受信装置の他の一例（
以下、これを第３実施例という）を示すブロック図であ
る。同図において、前記第１．第２実施例と同一構成部
分については、同符号を付して説明は省略する。 この第３実施例に示される受信装置はＦＭ受信装置であ
って、前述した如く検波回路５はＦＭ検波用に構成され
ている。 低域通過フィルタ１９は、ＦＭ検波回路５の出力中より
低周波成分を取り出すことによって８字カーブを検出し
、同調ず−れに対応した自流電圧を出力する。 この低域通過フィルタ１９の出力は、何れかの放送周波
数と完全同調がとられている状態では０ボルトとなり、
同調ずれが存在する場合にはその同調ずれの方向に応じ
て、正負一定の範囲内において変化することになる。 Ｄ／Ａ変換回路１５では、コントローラ１４ｈ−ら送ら
れてくる周波数制御データＤ （Ｍ）を対応するアブロ
グ・電圧Ｖ（ｌｉ＋に変換し、このアナログ電圧Ｖｃ
ｌが第１制−電圧となる。 また、低域通過フィルタ１０は、ＦＭ検波回路５の出力
中より低周波成分を取り出すことによって８字カーブを
検出し、同調ずれに対応した直流ＩＩ圧を出力する。 この低域通過フィルタ１０の出力は、完全同調点を補足
している場合はＯボルトとなり、同調ずれが存在する場
合にはその同調ずれの方向に応じて正負一定の範囲内に
おいて変化することとなる。 定電流充放電回路１８は、前記低域通過フィルタ１０か
ら出力される電圧信号に応じて充放電制御されるコンデ
ンサを内蔵しており、このコンデンサの出力が第２１１
１１御電圧ｖＣ２となる。 定電流充放電回路１Ｂの詳細を第６図に示す。 同図に示す如く、この定ｌ１ｔｉＬ充放電回路１８の構
成は、前述した第２実施例の定電流充放電回路１８と略
同様であって、唯一の相違点としては、トランジスター
１ｒ １．Ｔｒ ２のベースにそれぞれ接続された抵抗
ｒｌ、ｒ２の共通接続点Ｐと、直流電ｆ＆Ｖ（’）／２
との間に、抵抗「０が接続され、更にこの共通接続点Ｐ
には、抵抗Ｒ８を介して第１制御電圧ＶＣ＋が供給され
ている点にある。 このため、前記第２実施例で説明した定電流充放電回路
１１の場合には、入力電圧ｖｉｎの値がＶＤ／２の場合
、両１ランジスＳＴｒ １．Ｔｒ ２は何れもオフされ
た訳であるが、この第３実施例の定電流充放電回路１８
の場合では、第１制御電圧ＶＣ＋の値に応じて、トラン
ジスタＴｒｌ、Ｔｒ２の何れかが第１制御電圧Ｖ（ｉｚ
の値に応じた導通抵抗をもってオンし、これによりコン
デンサ１２に対する充電または放電がなされる点にある
。 すなわち、第１制御電圧ＶＣ＋の値がＶＤ／２の場合、
入力電圧Ｖｉｎの値がＶＤ／２の状態において、両トラ
ンジスタＴｒ１．Ｔｒ２は何れもオフされるのに対し、
第１制御電圧Ｖ（ｊ ＋の値がＶＣ＋＞ＶＤ／２の場合
、トランジスタＴｒ１．王「２は入力電圧ＶｉｎがＶ
ｉｎ＜ Ｖ Ｄ ／ ２ （Ｄ状態ｋｌｊいてオフとな
り、また第１制御電圧ｖＣ１の値がＶ（ｉｌ＜ＶＤ／２
の状態においては、両トーランジスタＴｒ １．Ｔｒ
２は入力電）］ＥＶｉｎ（７）値がｖｉｎ＞ＶＤ／２の
状態においてオフされることとなるのである。つまり、
第１制御電圧ＶＣ＋の値に応じてＡＦＣの安定点を連続
的に遷移可能に構成されている。 そして、このようにして得られたコンデンサ１２の充電
電圧はそのまま第２制御電圧ＶＣｚとして増幅回路２０
へと送られ、その出力Ｖｃが前述したように電圧制御発
振回路７１に対する周波数制御電ＩＩ Ｖ Ｃとなるの
である。 次に、コントローラ１４は、この例においてもンイクロ
プロセッサによって構成されており、この種受信機にお
いて通常行なわれる各種の制御（例えば、外部の走査キ
ーからの入力信号に基づいて行なう選局制御２周波数表
示制御等）の他に、この発明に係わる最良受信点検出動
作等を行なうものであり、この最良受信点検出動作等に
際しては低域通過フィルタ１９から出力される８字電圧
が利用される。 次に、第８図はコントローラ１４内のマイクロプロセッ
サにおいて行なわれる各種の制御の中で、本発明に係わ
る最良受信点検出プログラムを示すフローチャートであ
り、この７０−チャートを構成する各ステップの内容を
以下に列挙する。 ステップ（１２）：受信周波数レジスタＭに対して数値
ＭＯをセットする。ここで、数値ＭＯの値は、当該放送
波との同調周波数に対応している。 また、受信周波数レジスタＭに数値ＭＯがセットされる
と同時に、コントローラ１４からは周波数制御データＤ
（Ｍｏ ）が出力され、これに応じて受信周波数は当
該放送波の周波数に設定される。 ステップ（１３）：受信周波数レジスタＭの内容を＋１
だけ増加させる。ここで、受信周波数レジスタＭの内容
を＋１増加すると、この受信器にあっては、受信周波数
が１０ＫＨｚだけ増加づる。 ステップ（１４）；低域通過フィルタ１９を介してコン
トローラ１４へ取込まれる８字電圧の罐が減少したか否
かを判定し、その判定結果がＹＥＳの場合にはステップ
（１５）へ進み、ＮＯの場合にはステップ（１７）へ進
む。 ステップ（１５）ニステップ（１３）において＋１した
結果得られた現在の受信周波数レジスタＭの内容から、
同調周波数に対応する数値ＭＯを差引き、その差に対′
応する数値ΔＭを求める。ここで、数値ΔＭの値は、同
調周波数ＭＯ近傍に隣接局妨害が存在する場合、どれだ
１１周波数をずらせば最良受信状態が得られるかに対応
しており、またこの数値ΔＭと！ｕＭ−Ｍｏとの間には
相関関係が存在する。そこで、差Ｍ−ＭＯからΔＭを求
めるためには、予め決められた開数ｆ（Ｍ−Ｍｏ）に代
入したり、あるいはΔＭとＭ−Ｍｏとの関係を設定した
テーブルに基づいて求めることができる。 ステップ（１６）；受信周波数レジスタＭの内容をＭＯ
＋ΔＭにセットする。 ステップ（１７）；Ｍ−Ｍｏの値が所定の限界値Ｍｉａ
ｘ （第７図参照）に達したか否を判定゛・、イの判
定結果がＹＥＳの場合にはステップ（１８）へ進み、Ｎ
ｏの場合にはステップ〈１３）へ戻る。 ステップ（１８）；受信周波数レジスタＭの内容を同調
周波数に対応した数値ＭＯにセットする。 ステップ（１９）：受信周波数レジスタＭの内容から−
１だけ減算を行なう。ここで、前述したように受信周波
数レジスタＭの内容から一１減篩することは、受信周波
数をｌ０ＫＨ２だけ減少させることに対応している。 ステップ（２０）；低域通過フィルタ１９を介して得ら
れた８字電圧の値が、それ以前の値より増加したか否か
を判定し、その判定結束がＹＥＳの場合にはステップ（
２１）へ進み、Ｎｏの場合にはステップ（２２）へ進む
。 ステップ（２１）：前述したステップ（１５）と同様に
して、同調周波数に対応する数値ＭＯの値から現時点に
おける受信周波数レジスタＭの内容を減算し、その減算
結果に基づいて所定の開数ｆ（Ｍｏ−Ｍ）または６Ｍと
Ｍｏ −Ｍとの関係を求めたテーブルに基づいて、周波
数ずらし−に対応する数値ΔＭを求める。 ステップ（２２）：Ｍｏ −Ｍの値が所定の限界値Ｍ■
ａＸに達したか否かを判定し、その判定結束がＹＥＳの
場合にはステップ（１６）へ進み、ＮＯの場合にはステ
ップ（１９）へ戻る。 次に、以上説明したフローチャートに従って、この実施
例の受信装置の動作を系統的に説明する。 この受信装置においては、通常の選局動作中は、前記周
波数制御データＤ （Ｍ）で表される数値Ｍは、例えば
受信周波数を１００ＫＨｚづつ増加又は減少させるのに
対応して数値１０ずつ変化する。 このようにして、数値Ｍの値を１０ずつ変化させつつ、
今仮に何れかの放送周波数との完全同調が取れた状態に
あるものとする。 次いで、例えば低域通過フィルタ１９を介して得られた
８字電圧の値が０になったことに基づい（、あるいは外
部の操作子から所定の入力信号が−Ｊントローラ１４の
マイクロプロセッサに供給されると、この受信装置にお
いては第８図に示す最良受信点検出プログラムが起動さ
れる。 ここで、今仮に第７図に示す如く、同調周波数近傍に隣
接局妨害が存在するため、本来の８字カーブに隣接して
、他局による８字カーブが存在し、これによって本来の
８字カーブがその途中（Ｍ＋ｋ）から急激に減少してい
るものと仮定する。 このような状態において、最良受信点検出プログラムが
起動されると、受信周波数レジスタＭの内容がＭＯ＋ｋ
になるまでの間、ステップ（１２）→（１３）→（１４
）→（１７）→（１２）が繰り返し実行される。 次いで、受信周波数レジスタＭの内容がＭＯトにとなる
と同時に、ステップ（１４）の実行結果はＹＥＳとなり
、続いてステップ（１５）→（１６）が順次実行されて
、受信周波数レジスタには最良の受信状態が得られるた
めの受信周波数に対応する数値ＭＯ＋ΔＭが格納されて
、同時にこの受信周波数レジスタの内容に基づいて受信
周波数は同調周波数から適宜ずらされ、これにより最良
の受信状態が自動的に得られることとなるのである。 このようにして、最良受信点検出プログラムが実行を終
了すると、以後電圧制御発振回路７１の出力周波数は、
混合段３→中圀周波増幅段４→検波段５→低域通過フィ
ルタ１０→定電流充放電回路１８→増幅器２０→電圧制
御発振器７１を順に経由するりＯ−ズドルーブによって
Ａ Ｆ ＣＩ制御され、受信周波数は本来の同調点より
適宜ずらされた偏置同調点において宥定に維持されるこ
ととなるのである。 なお、前記説明では第７図に示す如く同調周波数よりも
高い周波数において他局による８字カーブが存在する場
合で説明したが、同調周波数よりも低い側において他局
による８字カーブが存在する場合には次のような動作が
行なわれる。 １ｊなわら、第８図において、最食受信点検出プし１グ
ラムが起動されると、当初ステップ（１２）蒼く１３）
→（１４）→（１７）→（１３）が繰り返し実行された
後、ステップ（１７）の実行結果はＹＥＳとなり、続い
てステップ（１８）が実行された後、ステップ（１９）
→（２０）→（２２）→（１９）が繰り返し実行される
。 イして、この間に、８字電圧が増加するとステップ（２
０）の実行結果はＹＥＳとなって続いてステップ（２１
）→（１６）が順次実行されて、前述したように受信周
波数レジスタＭの値はＭＯ＋６Ｍに設定され、以後最良
な受信状態が保たれることは前述した通りである。 次に、第９図はこの発明に係わる受信装置の他の一例（
以下、これを第４実施例という）を示すブロック図であ
る。同図において、前記第１〜第３実施例と同一構成部
分については、同符号を付して説明は省略する。 この第４実施例に示される受信装置の特徴は、まずＦＭ
受信装置であること、および＃１烏受信点検出プログラ
ムを任意の時点において起動できるようにしたことにあ
る。 すなわち、第１０図はコントローラ１４内のマイクロプ
ロセッサにおいて行なわれる装置全体の・□・制御を示
すメインフローチャートであり、このメインフローチャ
ートを構成する各ステップの内容を以下に列挙する。 ステップ（２３）：シフトスイッチＳＷ４．ＳＷ５のい
ずれかがオンしているか否かに基づいて、選局モードの
指示が与えられているか否かを判定し、その判定結果が
ＹＥＳの場合にはステップ（２４）へ進み、ＮＯの場合
には他の処理へと移行する。 ステップ（２４）；シフトスイッチＳ Ｗ ４又はＳ
Ｗ ｓの何れがオンしているかに応じて、受信周波数を
例えば１００ＫＨｚずつ上側または下側へとスキャンし
、同時に低域通過フィルタ１９がら得られる８字電圧を
コント０−５１４へと取込む。 ステップ（２５）：低域通過フィルタ１９から得られた
８字電圧の値が０になったが否かに基づいて、同調が取
れたかどうかを判定し、その判定結果がＹＥＳの場合に
はステップ（２６）へ進み、Ｎｏの場合にはステップ（
２３）→（２４）→〈２５）→（２３）を繰り返し実行
する。 ステップ（２６）；手動・自動切替スイッチＳＷ２がオ
ンしているか否かを判定し、その判定結果がＹＥＳの場
合には自動モードと認識してステップ（３１）へと進み
、オフの場合には手動モードとａ！識してステップ（２
７）へと進む。 ステップ（２７）：手動による微少シフトスイッチＳ
Ｗ ＋が７ツプモードに設定されているか否かを判定し
、その判定結果がＹＥＳの場合にはステップ（２８）へ
進み、ＮＯの場合にはステップ（２９）へ進む。 ステップ（２８）：前記第３実施例で説明しＩＣ受信周
波数レジスタＭの内容を＋１加綽する。 ステップ（２９）：微少シフトスイッチＳ Ｗ ＋がダ
ウンモードに設定されているか否かを判定し、その判定
結果がＹＥＳの場合にはステップ（３０）へ進み、ＮＯ
の場合にはステップ（２３）→（２４）→（２５）→（
２６）→（２７）→（２９）→（２３）を繰り返し実行
する。 ステップ（３０）：前記第３実施例で説明しＩＣ受信周
波数レジスタＭの内容を一１減眸する。 ステップ（３１）；前記第３実施例で説明しＩＣ第８図
に示す最良受信点検出プログラムを実行する。 ステップ（３２）；最良受信点再設定スイッチＳ Ｗ
ｓがオンしているか否かを判定し、その判定結果がＹＥ
Ｓの場合にはステップ（３３）へ進み、ＮＯの場合には
他の処理へ移行する。 次に、以上説明したフローチャートに従って、この実施
例の受信装置の動作を系統的に説明する。 第９図のブロック図において、アップシフトスイッチＳ
Ｗ ４またはダウンシフトスイッチＳ Ｗ ５がオン
されると、第１０図のノロ−チャートにおいてステップ
（２３）→（２４）→（２５）→（２３）が同調完了ま
で繰り返し実行される。 次いで、何れかの放送周波数との同調がとられるとステ
ップ（２５）の実行結束はＹＥＳとなり、続いてステッ
プ（２６）が実行されて、手動・自動切替スイッチＳ
Ｗ ２の出力が判定される。ここて゛、手動モードに設
定すべくスイッチＳ Ｗ ２がオンされている場合、ス
テップ〈２６）の実行結束はＮＯとなる。 この状態において、微少シフトスイッチＳＷ１がアップ
モードに設定されている場合、ステップ（２８）が繰り
返し実行されて、受信周波数は１０ Ｋ Ｈ２ずつ微少
遷移する。従って、このように受信周波数を微少遷移さ
せつつ受信状態を聴取することにより、同調周波数近傍
の最模受信点を捜すごとができる。 これに対して、微少シフトスイッチＳ Ｗ ＋がダウン
モードに設定されている場合、ステップ（３０）が繰り
返し実行され、受信周波数は１０ＫＨ１ずつ減少し、こ
れに伴い同様にして同調周波数近傍の最良受信点を捜し
出すことができるのである。 一方、自動モードに設定すべくスイッチＳ Ｗ ２がオ
ンされている場合には、ステップ（２６）の実行結果は
ＹＥＳとなり、続いてステップ（３１）が実行されて、
前記第３実施例で説明した最良受信点検出ルーチンが実
行され、これにより受信周波数は同調点近傍の最良受信
点に自動的に設定されることとなる。 また、このようにして最良受信状態が得られる受信点に
偏置同調が行われた後、例えばなんらかの原因でその後
隣接妨害局の状態が蛮化し、当初の最良受信点が実際の
最良受信点からずれたような場合、最良受信点再設定ス
イッチＳＷ３がオンされると、ステップ〈３２）の実行
結果はＹＥＳとなり、続いてステップ（３３）が実行さ
れて、再び前記第３実施例で説明した最良受信点検出ル
ーチンが実行され、これによりその時点における実際の
最良受信点に一致するように受信周波数は再設定が行わ
れるのである。 かくして、この第４実施例によれば、同調完了とともに
自動的に最良受信点検出ルーチンを実行させて最良受信
点に対する周波数再設定を行うことができるとともに、
スイッチＳ Ｗ ２を操作することによって手動操作に
よっても聴取者の好みに応じた最良受信点を捜し出すこ
とができ、更に−Ｈ自動または手動で最良受信点に再設
定を行った後においても、その後における妨害信号の状
況唆化に応じて任意の時点に最良受信点に再々設定を行
うこともでき、この種受信機における機能性を一層向上
させることが可能となるのである。 尚、第１０図の最良受信点検出ルーチン（３１）、（３
３）として、第１実施例の最良受信点検出プログラムを
使用しても同様の効果を得ることができ、その際には第
１図に示す如＜ＰＬＬによって局部発振器をフィードバ
ック制−すればよい。 以上の実施例の説明でも明らかなように、この発明に係
わる受信装置は、局部発振器の発振周波数をフィードバ
ック制御により放送周波数に同訓保持するフィードバッ
ク制御系を備えた受信機において、前記フィードバック
制御系の安定点を連続的に微少遷移可能な安定点調整手
段と、各放送周波数近傍の所定周波数範囲内において、
受信周波数を微少遷移させつつ検波出力に基づいて、最
良受信状態の得られる受信周波数を検出する最良受信点
検出手段とを設け、前記最良受信点検出手段による検出
結束に基づいて必要に応じて前記安定点調整手段をｗ４
１Ｉｌシ、受信局波数を最良受信状態に対応する値に再
設定するようにしたものであるから、希望受信周波数の
近傍に隣接局妨害等が存在するような場合にも、これを
回避し良好な受信状態を安定的に継続することが可能と
なるものである。。 ４、図面の簡単な説明 第１＠ｌはこの発明に係わる受信装置の第１実施例の構
成を示すブロック図、第２図は最良受信点検出プログラ
ムの詳細を示すフローチャート、第３図はこの発明の第
２実施例の構成を示すブロック図、第４図は第３図にお
ける定電流充放電回路の詳細を示す回路図、第５図はこ
の発明の第３実施例の構成を示すブロック図、第６図は
第５図における定電流充放電回路の詳細を示す回路図、
第７図は希望受信局近傍に隣接局妨害が存在する場合に
おける８字カーブの状態を示す図、第８図は第３実施例
における最良受信点検出７０グラムの詳細を示１フロー
チャート、第９図はこの発明の第４実施例の構成を示す
ブロック図、第１０図は第５実施例装曽の動作を示すフ
ローチャートである。 １・・・・・・アンテナ ２・・・・・・高周波増幅段 ３・・・・・・混合段 ４・・・・・・中間周波増幅段 ５・・・・・・検波段 ６・・・・・・可聴周波増幅段 ７・・・・・・ＰＬＬ回路 ７１・・・電圧制御発振回路 ７２・・・可蛮分周回路 ７３・・・位相比較回路 ７４・・・低域通過フィルタ ８・・・・・・コントローラ ９・・・・・・ノイズ検出回路 １０・・・低域通過フィルタ １１・・・定電流充放電回路 １４・・・コントローラ １５・・・Ｄ／Ａ変換回路 １６・・・加算回路 １７・・・スピーカ “１８・・・定電流充放電回路 １９・・・低域通過フ、イルタ ２０・・・増幅回路 特許出願人
Claims (1)
- （１）局部発振器の発振周波数をフィードバック制御に
より所定の値に保持するフィードバック制御系を備えた
受信機において； 前記フィードバック制御系の安定点を連続的に微少遷移
可能な安定点調整手段と； 各最適同調点近傍の所定周波数範囲内において、受信周
波数を微少遷移させつつ検波出力中のノイズレベルを検
出するノイズ走査手段と；前記ノイズ走査手段による検
出結果に基づいて、前記安定点調整手段を制御し、受信
周波数を低ノイズレベル点に導くノイズ回避制御手段と
を具備することを特徴とする受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2700082A JPS58145219A (ja) | 1982-02-22 | 1982-02-22 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2700082A JPS58145219A (ja) | 1982-02-22 | 1982-02-22 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58145219A true JPS58145219A (ja) | 1983-08-30 |
Family
ID=12208869
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2700082A Pending JPS58145219A (ja) | 1982-02-22 | 1982-02-22 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58145219A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01137627U (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-20 | ||
| JPH0258933A (ja) * | 1988-08-25 | 1990-02-28 | Nec Corp | 通信装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51135401A (en) * | 1975-05-20 | 1976-11-24 | Toshiba Corp | Automatical station selection device |
| JPS5289416A (en) * | 1975-12-26 | 1977-07-27 | Sony Corp | Aft circuit |
| JPS5547740A (en) * | 1978-10-02 | 1980-04-04 | Trio Kenwood Corp | Fm receiver |
| JPS56126313A (en) * | 1980-03-10 | 1981-10-03 | Trio Kenwood Corp | Intermediate frequency control method for fm receiver |
-
1982
- 1982-02-22 JP JP2700082A patent/JPS58145219A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51135401A (en) * | 1975-05-20 | 1976-11-24 | Toshiba Corp | Automatical station selection device |
| JPS5289416A (en) * | 1975-12-26 | 1977-07-27 | Sony Corp | Aft circuit |
| JPS5547740A (en) * | 1978-10-02 | 1980-04-04 | Trio Kenwood Corp | Fm receiver |
| JPS56126313A (en) * | 1980-03-10 | 1981-10-03 | Trio Kenwood Corp | Intermediate frequency control method for fm receiver |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01137627U (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-20 | ||
| JPH0258933A (ja) * | 1988-08-25 | 1990-02-28 | Nec Corp | 通信装置 |
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