JPS58182475A - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はスイッチング制＠型電源回路に関し、特にその
負荷電流対出力電圧特性を改善することを目的とする。

スイッチング制御型電源回路は種々の方式に分類される
が、その一つにスイッチングトランジスタとコンバータ
トランスとでグロソキング発振を行なわせるものがあり
、計る方式の電源回路として本田−人は第１図の如き電
源回路を先に提案した。

そこで、先ず、第１図の回路について説明し、本発明で
解決すべきａｍを提起する。

第１図の電源回路は大別すると、入力整流部（１）と、
ブロッキング発振部（２）と、コンバータトランス（３
）と、誤差検出部（４）と、制御回路部（５）と、出力
整流部（６）から構成されているっブロッキング発振部
（２）は、入力整流部（１）の出力に対してコンバータ
トランス（３）の入力巻線（Ｎ１）とスイッチングトラ
ンジスタ（ＴＲ４）のコレクタ・エミッタ間とエミッタ
帰還用抵抗（Ｒｗ４）及び電流検出用抵抗（Ｒ＋＋）を
直列に接続し、上記トランス（３）の帰還巻１ｉ　（Ｎ
Ｂ）の−＃　（Ｃ）を上記帰還用抵抗（Ｒｗ４）　　の
下端側に他端（ｄ）を正帰還を流制限回Ｗ！Ｉ（ＳＫ）
を介して前記スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベ
ースに接続した構成である。次に誤差検出部（４）は、
ライン（Ｌｌ）（Ｌｌ）間の直流電圧の変動を誤差検出
用トランジスタ（ＴＲ＋　）とツェナーダイオード（Ｄ
５）によって検出するものであり、上記ライン（Ｌｉ　
）（Ｌｌ　）間の直流電圧はスイッチングトランジスタ
（ＴＲＹ）のオフ期間に前記トランス（３）の帰還巻線
（ＮＢ　）及び検出巻線（Ｎｃ）に発生する電圧をダイ
オード（Ｄ７）とコンデンサ（Ｃ５）及びダイオード（
Ｄ６）とコンデンサ（Ｃｓ）で整流平滑して得られる。

更に制御回路部（５）は、スイッチングトランジスタ（
ＴＲ４）のベースと前述のライン（Ｌｌ）との間に抵抗
（Ｒｗ）（Ｒｗｏ）を介してコレクタ・エミソｐ間がそ
れぞれ接続された一対の制御トランジスタ（ＴＲ２）（
ＴＲ５）を備え、その一方（ＴＲｔ）のベースがＲｒｉ
記誤差検出部（４）の出力側のＢ点に接続され、且つ、
このＢ点がコンデンサ（Ｃ７）と抵抗（Ｒｗ６）を介し
て前述の電流検出用抵抗（Ｒ目）の上端側のＡ点に接続
されている。また出力９１滝部（６）は、スイッチング
トランジスタ（ＴＲ４）のオフ時に前記トランス（３）
の出力巻線（Ｎ２）に発生する電圧をダイオード（Ｄ９
）とコンデンサ（Ｃ９）で整流平滑する構成である。

第１図の回路は以上の如く構成されており、基本的には
電源スィッチ（ＳＷ）の投入時に抵抗（Ｒ２）を介して
起＃Ｊ電流Ｉｓ　をスイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）のベースに供給してブロッキング発振を起動し、起＃
Ｊ後の定常状急では誤差検出部（４）の出力に応じて制
御回路部（５）によりスイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）のターンオフタイミングを制御するようにｉつでい
る。

すなわち、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン
時には、そのコレクタ・エミッタ間を通る電流Ｉｉ　　
（第２図（ロ））によって電流検出用抵抗（Ｒ１１）の
両端間に時間につれて増大する負電圧（Ｌｉが基＊）が
生じ、この電圧がＡ点から抵抗（Ｒｗ６）及びコンデン
サ（Ｃ７）を通ってＢ点に導かれる。その際、このＢ点
はライン（Ｌｌ）（Ｌｌ）間の直流電圧に応じた正電位
（Ｌｌが基準）となっているので、結局、Ｂ点の電位は
第２図（へ）のように変化して行く。この時、制御トラ
ンジスタ（ＴＲ２）　　のエミッタ（０点）即ちスイッ
チングトランジスタ（ＴＲ４）のベースは帰還巻線（Ｎ
ａ）からの正帰還電圧（第２図（ハ））が印加されて一
定の正電位となっているから、先のＢ点の電位がこの０
点の電位よりも低−ドした場合に、制御トランジスタの
（ＴＲ２）がオンになって（ＴＲｉ、）もオンになる。

これによってコンデン−！７′（Ｃｓ）から図示の経路
でスイッチングトランジスタＣＴＲ４）のベース・エミ
ッタ間に逆バイアス電流Ｉｄ　が流れ、このスイッチン
グトランジスタをターンオンさせることになる。

そして、祈る動作に及いて、出力整流部（６）がら得る
直流電圧が上昇すると、それに応じて先のＢ点の直流バ
イアス電位（第２図（へ）の１０）が低下するから、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のターンオフタイミ
ングが早くなってオン期間が短かくなる。このため、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲａ）のオン期間に入力巻
線（Ｎ１）に蓄積されるエネルギーが減少して上記直流
出力電圧を低下させる。また、直流出力電圧が低下した
場合は全く逆の動作によって定電圧制御を行なう訳であ
る。

なお、定常状急に於けるスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ４）のターンオンは、オフ期間に入力巻線（Ｎ１）の
インダクタンスと分布容量による共振電流が前述の電流
Ｉｉ　の方向に反転することによって達成される（第２
図の共振期聞参ｊｌ）。また、スイッチングトランジス
タ（ＴＲａ）のオフ期間の正帰還電流Ｉｆ　は図示の糸
路で流れるようになっているっ さて、断る電源回路に於いて、前述の定電圧制御状ＩＮ
Ｋ於いて、出力整流部（６）から取り出される負荷電流
を増大させて行く場合について考える。

即ち、上記出力整流部（６）から収り出される電力（負
荷電力〕は、スイッチングトランジスタＣＴＲａ）のオ
ン期間の電流１１　　によって入力巻線（Ｎ１）に蓄積
されるエネルギーに比例するから、負荷電流を増大させ
ると、上記型ｆｉＩｉ　のピーク値１ｃｐ（第２図（ロ
）参照）を増大させる方向に制御する。

即ち、この場合はライン（Ｌｌ）（Ｌ２）間の直流電圧
が低くなり、それによってＢ点の直流バイアス電位（第
２図（へ）のｔｏ　　）が上昇し、制御トランジスタ（
ＴＲＹ）のターンオフを遅らせてスイッチングトランジ
スタ（ＴＲ４）のオン期間を長くし、それによって前記
ピーク電流値Ｉｃｐを増大させる訳である。従って、出
力整流部（６）から収り出し得る事大負荷電流（平均値
）は、誤差検出用トランジスタ（ＴＲＹ）が完全にオフ
となってスイッチングトランジスタ（ＴＲａ）のオン期
間が最大長に固定された状態に相当することになる。

ところで、前記ピーク電流値Ｉｃｐは、入力整流力 部（１１の平滑コンデンサ（Ｃ２）の両端間の直流へ電
圧をｖｌ　１人力巻線（Ｎ１）のインダクタンスをＬｌ
、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間の長
さをＴ１として、次式で与えられる。

１ Ｉｃｐ　＝　−０Ｔ＋ １ このため、前述の最大負荷電流はオン期間の長さくＴ１
）だけでなく、入力電圧（Ｖｉ　）にも比例することに
なり、とのＶｉ　が低い場合よりも高い場合の方がより
大きな負荷電流を出力整流部（６）から収り出せること
になる。叩ち、負荷電流対出力電圧特性は第７図（ａ）
に示すように、入力電圧（Ｖｉ　）が低い場合（破線）
、定格値の場合（実４１）、高い場合命（一点鎖線）と
で夫々異なる訳である。

このように第１図の如き従来のスイッチング制御型電源
回路では、入力電圧（Ｖｉ　）に応じて供給し得る最大
負荷電流が変化するから、例えば商用交流電源の変動が
大きい地域で使用するテレビジョン受像機等には適して
いない。なぜなら、テレビジョン受像機では、画面の輝
度状惑等に応じて負荷１１流が大きく変化するため、入
力電圧（Ｖｉ　）に応じて変化する電源回路の特性（第
７図（１））を考慮して機器内の各回路を！＆：、ｌ′
１′−シなければならず、従って、その設計が非常に難
しくなるからである。

そこで、本発明は負荷電流対出力電圧特性を入力電圧に
応じて可変し得るスイッチング制御型電源回路を提案す
るものであり、以下、その詳細を図面に示す実施例にμ
りして説明する。

＠５図は本発明電源回路の一実施例を示し、第１図との
対応部分には同一記号を付しているが、その特徴とする
ところは次の点である。それは検出巻線（Ｎｃ）の両端
（ｅ）（Ｃ１間にダイオード（Ｄ＋ｏ）とコンデンサ（
Ｃｏｏ）を図示の如く接続し、これによってスイッチン
グトランジスタＣＴＲ４）のオン期間に上記検出巻線（
Ｎｃ　）に発生する電圧を整流平滑して上記コンデンサ
（Ｃｏｏ）に図示の極性の電圧を得、この電圧とコンデ
ンサ（Ｃ５）の電圧の差である負電圧（Ｌ２が基準）を
抵抗（Ｒ＋ｚ）（Ｒ＋８）で分圧し抵抗（Ｒ＋９）によ
って誤差検出部（４）内のＢ点に導くようにしている点
である。

すなわち、この実施例では、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のオン期間には検出巻線（Ｎｃ）に、入力電
圧（Ｖｉ　）に巻４１（Ｎ＋）（Ｎｃ）闇の巻数比を栄
じ走電圧が発生するから、結局、前記抵抗０１＋ｒ）Ｃ
Ｍ＋ａ）Ｉ）中点（ＤＩＫは入力電圧（ｖｔ）Ｋ応じた
大きさの負の直流電圧が現われ、このＤ点の負の電圧が
Ｂ点に於いて誤差検出用トランジスタ（ＴＲＹ）のコレ
クタに現われる正電圧と合成される。

その結果、ライン（Ｌ２）を基準電位とするＢ点の直流
バイアス電位は、前記入力電圧（ｖｌ）が高い場合に低
く、倣い場合に高くなる正電位となり、このバイアス電
位にＡ点から抵抗（Ｒ＋４）とコンデンサ（Ｃ７）によ
って導かれる負電圧が重畳される。

従って、制御トランジスタ（ＴＲ２）のクーンオン即ち
スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のターンオフＶｉ
、前記入力電圧（Ｖｉ）が高い場合に早くな松、低い場
合に遅くなる。これは誤差検出用トランジスタ（ＴＲＹ
）が完全にオフになる最大負荷電流供給時についても言
えることである。従って、抵抗（Ｒｓ）（Ｒｙ）及び（
Ｒ＋ｙ）（Ｒ＋ａ）（Ｒ＋ｗ）の値を適切に選定すれば
、入力電圧（Ｖｉ　）が変動しても、それに応じて最大
負荷電流供給時に相当するスイツチングトランジスタ（
ＴＲＪ）のターンオフタイミングを変化させることがで
きる。それ故、入力電圧（Ｖｉ　）の変動に拘わらず、
負荷電流対出力電圧特性を４Ｎ７図（ｂ）のように常に
一定にすることができる訳である。

次に第４図は本発明の他の実施例を示しており、同図に
於いても同一構成要素には同じ記号を付しているが、第
３図と異なるところは次の点である。

それはスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間
に帰還巻線（ＮＢ）に発生する電圧をダイオード（Ｄ２
０）とコンデンサ（Ｃ２０）で整流平滑し、これＫより
上記コンデンサ（Ｃ２ｏ　）に得る電圧とコンデンサ（
Ｃｓ）の電圧の和である正電圧を抵抗（Ｒｚ７）（Ｒ２
ｇ）（Ｒ２ｗ）によって第６図の場合と同様にＢ点に導
くようにした点である。

すなわち、この実施例では、Ｂ点の直流バイアス電位が
第１図の場合よりも常に前記コンデンサ’ＮＣｚｏ）の
電圧分だけ高くなるから、誤差検出用ト′ランジスタ（
ＴＲＹ）のオフ時に相当するスイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のターンオフタイミングが常をて第１図の場
合より←遅れることになる。

それ故、成る入力電圧（Ｖｉ　）に対して供給し得る負
荷電流は第１図の場合よりも大きくなる。ただし、この
実施例では、Ｂ点の直流バイアス電位は、入力電圧（Ｖ
ｉ　）の高い場合に低い場合よりも、より高くなるから
、負荷電流対出力電圧特性は第７図（ｃ）のように入力
電圧（Ｖｉ）の変化に対して先の第７図（ａ）よりも大
さく変化することになる。従って、この実施例は、電源
入力の変動が比較的小さく、且つ、出来るだけ大きい負
荷電流を必要とする機器等に好適である。

蛤５図は本発明の更に他の実施例を示している。

この実施例は、第３図の回路と同様に負荷電流対出力電
圧特性を入力電圧（Ｖｉ　）に拘わらず一定（第７図ｆ
ｂ）　）にするものであるが、誤差検出部（４）及び−
ｊ御回路部（５）の構成が次の如く第３図と異なってい
る。即ち、誤差検出用トランジスタ（ＴＲＹ）Ｂ点間に
接続された抵抗（Ｒｉｂ）とコンデンサ（Ｃ７）を削除
し、その代りにターンオフ用のコンデンサ（Ｃｓ　）の
上端側をＡＡＫ接続している。そして、スイッチングト
ランジスタ（ＴＲｓ）のオン期間に検出巻線（Ｎｃ）に
発生する電圧を整流平滑してＢ点に導くためのダイオー
ド（ＤＳＯ）％　コンデンサ（Ｃｓｏ）、抵抗（Ｒｓ７
）（Ｒｓｓ）（Ｒｓｖ）が図示の如く接続されている。

し九がって、この実施例では、ライン（Ｌ＋）（Ｌ２）
　　闇の直流電圧に比例し九誤差検出用トランジスタ（
ＴＲＹ）のコレクタの負電圧（Ｌ＋が基準）とＤ点の入
力電圧（Ｖｉ　）に比例したコンデンサ（Ｃｓｏ）の両
端間の正電圧がＢ点で合成されて、このＢ点の電位がラ
イン（Ｌｌ）を基準とした負電位となっている。この状
態で、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン時に
時間につれて低下するＡ点の負電圧（Ｌ＋が基準）がタ
ーンオフ用コンデンサ（Ｃｉ　）の両端間電圧に重畳さ
れて制御トランジスタ（ＴＲｚ）のエミッタ即ちＥ点に
導かれるっそれ故、このＥ点の負電位が先のＢ点の負電
位よりも低下し九時点（第６図参照）で制御トランジス
タの（ＴＲｚ）がオンとなって（ＴＲｓ）もオンとなり
、それによって逆バイアス電流１ｄが図示の経路で流れ
てスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）がターンオフさ
れる。従って、この実施例も第３図の回路と同様の動作
原理によって定電圧制御を行なうことになるっしかも、
その際、先のＢ点の電位は、入力電圧（Ｖｉ）が高い場
合に低く、低い場合に高くなるから、第６図の場合と同
様に、入力電圧（Ｖｉ　）の高い場合にスイッチングト
ランジスタ（ＴＲａ）のターンオフタイミングが平くな
シ、低い場合にそれが遅くなるように制御する。それ故
、この場合の負荷電流対出力電圧特性も第７図（ｂ）の
ように入力電圧（Ｖｉ）に対して一定になる駅である。

なお、第５図の実施例に於いて、ターンオフ用コンデン
サ（Ｃ５）の充電は、スイッチングトランジスタ（ＴＲ
ａ）のオフ時に図示の経路で流れる電流Ｉｒ　によって
行なわれる。

以上説明したように本発明は、スイッチングトランジス
タのオフ期間にコンバータトランスに発生する電圧の変
動を検出し、その検出電圧に応じて上記トランジスタの
スイッチングタイミングを制御する型式の電源回路に於
いて、上記スイッチングトランジスタのオン期間に前記
トランスに発生する電圧を整流平滑して得る電圧を前記
検出電圧に重畳して上記スイッチングタイミングを制御
するよつにしたから、電源回路の負荷電流対出力電圧特
性を入力電圧に対して任慧に設定できると云う利点があ
るう なお、本発明で解決すべき課題を脱明するに当って第１
図の如き電源回路を採り挙げたが、本発明はその他のス
イッチング制御型電源回路にも適用でき、従って、図示
の実施例に限定されるへのではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本田−人が先に提案した電源回路を示す図であ
り、第２図はその各部の電圧・電流波形を示す図である
。 第５図、第４図、第５図は本発明電源回路の異なる実施
例を夫々示す図であり、第６図及び第７図はその動作説
明のための図である。 （１）・・・入力整流部、（２）・・・ブロッキング発
振部、（３）・・・コンバータトランス、（４）・・・
誤差検出部、（５）・−制御回路部、（６）・・・出力
整流部、（ＴＲＪレー・スイッチングトランジスタ、（
Ｎ１）・・・入力巻線（第１の巻線）、（ＮＢ　）・・
・帰還巻線（第２の巻線）、（Ｎｒ）・・・検出部ｖａ
（第３の巻線）） 第２図 ＃振 第７図 ０ＪＩＬワ１何ｌ二几 （Ｃ） 手　　続　　補　　正　　書　（自発）特許庁長官殿 １、事件の表示 昭和５７年特許願第６５５９０　号 ２　発明の名称 スイッチング制御型電源回路 ６　補正をする者 特許出願人 住所　守口市京阪本通２丁目１８番地 名称（１８８）三洋電機株式会社 代表者　井　植　　　薫 ４、代理人 住所　守口市京阪本通２丁目１８番地 ５、神ｉＥの対象 明細畦υノ「発明の詳細な説明」の欄 ６　柚ＩＦの内容 明細ＬＭ第］５頁１９行目〜弔１４頁′１行目をＴ１の
如く噛正−「る。 ｇ己 ［４Ｃれ故にのＥ点の欧龜位が先のＢ点の負゛覗位より
も史にＭ４−トラ／ジスタ（ＴＲ２Ｊ（／Ｊベース・エ
ミッタ曲’＋ｔ）Ｊ：　（ＶＢＩＣ）　　だけ低Ｆした
時点（弔６図参曲）で、このＴＲ２がオンとｒ（ツ工テ
Ｒ３もオンと」 以上

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１１直流入力に対してコンバータトランスの第１の巻
   線とスイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間
   を直列に接続し、該スイッチングトランジスタのオフ期
   間に上記トランスの第２の巻線に発生する電圧を整流平
   滑して得る直流電圧の変動を誤差検出部で検出し、該検
   出部の出力に応じて上記スイッチングトランジスタのス
   イッチングタイミングを制御するようにした電源回路に
   於いて、上記スイッチングトランジスタのオン期間に前
   記第２の巻線又は第５の巻線に発生する電圧に比例し九
   直流電圧を前記誤差検出部の出力電圧に加算し、その加
   算後の電圧に応じて前記スイッチングタイミングを制御
   するようにしたことを特徴とするスイッチング制御型電
   源回路。 （２）前記スイッチングトランジスタは前記第１の巻線
   及び第２の巻線（または第５の巻線）とでブロッキング
   発振回路を構成し、前記スイッチングタイミングを制御
   する回路は前記スイッチングトランジスタのターンオフ
   タイミングを制御するように構成した特許請求の範囲第
   １項記載のスイッチングＩＩＪ御型電源回路っ