JPS58200314A - 定電圧電源装置 - Google Patents
定電圧電源装置Info
- Publication number
- JPS58200314A JPS58200314A JP57083441A JP8344182A JPS58200314A JP S58200314 A JPS58200314 A JP S58200314A JP 57083441 A JP57083441 A JP 57083441A JP 8344182 A JP8344182 A JP 8344182A JP S58200314 A JPS58200314 A JP S58200314A
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- JP
- Japan
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- voltage
- capacitor
- scr
- pulse
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はテレビジョン受像機の定電圧電源装置に関する
ものである。
ものである。
テレビジョン受像機の定電圧電源回路は、整流回路と平
滑回路と定電、！回路とから構成されている。定電圧電
源回路は直流電圧の変動が画像や音声に影響を与えるの
を防＜］為に設けられている。
滑回路と定電、！回路とから構成されている。定電圧電
源回路は直流電圧の変動が画像や音声に影響を与えるの
を防＜］為に設けられている。
特に水平出力回路、高圧回路、垂直出力回路に供給され
る直流電圧が変動すると画面振幅が変化してしまう為電
圧の安定化が必要となってくる。
る直流電圧が変動すると画面振幅が変化してしまう為電
圧の安定化が必要となってくる。
第１図は従来の定電圧電源回路の１例を示す回路図であ
る。第１図において、交流入力ＡＣは、ダイオードＤ１
〜Ｄ４及びコンデンサＣ１で整流平滑され、抵抗Ｒ１〜
Ｒ６，コンデンサＣ２，ダイオードＤ５ ｓ トｙンジ
そりＱｌ、Ｑ２で構成される定電圧回路に加わり、安定
（１，された直流電圧として水平偏向回路に供給される
。水平偏向回路ではブラウン管への高圧の供給、偏向ヨ
ークでの、のこぎり波発生、及び帰線パルスを使った直
流電圧の発生等を行なっている。安定化された直流電圧
はフライバックトランスＴ１の一次巻線Ｌａに供給され
、−次巻線Ｌａの他端子には水平出力トランジスタＱ３
が接続されている。トランジスタＱ１のベースには水平
周期で繰り返すドライブ電圧が１ａのブロックよシ供給
され、トラ、ンジスタＱ３を駆動している。トランジス
タＱ３のコレクタ・エミッタ間にはダンパーダイオード
Ｄ５１共振コンデンサＣ４が接続されており、偏向コイ
ルＬ１には安定な水平周期ののこぎり波電流が発生する
。
る。第１図において、交流入力ＡＣは、ダイオードＤ１
〜Ｄ４及びコンデンサＣ１で整流平滑され、抵抗Ｒ１〜
Ｒ６，コンデンサＣ２，ダイオードＤ５ ｓ トｙンジ
そりＱｌ、Ｑ２で構成される定電圧回路に加わり、安定
（１，された直流電圧として水平偏向回路に供給される
。水平偏向回路ではブラウン管への高圧の供給、偏向ヨ
ークでの、のこぎり波発生、及び帰線パルスを使った直
流電圧の発生等を行なっている。安定化された直流電圧
はフライバックトランスＴ１の一次巻線Ｌａに供給され
、−次巻線Ｌａの他端子には水平出力トランジスタＱ３
が接続されている。トランジスタＱ１のベースには水平
周期で繰り返すドライブ電圧が１ａのブロックよシ供給
され、トラ、ンジスタＱ３を駆動している。トランジス
タＱ３のコレクタ・エミッタ間にはダンパーダイオード
Ｄ５１共振コンデンサＣ４が接続されており、偏向コイ
ルＬ１には安定な水平周期ののこぎり波電流が発生する
。
又・同時にトラｙ Ｖ ／（Ｉ Ｃ３の”、′りダ”７
・り間に帰線パルスが預生じ、フライバックトランスＴ
１の一次、巻線Ｌａと二次側高圧巻線Ｌｂの巻線比で決
定される電圧が二次側高圧巻線Ｌｂに得られ、これをダ
イオードＤ７で整流してブラウン管に高圧ＥＨＴを供給
する。Ｃ３，Ｃ５はコンデンサである。との定電圧回路
勇武は一般にＡＶＲ方式方 式−い、定電圧電源回路の主流となっている。又このＡ
ＶＲ方式はコスト面から見ると安価であり、動作も安定
であるが、その反面第２図に示す様に、入力電圧を安定
化する為に、斜線Ｓの部分はトランジスタＱ１で消費し
ており、当然大きい放熱板が必要となり熱処理２部品配
置等が難かしく、ＡＣの消費電力も大きく々るという欠
点があった。
・り間に帰線パルスが預生じ、フライバックトランスＴ
１の一次、巻線Ｌａと二次側高圧巻線Ｌｂの巻線比で決
定される電圧が二次側高圧巻線Ｌｂに得られ、これをダ
イオードＤ７で整流してブラウン管に高圧ＥＨＴを供給
する。Ｃ３，Ｃ５はコンデンサである。との定電圧回路
勇武は一般にＡＶＲ方式方 式−い、定電圧電源回路の主流となっている。又このＡ
ＶＲ方式はコスト面から見ると安価であり、動作も安定
であるが、その反面第２図に示す様に、入力電圧を安定
化する為に、斜線Ｓの部分はトランジスタＱ１で消費し
ており、当然大きい放熱板が必要となり熱処理２部品配
置等が難かしく、ＡＣの消費電力も大きく々るという欠
点があった。
本発明はこれらの欠点を改善し、安定な水平偏向回路の
動作を得るものである。
動作を得るものである。
第３図に本発明の一例を示す。第３図においてＡＣ入力
は、ダイオードＤ８〜Ｄ１１で示される直流入力電圧供
給手段の整流回路に接続されている。
は、ダイオードＤ８〜Ｄ１１で示される直流入力電圧供
給手段の整流回路に接続されている。
又ダイオードＤ９とり、。の交点ＡとダイオードＤ８と
Ｄｌｌの交点Ｂとの両端に平滑用コンデンサＣ６が接続
され且つ、Ｂ点と接地間に充放電用コンデンサＣ７が接
続されている。次にフライバックトランスＴ２の二次巻
線Ｌｅの一端は接地され、他端は電圧制御用半導体素子
ＳＣＲのアノードに接続され、このＳＣＲのカソードは
、コンデンサＣ６とＣ７の交点Ｃに接続されている。又
、１ｂのブロックは、誤差検出バび位相制御回路より構
成されており、入力信号として、Ａ点より直流電圧変動
分及びフライバックトランスＴ２の二次巻線Ｌｆよシ、
５７・−ジ 出力電圧に応じた位相遅れを有゛する帰線パルスを貰い
、出力として電圧制御用半導体素子ＳＣＲのゲートにト
リガーパルスを供給する。又、Ａ点よりフライバックト
ランスＴ２の一次巻線Ｌａへ接続され、水平駆動回路１
ｃ、水量出力トランジスタＣ８，偏向コイルＬ２，８字
コンデンサＣ９で構成される水平偏向回路に直流電圧を
供給す凪。又、フライバックトランスＴ２の二次巻線Ｌ
ｄは高圧供給巻線でダイオードＤ、３より整一された高
圧ＥＨＴがブラウン管に供給される。又第４図には第３
図中のブロック°１ｂに示した誤差検出及び位相制御回
路の具体的回路構成を示している。
Ｄｌｌの交点Ｂとの両端に平滑用コンデンサＣ６が接続
され且つ、Ｂ点と接地間に充放電用コンデンサＣ７が接
続されている。次にフライバックトランスＴ２の二次巻
線Ｌｅの一端は接地され、他端は電圧制御用半導体素子
ＳＣＲのアノードに接続され、このＳＣＲのカソードは
、コンデンサＣ６とＣ７の交点Ｃに接続されている。又
、１ｂのブロックは、誤差検出バび位相制御回路より構
成されており、入力信号として、Ａ点より直流電圧変動
分及びフライバックトランスＴ２の二次巻線Ｌｆよシ、
５７・−ジ 出力電圧に応じた位相遅れを有゛する帰線パルスを貰い
、出力として電圧制御用半導体素子ＳＣＲのゲートにト
リガーパルスを供給する。又、Ａ点よりフライバックト
ランスＴ２の一次巻線Ｌａへ接続され、水平駆動回路１
ｃ、水量出力トランジスタＣ８，偏向コイルＬ２，８字
コンデンサＣ９で構成される水平偏向回路に直流電圧を
供給す凪。又、フライバックトランスＴ２の二次巻線Ｌ
ｄは高圧供給巻線でダイオードＤ、３より整一された高
圧ＥＨＴがブラウン管に供給される。又第４図には第３
図中のブロック°１ｂに示した誤差検出及び位相制御回
路の具体的回路構成を示している。
次に第３図・第４図に示した本発明の一実施例について
の具体的動作について説明する。即ち。
の具体的動作について説明する。即ち。
ＡＣ入力がダイオードＤ −Ｄ で構成される整流
回路を通し非安定な直流出力に変換されコンデンサＣ６
にて平滑される。又、ＡＣ入力が加わると同時に電圧制
御用半導体素子５ＣＲ（以降サイリスタと記す）のゲー
ト電圧がカソード電圧よりも６ページ 正にバイアスされターンオンし導通状態になる。
回路を通し非安定な直流出力に変換されコンデンサＣ６
にて平滑される。又、ＡＣ入力が加わると同時に電圧制
御用半導体素子５ＣＲ（以降サイリスタと記す）のゲー
ト電圧がカソード電圧よりも６ページ 正にバイアスされターンオンし導通状態になる。
上記サイリスタＳＣＲのターンオンにより回路電流は先
づフライバックトランスＴ２の二次側−線Ｌｅへ接地側
より流れサイリスタＳＣＲのアノークトランスＴの一次
側巻線Ｌｃ−水平出力トランジスタＱ４のＣ−Σ−接地
（但し、水平出力トランジスタのペースには水平駆動回
路１Ｃよりオンパルスが供給されている°とする。）と
流れ様とする。但し、実際の水平出力回路が動作するの
は、コンデンサＣの充電電圧がある値まで到達してから
である。次に、この水平出力回路が動作を聞漏すると、
水平帰線期間に帰線パルスが発生し、これがフライバッ
クトランスＴ の二次側巻線Ｌｄに負極性で誘起される
。この負極性帰線パルスにてサイリスタＳＣＲのアノー
ド電流は次ノオフし非導通状態となる。□又、サイリス
タＳＣＲがターンオンすると同時に、コンデンサＣ７も
同時に充電されることになり、水平出力回路に加わる電
圧は、コンデンサＣ６の両端電圧とコンデンサＣ７の両
端電圧の和となる。即ち２本発明の装置では、コンデン
サＣ６の両端電圧は非安定のままにしておき、コンデン
サＣ７の両端電圧を制御することにより、コンデンサＣ
６及びＣ７の両端電圧の和は安定化された直流電圧とし
て取り出すこととしている。従って、コンデンサＣ７の
両端電圧を制御することは、サイリスタＳＣＲのアノー
ド電流を制御して、同コンデンサＣ７への充電電圧を変
えてやれば良いことになる。よって、第４図に示す誤差
検出及び位相制御回路により第３図のサイリスタＳＣＡ
のアノード電流を制御すれば良いことになる。即ち、第
４図において、端子ａには、直流電圧の変動分を検出す
る為、第３図のＡ点に接続し、端子すには、回路を動作
させる為の直流電圧を加え、端子ｄには、位相制御用パ
ルスを作り出す為にフライバックトランスＴ２：の二次
側巻線Ｌｆより帰線パルスを加え、端子ｅ１ｇは回路用
アース、端子ＣにはサイリスタＳＣＲのゲート電極を接
続し、位相制御されたトリガーパルスを与える０具体的
動作説明をすると、出力電圧は、端子ａより抵抗Ｒ６，
可変抵抗Ｒ７，抵抗Ｒ８にて分圧されトランジスタＱ５
のベースに加えられる。また、このトランジスタＱ６の
エミッタはツェナーダイオードＤ１４により常に定電圧
（基準電圧）になっており、トランジスタＱ５のベース
入力電圧はこの基準電圧と比較され増幅される。一方、
端子ｄには、第５図ａに示す様な負極性の帰線パルスが
加わり、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ１１にて積分され第５
図すに示す様な鋸歯状波電圧がトランジスタｏ６のベー
スに加えられる。又トランジスタＱ６によって誤差増幅
された直流電圧が抵抗Ｒ１゜を介してトランジスタＱ６
のベースに印加されているので、トランジスタＱ６のベ
ース入力電圧である鋸歯状波は前記誤差増幅された電圧
に重畳されることになる。この誤差増幅された直流電圧
は、出力電圧が上昇すると降下する為、トランジスタＱ
６のペース入力電圧は第６図すにおいてイに示す様に実
線で切られた波形となり、逆に出力電圧が低下すると、
トランジスタ襲のベース入力電９ページ 圧は、°第５図すの口に示す破線で切られた波形となる
。トランジスタＱ６のエミッタはツェナーダイオードＤ
１４で定電圧化されている為、ベース入力電圧がある値
に達した時導通し、との値以下では非導通と々る。従っ
て、トランジスタＱ６のコレクタには第６図Ｃに示す様
々矩形波電圧が得られ、そのパルス幅は前記した出力電
圧の上昇。
づフライバックトランスＴ２の二次側−線Ｌｅへ接地側
より流れサイリスタＳＣＲのアノークトランスＴの一次
側巻線Ｌｃ−水平出力トランジスタＱ４のＣ−Σ−接地
（但し、水平出力トランジスタのペースには水平駆動回
路１Ｃよりオンパルスが供給されている°とする。）と
流れ様とする。但し、実際の水平出力回路が動作するの
は、コンデンサＣの充電電圧がある値まで到達してから
である。次に、この水平出力回路が動作を聞漏すると、
水平帰線期間に帰線パルスが発生し、これがフライバッ
クトランスＴ の二次側巻線Ｌｄに負極性で誘起される
。この負極性帰線パルスにてサイリスタＳＣＲのアノー
ド電流は次ノオフし非導通状態となる。□又、サイリス
タＳＣＲがターンオンすると同時に、コンデンサＣ７も
同時に充電されることになり、水平出力回路に加わる電
圧は、コンデンサＣ６の両端電圧とコンデンサＣ７の両
端電圧の和となる。即ち２本発明の装置では、コンデン
サＣ６の両端電圧は非安定のままにしておき、コンデン
サＣ７の両端電圧を制御することにより、コンデンサＣ
６及びＣ７の両端電圧の和は安定化された直流電圧とし
て取り出すこととしている。従って、コンデンサＣ７の
両端電圧を制御することは、サイリスタＳＣＲのアノー
ド電流を制御して、同コンデンサＣ７への充電電圧を変
えてやれば良いことになる。よって、第４図に示す誤差
検出及び位相制御回路により第３図のサイリスタＳＣＡ
のアノード電流を制御すれば良いことになる。即ち、第
４図において、端子ａには、直流電圧の変動分を検出す
る為、第３図のＡ点に接続し、端子すには、回路を動作
させる為の直流電圧を加え、端子ｄには、位相制御用パ
ルスを作り出す為にフライバックトランスＴ２：の二次
側巻線Ｌｆより帰線パルスを加え、端子ｅ１ｇは回路用
アース、端子ＣにはサイリスタＳＣＲのゲート電極を接
続し、位相制御されたトリガーパルスを与える０具体的
動作説明をすると、出力電圧は、端子ａより抵抗Ｒ６，
可変抵抗Ｒ７，抵抗Ｒ８にて分圧されトランジスタＱ５
のベースに加えられる。また、このトランジスタＱ６の
エミッタはツェナーダイオードＤ１４により常に定電圧
（基準電圧）になっており、トランジスタＱ５のベース
入力電圧はこの基準電圧と比較され増幅される。一方、
端子ｄには、第５図ａに示す様な負極性の帰線パルスが
加わり、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ１１にて積分され第５
図すに示す様な鋸歯状波電圧がトランジスタｏ６のベー
スに加えられる。又トランジスタＱ６によって誤差増幅
された直流電圧が抵抗Ｒ１゜を介してトランジスタＱ６
のベースに印加されているので、トランジスタＱ６のベ
ース入力電圧である鋸歯状波は前記誤差増幅された電圧
に重畳されることになる。この誤差増幅された直流電圧
は、出力電圧が上昇すると降下する為、トランジスタＱ
６のペース入力電圧は第６図すにおいてイに示す様に実
線で切られた波形となり、逆に出力電圧が低下すると、
トランジスタ襲のベース入力電９ページ 圧は、°第５図すの口に示す破線で切られた波形となる
。トランジスタＱ６のエミッタはツェナーダイオードＤ
１４で定電圧化されている為、ベース入力電圧がある値
に達した時導通し、との値以下では非導通と々る。従っ
て、トランジスタＱ６のコレクタには第６図Ｃに示す様
々矩形波電圧が得られ、そのパルス幅は前記した出力電
圧の上昇。
低下により変化する。即ち、出力電圧が上昇した時はパ
ルス幅は増大し、また低くなれば減少する。
ルス幅は増大し、また低くなれば減少する。
次にトランジスタＱ６の出力はトランジスタＱ７のベー
スに加えられ反転増幅される。この時の波形゛を第５図
ｄに示す。又、このパルスはコンデンサＣ１２，抵抗Ｒ
１１によシ第５図ｅの様に微分されコンデンサＣ１３を
通して端子Ｃより第３図のサイリスタＳＣＲのゲート電
極にトリガーノ（ルスとして加えら−れる。この時サイ
リスタＳＣＲに流れるアノード電流を第５図ｆに宗す。
スに加えられ反転増幅される。この時の波形゛を第５図
ｄに示す。又、このパルスはコンデンサＣ１２，抵抗Ｒ
１１によシ第５図ｅの様に微分されコンデンサＣ１３を
通して端子Ｃより第３図のサイリスタＳＣＲのゲート電
極にトリガーノ（ルスとして加えら−れる。この時サイ
リスタＳＣＲに流れるアノード電流を第５図ｆに宗す。
以上よシ、出力電圧が上昇するとサイリスタＳＣＨに位
相の遅れたゲート・トリガーパルスが印加される為、ア
ノード電流は少なくなり、逆に出力電圧が低下１０６−
ジ すると、サイリスタＳＣＲに位相の進んだゲート・トリ
ガーパルスが印加される為アノード電流は多くなる。即
ち、このことは第３図のコンデンサＣの充電電圧′を制
御することに他ならない。なお、サイリスタＳＣＲのア
ノードは、フライバックトランスＴ２の二次側巻線Ｌｅ
に接続されている為、第６図ａの様な帰線パルスが発生
しており、このパル、スによってサイリスタＳＣＲは自
動的にターンオフすることになる。
相の遅れたゲート・トリガーパルスが印加される為、ア
ノード電流は少なくなり、逆に出力電圧が低下１０６−
ジ すると、サイリスタＳＣＲに位相の進んだゲート・トリ
ガーパルスが印加される為アノード電流は多くなる。即
ち、このことは第３図のコンデンサＣの充電電圧′を制
御することに他ならない。なお、サイリスタＳＣＲのア
ノードは、フライバックトランスＴ２の二次側巻線Ｌｅ
に接続されている為、第６図ａの様な帰線パルスが発生
しており、このパル、スによってサイリスタＳＣＲは自
動的にターンオフすることになる。
以上の様に本発明の定電圧電源回路によれば、サイリス
タには水平走査期間の一部期間のみに電流を流してやれ
ば良い為、電源効率の面からも従来のＡＶＲ方式よりす
ぐれており、発熱も押えることが可能となり１．部品の
小型化が可能となる。
タには水平走査期間の一部期間のみに電流を流してやれ
ば良い為、電源効率の面からも従来のＡＶＲ方式よりす
ぐれており、発熱も押えることが可能となり１．部品の
小型化が可能となる。
又、サイリスタのアノードには、第５図ａの様な帰線パ
ル゛スが加わり、正の部分の電圧が重畳されることによ
り、直流出力電圧の安定化範囲も、その重畳電圧を変え
ることにより自由に選択することが可能となる。
ル゛スが加わり、正の部分の電圧が重畳されることによ
り、直流出力電圧の安定化範囲も、その重畳電圧を変え
ることにより自由に選択することが可能となる。
第１図は従来のＡＶＲ方式を使用した定電圧電源回路と
水平偏向回路の回路図、第２図はそのＡＶＲ方式の入出
力電圧の関係を示した特性図、第３図は本発明の基本的
な定電圧電源装置を使用したテレビジョン受像機の水平
偏向回路の回路図、第４図は第３図の一部分の具体回路
図、第６図は本発明の定電圧電源装置の動作説明の為の
信号波形図である。
水平偏向回路の回路図、第２図はそのＡＶＲ方式の入出
力電圧の関係を示した特性図、第３図は本発明の基本的
な定電圧電源装置を使用したテレビジョン受像機の水平
偏向回路の回路図、第４図は第３図の一部分の具体回路
図、第６図は本発明の定電圧電源装置の動作説明の為の
信号波形図である。
Ｄ８〜Ｄ１３・・・・・・ダイオード、Ｃ６〜Ｃ１゜・
・・・・・コンデンサ、Ｔ２・・・・・・フライバック
トランス。
・・・・・コンデンサ、Ｔ２・・・・・・フライバック
トランス。
ＳＣＲ・・・・・・サイリスタ、１ｂ・・・・・・誤差
検出および位相制御回路。
検出および位相制御回路。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名ト１
第１図
入力燻し王（Ｖ）＋ ・
第３図
ａ
第４図
第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 非安定直流入力電圧を供給する直流入力電圧供給手段の
両端に第１のコンデンサを並列接続すると共に、第１の
コンデンサの一端を第２のコンデンサで接地し、且つ、
帰線パルスを電圧制御用半導体素子に通して得られる直
流出力電圧を前記第１のコンデンサと第２のコンデンサ
の接続点に加えると共に、第１のコンデンサの他端と接
地間より得られる直流出力電圧の変化を検出しこの出力
電圧に応じた位相遅れを有する帰線パルスと同一周期の
制御パルスを作成する誤差検出位相制御手段を具備し、
この手段よシ得られる制御パルスと前記帰線パルスによ
って電圧制御用半導体素子を導通及び非導通せしめるこ
とによシ、この電圧制御用半導体素子より得られる直流
電圧及び第２のコンデンサの充電電圧を制御し、第１の
コンデンサの他端と接地間より得られる直流出力電圧の
安２ベージ 定電をなすことを特徴とする定電圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57083441A JPS58200314A (ja) | 1982-05-17 | 1982-05-17 | 定電圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57083441A JPS58200314A (ja) | 1982-05-17 | 1982-05-17 | 定電圧電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58200314A true JPS58200314A (ja) | 1983-11-21 |
Family
ID=13802510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57083441A Pending JPS58200314A (ja) | 1982-05-17 | 1982-05-17 | 定電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58200314A (ja) |
-
1982
- 1982-05-17 JP JP57083441A patent/JPS58200314A/ja active Pending
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