JPS58184842A - 受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は通信方式特に甲−搬送波で２種類の信号を伝送
づる△Ｍスｊレオ敢送送方式例えばモノラルおよびステ
レオ受信機のＡ〜１放送バンドで完全に両立し得るＡＭ
ステレオ信号をほぼ歪みなく送イ８および受信づる方式
に関するものである。

へＮ１スアレオ信号を送受信する方式としては種々のも
のがある。最も簡単な方式は周波数が同一で位相が直交
関係にある２つの搬送波で２挿類の信号ΔおよびＢ例え
ば左側（Ｌ）信号および右側（Ｒ）信号を送信する無修
正直交信号方式である。

この方式は米国カラープレビジョン伝送で規定されてい
るＮ　Ｔ　Ｓ　Ｃ方式にＪ３りる１種類の搬送波で２種
類ののカラー信号を送信するために用いられでいる方式
に類似している。しかし信号電流整流器を用いＣオーデ
ィオ信号を″取ｊ゛出す現在のモノラル受信機ぐはスフ
−レオ差＜Ｌ−Ｒ）信号の−に比例する２倍の周波数歪
みが存在する。この歪みはスｊしＡ信’ｙ４　／Ｊ＜　
Ｍ本釣に次式で表わされると古う事実から翔生する。

ここ番こ根号内の項は振幅を表わし φ−ｔａｎ　１（Ｌ−−Ｒ）　／　（１＋Ｌ＋Ｒ）とす
る。

しかしモノラル受信機では受信信号の振幅をほぼ搬送波
の振幅とオーディオ信号の振幅との和、す＜ｊわら（１
＋Ｌ　十Ｒ）とする必要がある。これがため（１−−Ｒ
）項は歪みを表わし、従ってこの項が２乗項である！こ
め周波数歪みは２倍となる。またφ項は、位相変調を表
わしかつ方式全体で信号に著しい振幅または位相歪みが
存在しない場合モノラル受信機の慣例の包絡線検波器か
ら出力を発生しない。

また他の従来の方式では（Ｌ　＋　Ｒ）情報で振幅変調
されかつ（Ｌ−Ｒ）情報で周波数変調される単一搬送波
を送信する技術を採用している。この口 場合受信した信号に１′同波数または位相歪みが存在す
るものとすると送信された信号の複素スペクトルにより
モノラルおよびステレオ受信機に不所望な歪みが生ずる
ようになる。（＋−Ｒ）信号に低周Ｎ故成分が含まれる
場合には＃　ＤＩされたスベク］ヘルには多くの側帯波
周波数が含まれ、これにより位相Ｊ＞よび振幅にＴみを
ケぜしめ従って振幅変調に対しＦＭ成分をスプリアス変
換するようになる。

さらに他の６式では和および差の信号を自交関係で送信
するが包絡線の振幅を補１トして両立させる（Ｉ　　Ｆ
Ｒ＞成分を歪ませるようにしている。この目的のために
は同相成分を（１＋　ｌ＋Ｒ）から共に直交成分の大き
さが変化しないように保持する。これがためステレオ情
報の位相が歪みかっ側帯波の数か増大しその結果モノフ
ォニックおよびステレオ受信機の歪みが著しく増大する
ようになる。　本発明の目的は現在の送信機を僅がだけ
変更するど共に受信機のステレオデ］−ド回路を僅かだ
け複雑にするだけで現在のＡＭモノラル受信機と両立し
得るＡ　Ｍステレオ放送方式を提供せんとするにある。

本発明通信り式では格別のステレオ信号を得るだめに（
Ｌ　＋　Ｒ）成分即ちモノラル情報及び位相即らステレ
オ情報を送信された信号に含ませ、かつ（１−Ｒ）成分
即ち差情報をその包絡線に含ませないようにする。これ
がためモノラル回路に対するイに号は通常のＡＭモノラ
ル送信の場合と同様となる。送信機ぐは所望の変更は僅
かとなり従ってΔＭスデレオ受信機に対する回路は複雑
とはならなくなる。本発明は、送信機において直交信号
をステレオ情報の位相に関連するファクタだけ乗篩４る
と共にステレオ受信機においては受信信号を１述した所
と同一のフフ７クタ’ｃ　＃、　粋するだけで完全な元
の直交信号を再生し１ｑると言う事実を基として成した
ものである。

図面につき本発明を説明する。

第１図に示す従来のＡＭ直交通信方式と第３図に示す本
発明による両立可能な通信方式とを、説明の使官ト左側
（Ｌ）および右側（Ｒ）プログラムｆヤンネルを有する
ステレオ信号によって説明するが本発明はこれに限定さ
れるものではなく、申−搬送波で任意の２種類の信号を
送受信する方式に通用し青ることは勿論である。

第３図に示す本発明による通信方式と第１図に示？１（
１１来の未変更兼両立付の直交り式とから明らかなよう
に１交送信機１０には第１入力端子１１から第１変調器
１２に信号成分（１＋　Ｌ　＋　Ｒ’　）を供給づるブ
［］ダラム信号通路と、第２入力端子１３３から第２変
調器１４に信号成分（Ｌ−Ｒ）を供給する信号通路とを
設ける。またＲＦ励振器１ｂから発生す−る搬送波信号
は第１変調器１２に１接供給すると共に９０°移相器１
６を経て第２変調器１４に供給づる。雨音調器１２およ
び１４の出力を信号加算器１７て加締して慣例のように
送イ８される信号を５！生し得るようにする。この信号
は次式で数学的に表わすことがぐきる。

ココニφ−ｔａｎ　　１（１−−Ｒ）／　（１＋Ｌ＋Ｒ
）とする。この信号をステレオ受信ｉ１８で受信すると
其に乗積検波器１なわら乗算器２０および２１で復調す
ると格別の信号（１４Ｌ　＋　Ｒ）および（ｔ−Ｒ）が
得られるようになる。しかしモノラル受信機２３の包絡
線検波器２２ぐは復調した信号出力を次式で表わすこと
ができる。

この出力はり、　＝　Ｒ、即ちモノフォニックの信号に
対してのみ両☆し得るようになる。

第２図の位相ベクトルは第１図の通信方式に対し変調さ
れかつ送信された信号の軌跡２４を示す。

位相ベクトル２５は非変調搬送波１ｃｏｓｏｏｔを示し
、位相ベクトル２６は同相変調信号（Ｌ＋Ｒ）を示し、
位相ベクトル２７は直交信号（＋　−Ｒ）を示す。また
φは合成位相ベクトル２８の瞬時位相角を示しこの角度
は軌跡２４から明らかなように±４５°以上とすること
はできない。

本発明コンパチブルＡＭステレオ放送方式を第３図に示
す。本発明においても２つの入力端子１１’　　（１＋
Ｌ＋Ｒ）および１３’　　（＋−−−Ｒ）を送信機３０
の２個の変ｉ器１２′および１４′にイれぞれ接続する
。ＲＦ励振器１５′および９０°移相器１６′も第１図
につき説明した所と同様に接続する。変調器１２′およ
び１４′の出ツノを信号ＩＪＩＩ韓器１７′で加締し、
振幅変化をリミッタ３１により除去し、位相情報のみを
残存させるようにづる。かようにして得た被位相変調搬
送波を高レベル変調器すなわち乗算器３２の信号成分（
１＋　Ｌ　＋　Ｒ）によって振幅変調する。送信されｔ
こイへ号を（１＋Ｌ＋Ｒ）ｃｏｓ（ω℃＋Φ）で示す。

この信号は加算器１７′からの元のステレオ（８月をＣ
ＯＳφ倍したもの、すなわち（１＋　Ｌ　＋　Ｒ）この
復古の信号は完全にコンパチブルとなる。すなわらこの
信号をモノフォニック受信機２３′で受信し包絡線検波
器２２′で復調するとその出力は信号成分（Ｌ　−＋、
　Ｒ）に比例するようになる。送（３された信号をステ
レオ受信機３３で受信する場合にはこの信号をリミッタ
３４で振幅制限する。

かようにして得たステレオ情報を乗算器３５でＶ　Ｃ０
３６からのＣＯＳωｔの位相と比較覆る。このＶ　Ｃ０
３６は後述するように送信機３０のＲＦ励撮器１５′の
位相【こ同期させるようにする。従ってこの場合の位相
差はＣＯＳφとなり乗算器３５の出力もＣＯＳφに比例
する。

第７図においで後に詳細に示すコレクタ回路、′３７で
は信号を乗算器３５の出力により分１１　シこれにより
加算器１７′の元のステレオ出力を再生ｑる。ＶＣＯ３
６からの信号ＣＯＳω【を移相器３Ｂおよび３９て゛±
４５°移送してコレクタ回路３７のｉｌ力を受（Ｊる乗
算器４０および４１にそれぞれ供給する。従って乗算器
４０および４１によって１−およびＲと直流項との和の
出力をそれぞれ発生する。

第４図は第３図の本発明方式にａ５ける送信信号の位相
ベクトルの変形軌跡４５を示す。軌跡４５内の各点はＣ
ＯＳφ倍された軌跡２４内の各点に対応する。かように
ＣＯＳφ倍することにより最小の歪みでコンパチブルモ
ノフォニック信号の送信に対応する最小数の高次の側帯
波を発生させることがぐきる。

本発明送信機を第５図においてさらに詳細に示す。モノ
ラル送信機においてはクリスタル発振器より成るＲ　Ｆ
励撮器１５′からの搬送波を変調器こ３２に供給する。

この場合本発明による発振器の出力を変換する所望の処
理回路４９を点線内に示す。発掘器１ｂ’からの搬送波
の周波数を分割しその一方を移相器１６′で９０°移送
する。次いで５＞　？＋１１された２−）の自交搬送波
を変調器１２′および１４′に供給しこ−れら変調器の
出力を７）１１粋器１７′に供給づる。また移相および
変調されないＷＩ送彼の一部分を、変調されない搬送波
のレベル゛を決める搬送波レベル制御器５０を経て加算
器１７′に供給する。加算器１７′の出力をリミッタ３
１で振幅制限しＣ振幅変調成分を除去し、これにより位
相すなわちステレオ情報のみを有する非変調搬送波を高
レベル変調器３２に供給し得るようにする。プ［］グラ
ムチャンネル入力端子５２（１，）　ａ３よび５３（Ｒ
）のおのおのにはプログラムレベルリミッタ５４および
５５ならびに監視計器５６Ｊ３よび５７をそれぞれ接続
する。またしおよびＲ（３号を乗算器１２′に接続され
ている加算器！：０）Ｅ３′ｃ合成して信号成分（Ｌ−
＋　Ｒ）を形成づる。

さらに１（信号は反転器６０で友転して乗算器１４′に
接続されている加算器６１に供給し、ここで１信号と合
成して信号成分（Ｌ−Ｒ）を形成する。（１＋　Ｒ）加
算器５８の第２出力を時間遅延回路６２を経て高レベル
変調器３２に供給する。

ｄ延回路６２によって信号処理回路４９の遅延時間に等
しい遅延時間を得るようにする。これがため変調器３２
の出力は（Ｌ　＋　Ｒ）情報で振幅変調されかつステレ
オ情報で位相変調された信号となる。

第６図は第３図のステレオ受信ｌｌｌ３３をさらに詳細
に示す。受信信号はＲＦ混合−ＩＦ増幅段６５に供給す
る。このＲＦ混合−ＩＦ増幅段６５は慣例のものである
ためその動作説明は省略する。

Ｍ合一増幅段６５の出力端子６６ｂの信号の振幅変調成
分はリミッタ３４で除去する。このリミッタ３４の出力
をＣＯＳ　　（ω℃十φ）ぐ表わし、かつこの出力を同
相検ｉ器である乗算器３５の一方の入力側に供給覆ると
共に直交検波器である乗算器７０の一方の入力側にも供
給する。この乗算器７０は位相同期（ロック）ループ７
１の積分段を構成りる。また低域通過フィルタ７２によ
って急激なバｌ相変化かＶＣ０３Ｇに到達するのを防什
するがこのフィルタは位相ドリフトを通過せしめるよう
にする。これかためＶＣＯ３６の出力は極めて常に制御
されると共にこの出力は、送信機の発振器１５′の出力
に対し直交関係にあるためπ　２づなわら９０°移相器
７３に供給することかできる。移相器７３の出力ＣＯＳ
ωｔは乗算器３５の第２入力端に供給づる。乗算器３５
の出力側７４に現れる出力ＩＱｃＯ３φを］レクタ回路
３７に供給する。第７図につき後述するコレクタ回路３
７では混合−増幅段６５の出力端子６６ａのイム号を乗
算器３５の出力により分割して直交信号を再生し得るよ
うにする。第６図の回路のその伯の部分は第３図につき
説明した所と同様である。

第７図は第３３図の受信機３３の乗算器３５およびＴｌ
レクタ回路３７をさらに詳細に示す。位相検波器である
乗算器３５にはイの入力端子８０にリミッタ３４の出力
を供給する。リミッタ３４の・出力によってトランジス
タ８１および８２の作動対を到来搬送波に１０１期して
交互に導通状態に切換える。また位相同期ループ７１か
ら取出した端子８４の基準入力信号は移相器７３を経て
トランジスタＣ構成した電流源８３に供給する。この移
相器７３は低域通過フィルタとしでも作用しトランジス
タ電流＋１ｉｉｉ８３にほぼ正弦波状の基準電流を供給
する。Ｉ・フンジスタ８２のベース個所８５の直流基準
電１ｔはエミッタホロワ８８から供給する。

このＪミッタホロワ８８は差動増幅器対８１゜８２に接
続する。また電流ミラー８７によって差動増幅器対の出
力側７４にお【ノる１−ランジスタ電流源と３３からの
任意の静電流を平衡にするため出力電流は入力端子８０
および８４の入力信号間の角度差の余弦に比例するよう
になる。乗算器３５からの電流パルスは積分コンデンサ
８６により平滑化する。

乗算器３５の出力側７４の出力を十分に余弦関数に近づ
けるためには入力端子８０または８４の一方の高次の高
調波をほぼ除去づる必要がある。

これがため移相回路網７３を低域通過フィルタとづるこ
とによっＣ発信機の方形波から奇数次の高調波を除去し
得るようにする。

」レクタ回路３７は一対のトランジスタ１００および１
０１を石づる停動増幅器をもつで構成するのがθｊ′過
ぐある。トランジスタ１００および１０１のエミッタの
電流は電流ＮＱ　１０２から供給する。また２個のトラ
ンジスタ１０３および１０４によつＣ電流ミラーを構成
するためトランジスタ１０４の゛電流はトランジスタ１
００の電流に等しくなる。トランジスタ１００および１
０１の電流が等しい場合にはトランジスタ１０４の電流
はトランジスタ１０１の電流に等しく従って電流１０は
零どなる。

信号人力部６６ａから取出した信号電圧は２個の抵抗１
０８および１０９．２個のダイオード１１０および１１
１ならびに基準電圧源１１２を経てトランジスタ１００
およびう、＝１のベース間にそれぞれ供給づる。この基
準電圧源１１２は３個の抵抗１１４．１１！ｂおよび１
１６より成る分圧器に結合されたエミッタホロワ１１３
をもって構成りる。１ヘ−ノンジスタ１１３のベースは
抵抗１１４および１１５の接続点に接続して基準電圧を
得るようにりる。［ミッタホ［］ワ１１３のエミッタに
よっＣ差動増幅器を構成するトランジスタ対１００およ
び］０１に対する低インピーダンス基準電圧を供給する
。

乗算器３５からの電流Ｉｒはダイオード１１０および１
１１、抵抗１０８および１０９、電圧源１１２および人
力信シシ源６６を流れてこれらダイオード１１０および
１１１を順方向にバイアスする。

ダイオード１１０および１１１の順方向インピーダンス
と抵抗１０８および１０９とによって分月器を構成する
ためトランジスタ１００のベースおよびトランジスタ１
０１のベース間に供給される電１１−はダイオード１１
０および１１１の順方向の抵抗と抵抗１０８およ％、び
１０９との比によって減少覆る。

次にコレクタ回路３７をその電流と乗算器３５の出力Ｉ
ｒ−ＩｍａＸＣＯ３φとにより説明する。出力電流をｌ
　ｏ＝　ｌ　＋　Ｉ’Ｓ　、′１１７で表わし、１１を
電流源１０２により供給される電流とする。Ｉｓは端子
６６ａの人力信用電流でありｅ８／′２ｒで表ね−。こ
こに２ｒは極めて大きな碩の２個の抵抗９１の和に等し
くする。またｅ８　　はｅ。（１＋ｌ’＋Ｒ）ｃｏｓ（
ωＣ［＋φ）に等しくし、ｅｏ　　を非変調搬送波の撮
幅とする。さらに１　　はトラａｘ ンジスタ８３のピークＱＱ電流とする。これがため次式
が成＼７りる。

１　　＝　（ｌｅｏ（１＋ｌ−＋Ｒ）ｃｏｓ　　（ωｃ
ｔ　＋φ））２ｒＪｊよび １ｏ＝（１＋ｅｏ（１＋−Ｌ、＋Ｒ）ＣＯｓ　　（ωＣ
［＋φ）、１２ｒｌ　　　ｃｏｓφＯ ａｘ この場合ＣＯＳφ−（１−＋−Ｌ、　＋　Ｒ）　／　（
１斗］−十Ｒ）２＋（Ｌ−Ｒ）ンであるｔコめＩ　ｏ　
−’（１＋　ｅｃｚ２ｒ　Ｉｍａｘ　）　　（１十Ｌ＋
Ｒ）２＋　（Ｌ　　Ｒ）２ｃｏ’ｓ　　（ωｃｔ−＋φ
）どなりこれは所望の直交信号Ｃある。

第８図は本弁明による所望の作動と両立し得る受信機の
他の例を示す。本例では」レクタ回路３７を、受信機の
オーディオ部分に設番ブると共に実際士２個の同一の二
」レクタ向路３７ａおよび：１７ｂどする。）マＦ混合
器−ＩＦ増幅器段６５の出力側６６を単一出力としこれ
を乗算器４０および４１に接続する。乗算器４０の出力
をＬ　ｃｏｓφどすると共【ここれをコレクタ回路３７
ａに供給し、ここぐＣＯＳφにより分割してＬ出力を得
るようにする。乗算器４１の出力をＲＣＯ３φとすると
共にこれを］レクタ回路３７ｂに供給しここでＣＯＳφ
で分割しＵＲ比出力得るようにする。これがため乗算器
３５の出力側７４の出力電流を分割し両コレクタ回路３
７ａおよび３７ｂに供給する。

８Ｉ！０図は第７間および第８図の受信機のさらに他の
例を示す。本例ではコレクタ回路３７Ｃの２つの入力端
８３１Ｊ−３よび７４を移相器７３および乗算器３５に
それぞれ接続する。コレクタ回路３７Ｇの出力側９５を
移相器３８および３９の入力側に接続すると共にＣＯＳ
φＣ分割された基準電ｊ土とする。これがため乗算器４
０および４１の出力はイれぞれ［およびＲ信号となる。

第１０図は、第５図の送信機と同様の送信機を右−づる
に−６Ｓ　Ｓ　Ｂ通信方式すなわちＣＯＳφで変化づる
自交通信り式の例を小す。本例では１およびＨ人力信号
を加算器５８で加算すると共に加算器６１　’Ｃ”減紳
（る。力１１篩器６１の出力を移相器９！Ｍ９０’移相
して前述した所と同様に送信−に供給づる。また所曹の
ステレオ受信機ではデコーディング角度を変化させて（
Ｌ＋Ｒ）出力９６および（１，−Ｒ＞＜π／２出力９７
を取出し得るようにする。この出力９７を移相器９８で
一π７′２だけ移相しその出力を出力９６の場合と同様
に受信機のマトリックス回路９９に供給する。

これがためマトリックス回路９つの出力は１−およびＲ
信号となる。

第１１図は第１０図の受信機をさらに詳細に示す。すな
わらコレクタ回路３７の入力側を受信機のＲＦ混合器−
ＩＦ増幅器段”、’ｅ　５の出力側６６に接続し、コレ
クタ回路３７の出力側を乗算器４０および４１に接続し
、位相同期ループおよび移相回路網は第６図につき説明
した所と同様に接続する。本例（゛も第１０図につき説
明した所と同様に乗算器の一方の出力９７を移相４ると
共に両乗算器の出力はマトリックス回路９９に供給して
しおよびＲ出力を発生し得るようにする。

第１２図は送信された信号のうちのＬ信号が１組の側帯
波に含まれ、Ｒ信号が他の組の側帯波に含まれる場合の
信号スペクトルを示す。またこの送信された信号には２
倍の側帯波で送信される高次の補ＩＩ側帯波が含まれる
ことは勿論である。

第１３図は第１０図の通信方式と同様の他の単−側帯波
通イに方式の例を示す。本例ではプログラム入力信号の
一方例えばＲ信号を移相器９５で９０°移相する。次い
で移相した信号を加算器５８に供給すると共に友転器６
０を経て加舞器６１に供給する。第２プログラム信８例
えばし信号は加算器５８および６１に直接供給する。こ
れら加鐸器５８およ６６１の出力はそれぞれ（Ｌ＋Ｒ＜
π／２）信号および（Ｌ、Ｒ＜π／２）信号とする。こ
れら信号は余弦補１［を行う送信機の場合とｆｉ’ｉｌ
　＋７ｉに搬送波で変調する。余弦補正を行う１１交受
イに機で・受信を行う場合には補ＩＦされた信号ｌ−お
よび１文（π・′２２倍となりこの場合Ｒ信号は移相器
９８で−９０’の位相遅れとなる。

第１４図は和および差信号が中側帯波で送信される場合
の送信１．１号のスペクトルを示（。この場合補ｌ［情
報は２イ８の側帯波で送信される。

これがため１交信号を送信前に角度πの余弦で東篩しか
つ受信機において同一の余弦で除算することにより通信
ＩＪ式によってモノフォニック受信ａＣ完全に両☆し得
かつステレオノｔニック受信機で容易に陶号される信号
を発作することができる。この場合φは最初の直交搬送
波のベクトル和ど２つの直交搬送波間の角度の２等分線
との成す角度とする。送信される信号はすべで包絡線検
波器内（・歪みをイ［することなく直交変調し得る利白
がある。従っＵ　、ｔ−中波により消失するモノフォニ
ック色間成分は最小とし得かつＲ適のステレオ特性を得
ることがＣきる。これがため本発明通信方式は包絡線検
波ａ５よびｌ＋ＪＩ　Ｉｌｌ検波の双方を用いることに
より七ノフｔニック受信機と両立させることがて・きる
１、同期検波器の特性を最適とするためには］レクタ（
補正）回路を必要とするが無修正同期受信機によっても
十分満足し得る特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は申−搬送波で直交振幅変調された２種類の信号
を送受信する従来の通信方式を示すブロック図、 第２図は第１図の通信方式で送信された搬送波および側
帯波を表わす位相ベクトル図、第３図は本発明ＡＭスデ
レオ通信り式を示１１１１ツク図、 ８１４図は第３図の通信方式で送信された信号を表わす
位相ベクトル図、 第す図は本発明の所望の作動と両立し得る送信機の一例
を丞す１［］ツク図、 第６図は本発明の所望の作動と両立し得る受信機の一例
を示す１０ツク図、 第７図は第６間の受信機の一部分を詳細に示す回路図、 ８Ｖ！　Ｅ３図は本斤明通１＃；方式と両立し得る受信
機の他の例を示すブ［コック図、 第ｔ）図は同じくそのさらに他の例を示づ７０７９図、 第１０図は左−ＩｊｓｓＢ通信方式を示す１１１７９図
、 第１１図は第１０図の通信方式の受信機を承すブＬ】ツ
ク図、 第１２図は第１０図の通信方式で送信された信号のスペ
クトル図、 第１３図はＳ　Ｓ　１３通信り式の他の例を示４ブ［コ
ック図、 第１４図は第１３図の通信方式で送信された信号のスペ
クトル図である。 １０・・・直交送信機　　　ｉｔ、１１’・・・第１入
力端子１２、１２’・・・第１変調器 １３．１３’　・・・第２人力仝トｆ、１１．１１１４
．１４’・・・第２弯調器 １５、１！ｌ’　・・・Ｆでト励娠器 １６、１６’　・・・９０°移相器 １７．１７’・・・信号加飾器 １８・・・ステレオ受信機 ２０．２１・・・乗積検波器（乗韓器）２２．２２’　
・・・包絡線検波器 ２３．２３’　・・・モノラル受信機 ２４．４５・・・位相ベクトルの軌跡 ２５．２６．２７・・・位相ベクトル ２８・・・合成位相ベクトル ３０・・・送信機　　　　　３１．３４・・・リミッタ
３２・・・高レベル変調器（乗韓器） ３３・・・スｉしＡ受信ＩＩ　　３５・・・乗粋器（同
相検波器）３６・・・ＶＣＯ３７・・・コレクタ回路３
８．３９・・・４５″移相器 ４０．４１・・・乗輝器　　　４９・・・信号処理回路
５０・・・搬送波レベル制御器 ！１２．５３・・・プログラムチャンネル入力端子５４
．５り・・・プログフムレ、、ベルリミッタ５６．５７
・・・監視計器　　５８・・・加算器６０・・・陵転器
　　　　　６１・・・加締器６２・・・時間遅延回路　
　６５・・・ＲＦ混合−ＩＦ増幅段６６ａ、６６ｂ−・
・出力端子（６５）ｌＯ・・・東篩器（直交検波器） ７１・・・位相同期（１］ツク）ループ７２・・・低域
通過フィルタ ７３・・・π、′２（９０°）移相器 ９５・・・移相器　　　　　９８・・・移相器特晶′）
出願人　　モ］−］」−フ・ インコ一ボレーテツド 第９図 第１０１ｆｆｌ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１および第２情報信号（Ａ）および（Ｆ３）の和
   に比例する信号情報により振幅変調され［１つφ＝ｔａ
   ｎ　−’　（Ｃ＋　　（Ａ−Ｒ）／　（Ｃ２＋Ａ＋８）
   ）（ここに０１およびＣ２は定数）の角度φに対比する
   信号により位相変調された放送搬送波信号を受信する受
   信機において、ら（送搬送波信号を受信し且つ増幅する
   入力装置と、放送搬送波信号を中間周波搬送波信号に変
   換する混合装置と、振幅および位相変調情報をｈ’　ｌ
   るに充分なバンド幅の中間周波搬送波信号を増幅する中
   間周波増幅装置と、この増幅装置に結合され角度φに比
   例する補正信号を発ｌ［シ、且つこの補正信号を用いて
   前記増幅装置の出力側の信号を処理し第１および第２情
   報イに号にほぼ等しい信号を発生する補正兼復調装置と
   を貝えることを特徴とする受イ言奢３監。 ２、補正兼復調装置が、角度φに比例する信号により前
   記増幅装置の出力を分割する装置を貝えることを特徴と
   する特許請求の範囲１記載の受信機。 ３、角度φに比例する信号を、角度φの余弦に比例させ
   るようにしたことを特徴とする特許請求の範囲２記載の
   受信機。 ４、受信機が、発振装置と、前記増幅装置の出力に比例
   する信号を制限するリミッタ装置と、前記発振装置およ
   びリミッタ装置の出力を受けて前記補正兼復調装置に出
   力を供給する第１乗ＩＭ置とを更に具えることを特徴と
   する特許に＾求の範囲２記載の受信機。 ５、受信機が、発振装置の出力を４５゛位相推移−する
   第１移相装置と、この第１移相装置および前記補正装置
   の出力を受けて乗算する第２乗篩装置と、発振装置の出
   力を一４５°位相推移する第２移相装置と、この第２移
   相装藺および復調装置の出力を受けて乗算する第３乗篩
   装置とを史に具えることを特徴とする特晶′Ｉ請求の範
   囲４記載の受信機。