JPS58201574A - 定電圧電源装置 - Google Patents
定電圧電源装置Info
- Publication number
- JPS58201574A JPS58201574A JP57085147A JP8514782A JPS58201574A JP S58201574 A JPS58201574 A JP S58201574A JP 57085147 A JP57085147 A JP 57085147A JP 8514782 A JP8514782 A JP 8514782A JP S58201574 A JPS58201574 A JP S58201574A
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- JP
- Japan
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- switching element
- current
- resonant
- voltage
- series
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直列共振型Ｉ）Ｃ−ＤＣコンバータを使用した
定電圧電源装置に関するものである。
定電圧電源装置に関するものである。
ＤＣ−ＤＣコンバータは周知の如く、入力直流電圧をそ
の入力直流電圧値と異なった出力の電圧値に変換するも
ので、従来はスイッチング素子のオン・オフ動作の時比
率を制御して出力電圧を安定化させるＰＷＭ方式が一般
的であった。しかし、この方式は、スイッチング素子の
オン・オフ時に急峻に電圧と電流が変化するために、不
要輻射雑音や、スイッチング素子の損失が大きいという
欠点がある。上記欠点を解決する手段として、コンデン
サとコイルで構成され直列共振を利用した直列共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣＣ一式−タが提案されている。
の入力直流電圧値と異なった出力の電圧値に変換するも
ので、従来はスイッチング素子のオン・オフ動作の時比
率を制御して出力電圧を安定化させるＰＷＭ方式が一般
的であった。しかし、この方式は、スイッチング素子の
オン・オフ時に急峻に電圧と電流が変化するために、不
要輻射雑音や、スイッチング素子の損失が大きいという
欠点がある。上記欠点を解決する手段として、コンデン
サとコイルで構成され直列共振を利用した直列共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣＣ一式−タが提案されている。
この直列共振型ＤＣ−ＤＣＣ一式−タは、電流波形が正
弦波となるためにスイッチング素子のオン、オフ期間を
調整することにより、スイッチング素子のオン・オフ時
に電流・電圧がほとんど零で交差するため、スイッチン
グ損失がきわめて少ない上に、不要輻射も少ないという
利点を有するも、出力直流電圧を広範囲にわたって安定
化するこ々ができないという問題がある。
弦波となるためにスイッチング素子のオン、オフ期間を
調整することにより、スイッチング素子のオン・オフ時
に電流・電圧がほとんど零で交差するため、スイッチン
グ損失がきわめて少ない上に、不要輻射も少ないという
利点を有するも、出力直流電圧を広範囲にわたって安定
化するこ々ができないという問題がある。
上記問題を改善する方法として、従来、共振回路のコン
デンサに蓄積されたエネルギーを入力直流電源に回生ず
る方法が提案されている。その従来例を第１図に、そし
て、その動作波形図を第２図に示す。これを説明すると
、第１図において、直列接続された２つの入力直流電源
１，２の両端子間に、オン・オフ動作を行なうトランジ
スタなどの２つのスイッチング素子３，４を直列に接続
し、また、それらのスイッチング素子３．４と並列に、
それらのスイッチング素子３．４の導通方向と反対方向
に導通ずるように一方向性素子すなわちダイオード６．
６をそれぞれ接続し、さらに前記入力直流電源１と２の
中点と前記スイッチング素子３と４の中点間に、共振用
コンデンサ７と共振用コイル８で構成された共振回路を
変換トランス９の１次側巻線９１Ｌと直列にして接続し
ている。上記変換トランス９の２次側巻線９ｂには整流
回路１０と平滑用コンデンサ１１が接続され、その出力
端子には電気的負荷１２（例えば抵抗器など）が接続さ
れている。
デンサに蓄積されたエネルギーを入力直流電源に回生ず
る方法が提案されている。その従来例を第１図に、そし
て、その動作波形図を第２図に示す。これを説明すると
、第１図において、直列接続された２つの入力直流電源
１，２の両端子間に、オン・オフ動作を行なうトランジ
スタなどの２つのスイッチング素子３，４を直列に接続
し、また、それらのスイッチング素子３．４と並列に、
それらのスイッチング素子３．４の導通方向と反対方向
に導通ずるように一方向性素子すなわちダイオード６．
６をそれぞれ接続し、さらに前記入力直流電源１と２の
中点と前記スイッチング素子３と４の中点間に、共振用
コンデンサ７と共振用コイル８で構成された共振回路を
変換トランス９の１次側巻線９１Ｌと直列にして接続し
ている。上記変換トランス９の２次側巻線９ｂには整流
回路１０と平滑用コンデンサ１１が接続され、その出力
端子には電気的負荷１２（例えば抵抗器など）が接続さ
れている。
ＤＣコンバータの動作について、第２図の動作波形図を
参照して説明する。
参照して説明する。
今、第１図において、前記共振回路に流れる電流を１（
ｔ）、共振用コンデンサ７の充電電圧をＶｃとすると、
それらの動作波形は第２図に示すごとくとなる。スイッ
チング素子３かオフで、スイッチング素子４がオンから
オフになったとき、共振回路には回生電流が流れ始める
。この回生電流が流れている途中で、スイッチング素子
３かオンとなる時点が第２図の時刻ｔ１であり、時刻ｔ
１から時刻ｔ２まで共振用コンデンサ７と共振用コイル
８による共振電流１（ｔ）が第１図に示す矢印方向に流
れるが、時刻ｔ１以前に共振電流ｉ （ｔ）と同一方向
に回生電流が流れているために、第２図に示すような初
期電流値Ｉａ［＝ｉ（ｔｌ））という零でない初期値を
有している。時刻ｔ２でスイッチング素子３がオンにさ
れ、共振用コンデンサ７の充電電圧ｎ −Ｖ０２ カら
ＶＣｌとなる。そして共振用コンデンサ了に蓄積された
エネルギーは、回生電流となり、共振用コイル８→変換
トランス９の１次巻線９ａ→ダイオード６→入力直流電
源１へと回生される。
ｔ）、共振用コンデンサ７の充電電圧をＶｃとすると、
それらの動作波形は第２図に示すごとくとなる。スイッ
チング素子３かオフで、スイッチング素子４がオンから
オフになったとき、共振回路には回生電流が流れ始める
。この回生電流が流れている途中で、スイッチング素子
３かオンとなる時点が第２図の時刻ｔ１であり、時刻ｔ
１から時刻ｔ２まで共振用コンデンサ７と共振用コイル
８による共振電流１（ｔ）が第１図に示す矢印方向に流
れるが、時刻ｔ１以前に共振電流ｉ （ｔ）と同一方向
に回生電流が流れているために、第２図に示すような初
期電流値Ｉａ［＝ｉ（ｔｌ））という零でない初期値を
有している。時刻ｔ２でスイッチング素子３がオンにさ
れ、共振用コンデンサ７の充電電圧ｎ −Ｖ０２ カら
ＶＣｌとなる。そして共振用コンデンサ了に蓄積された
エネルギーは、回生電流となり、共振用コイル８→変換
トランス９の１次巻線９ａ→ダイオード６→入力直流電
源１へと回生される。
この回生電流は第２図には時刻ｔ２から時刻ｔ３に示さ
れている共振電流ｉｅＭ形である。また、上記期間にお
いて、充電電圧は、Ｖａｔからｖ０２へと変化している
。上記回生電流が流れている間にスイッチング素子４が
オンにされるため、スイッチング素子４には−Ｉ、とい
う初期電流値を有する電流が流れる。以丁、スイッチン
グ素子３がオンにされた場合と同様の現象を呈する。電
気的負荷１２にエネルギーを与えるものは前記共振電流
と回生電流であり、それぞれが変換トランス９を介して
整流回路１ｏと平滑用コンデンサ１１により整流。
れている共振電流ｉｅＭ形である。また、上記期間にお
いて、充電電圧は、Ｖａｔからｖ０２へと変化している
。上記回生電流が流れている間にスイッチング素子４が
オンにされるため、スイッチング素子４には−Ｉ、とい
う初期電流値を有する電流が流れる。以丁、スイッチン
グ素子３がオンにされた場合と同様の現象を呈する。電
気的負荷１２にエネルギーを与えるものは前記共振電流
と回生電流であり、それぞれが変換トランス９を介して
整流回路１ｏと平滑用コンデンサ１１により整流。
平滑された電圧が出力直流電圧となる。従って、スイッ
チング素子３，４がオンとなる時刻を変えることで、回
生電流量が変えられ、出力直流電圧を安定化させること
ができる。
チング素子３，４がオンとなる時刻を変えることで、回
生電流量が変えられ、出力直流電圧を安定化させること
ができる。
しかしながら、このような従来例においても次のような
問題がある。それは、スイッチング素子のオン時に初期
電流が存在するため、スイッチング損失が発生し、輻射
雑音も発生することである。
問題がある。それは、スイッチング素子のオン時に初期
電流が存在するため、スイッチング損失が発生し、輻射
雑音も発生することである。
さらに、共振方式の本来の特性として、回生電流が零に
なった後にスイッチング素子をオンにさせる方法をとっ
ても、結果的に共振回路に流れる平均電流値がほぼ等し
いという現象か起る。従って出力直流電圧を安定化する
には、回生電流が流れている途中でスイッチング素子を
オンにして回生電流量を変えなければならない。また、
スイッチング素子のオン時の初期電流は、入力直流電源
電圧の変動を考えると、かなり大きな値となり、共振方
式の特長が損なわれる。
なった後にスイッチング素子をオンにさせる方法をとっ
ても、結果的に共振回路に流れる平均電流値がほぼ等し
いという現象か起る。従って出力直流電圧を安定化する
には、回生電流が流れている途中でスイッチング素子を
オンにして回生電流量を変えなければならない。また、
スイッチング素子のオン時の初期電流は、入力直流電源
電圧の変動を考えると、かなり大きな値となり、共振方
式の特長が損なわれる。
本発明はスイッチング素子のオン・オフ時にも電流・電
圧が零で交差するように構成することにより、上記問題
を解決するようにしたものである。
圧が零で交差するように構成することにより、上記問題
を解決するようにしたものである。
本発明の動作原理としては、回路構成として回生エネル
ギーを利用することに変わりはないが、回生電流量その
ものを制御するのではな（、共振電流量を制御しようと
するものである。つまり、共振電流量を決定する要因と
して、共振用コンデンサの初期充電電圧値（従来例の第
２図においては−ｖ０２．ｖ０２である）かあり、この
値を制御しようとするものである。
ギーを利用することに変わりはないが、回生電流量その
ものを制御するのではな（、共振電流量を制御しようと
するものである。つまり、共振電流量を決定する要因と
して、共振用コンデンサの初期充電電圧値（従来例の第
２図においては−ｖ０２．ｖ０２である）かあり、この
値を制御しようとするものである。
本発明の一実施例を第３図に示し、その動作波形を第４
図に示す。なお、第３図において、第１図で説明したも
のと同一の機能を有するものには同一の符号を付した。
図に示す。なお、第３図において、第１図で説明したも
のと同一の機能を有するものには同一の符号を付した。
第３図において１３は、共振用コンデンサ７に並列に接
続された制御コイルである。また、１４け、２つの入力
端子にそれぞれ電気的負荷１２に与えられる出力直流電
圧と、予め定められた基準電圧Ｅｓが供給され、それら
の電圧を比較する比較回路である。１６は上記比較回路
１４の出力をパルス列に変換するパルス周波数変調器で
あり、このパルス列は、次段の振り分は回路１６により
各スイッチング素子３，４に振り分けて供給される。
続された制御コイルである。また、１４け、２つの入力
端子にそれぞれ電気的負荷１２に与えられる出力直流電
圧と、予め定められた基準電圧Ｅｓが供給され、それら
の電圧を比較する比較回路である。１６は上記比較回路
１４の出力をパルス列に変換するパルス周波数変調器で
あり、このパルス列は、次段の振り分は回路１６により
各スイッチング素子３，４に振り分けて供給される。
さらに、１７．１８はダイオード、１９．２０は回生コ
イルで、それぞれ直列に接続され、上記ダイオード１７
．１８と回生コイル１９．２０は、それぞれスイッチン
グ素子３，４と変換トランス９の１次巻線９１Ｌと共振
用コイル８の直列接続回路に対し並列に接続され、かつ
上記ダイオード１７゜１８は、それぞれスイッチング素
子３，４の導通方向と反対方向に導通ずる向きに接続さ
れている。
イルで、それぞれ直列に接続され、上記ダイオード１７
．１８と回生コイル１９．２０は、それぞれスイッチン
グ素子３，４と変換トランス９の１次巻線９１Ｌと共振
用コイル８の直列接続回路に対し並列に接続され、かつ
上記ダイオード１７゜１８は、それぞれスイッチング素
子３，４の導通方向と反対方向に導通ずる向きに接続さ
れている。
以上の回路構成において、その動作を第４図の動作波形
を参照して詳細に説明する。スイッチング素子３かオン
にされるのが時刻ｔ１であり、共振電流ｇｔｌは零から
始まる。共振電流は時刻ｔ１からスイッチング素子３が
オフになる時刻ｔ２まで流れるが、その周期は、制御コ
イル１３と共振用コイル８と共振用コンデンサ了により
決定される。また、時刻ｔ２では共振用コンデンサ７の
充電電圧は−ＶＣ２からＶｃＴに変化している。その後
、先述の従来例で説明したように回生電流が流れるが、
本発明における回生電流の経路は、共振用コンデンサ７
→回生コイル１９→ダイオード１７→入力直流電源１へ
と回生される経路となる。この場合の共振電流１（ｔ）
波形は、時刻ｔ２がら時刻ｔ′；に示されているものと
なる。この期間における共振用コンデンサ７の充電電圧
ｖｃは、制御コイル１３から流れ込む制御電流１Ｌ（ｔ
）が多いたぬ、充電電圧ｖｃｔ／！、さらに上昇し、制
御電流ｉｔ、（ｔ）と回生電流とが等しくなった時刻ｔ
′２でピーク値をもつ。
を参照して詳細に説明する。スイッチング素子３かオン
にされるのが時刻ｔ１であり、共振電流ｇｔｌは零から
始まる。共振電流は時刻ｔ１からスイッチング素子３が
オフになる時刻ｔ２まで流れるが、その周期は、制御コ
イル１３と共振用コイル８と共振用コンデンサ了により
決定される。また、時刻ｔ２では共振用コンデンサ７の
充電電圧は−ＶＣ２からＶｃＴに変化している。その後
、先述の従来例で説明したように回生電流が流れるが、
本発明における回生電流の経路は、共振用コンデンサ７
→回生コイル１９→ダイオード１７→入力直流電源１へ
と回生される経路となる。この場合の共振電流１（ｔ）
波形は、時刻ｔ２がら時刻ｔ′；に示されているものと
なる。この期間における共振用コンデンサ７の充電電圧
ｖｃは、制御コイル１３から流れ込む制御電流１Ｌ（ｔ
）が多いたぬ、充電電圧ｖｃｔ／！、さらに上昇し、制
御電流ｉｔ、（ｔ）と回生電流とが等しくなった時刻ｔ
′２でピーク値をもつ。
以後、充電電圧ｖｃは、時刻ｔ′２までは回生電流と制
御電流、１Ｌ（ｔ）により丁降し、回生電流が零になっ
たあとの時刻ｔ′２からスイッチング素子４がオンにさ
れる時刻ｔ３までは制御電流１Ｌ（ｔ）によりさらＶｃ
Ｔ降して、時刻ｔ３にはｖｃ２となる。共振電流１（ｔ
）は上記充電電圧”０２により共振電流量が決定される
ため、時刻ｔ３から時刻ｔ４ではそれに応じた共振電流
量となる。以丁、同様の現象が繰返される。
御電流、１Ｌ（ｔ）により丁降し、回生電流が零になっ
たあとの時刻ｔ′２からスイッチング素子４がオンにさ
れる時刻ｔ３までは制御電流１Ｌ（ｔ）によりさらＶｃ
Ｔ降して、時刻ｔ３にはｖｃ２となる。共振電流１（ｔ
）は上記充電電圧”０２により共振電流量が決定される
ため、時刻ｔ３から時刻ｔ４ではそれに応じた共振電流
量となる。以丁、同様の現象が繰返される。
従って、共振電流量が共振用コンデンサ７の充電電圧ｖ
ｃにより決定され、前記充電電圧Ｖｃ ｔｒｉ、回生電
流と制御電流１ｈ（ｔ）とにより変化させることができ
るため、従来例のように、回生電流の途中 。
ｃにより決定され、前記充電電圧Ｖｃ ｔｒｉ、回生電
流と制御電流１ｈ（ｔ）とにより変化させることができ
るため、従来例のように、回生電流の途中 。
でスイッチング素子をオンにして回生電流量そのものを
制御する必要はない。よって、共振電流を制御するには
、制御コイル１３から流れる制御電流１Ｌ（ｔ）を制御
すればよい。つまり制御電流１Ｌ（ｔ）はスイッチング
素子３，４のオフ期間の長さに比例して増加するため、
上記オフ期間を変えて前記充電電圧値−ｖ０２ ＊ ｖ
０２を出力直流電圧か安定化するように設定すればよい
ことになる。
制御する必要はない。よって、共振電流を制御するには
、制御コイル１３から流れる制御電流１Ｌ（ｔ）を制御
すればよい。つまり制御電流１Ｌ（ｔ）はスイッチング
素子３，４のオフ期間の長さに比例して増加するため、
上記オフ期間を変えて前記充電電圧値−ｖ０２ ＊ ｖ
０２を出力直流電圧か安定化するように設定すればよい
ことになる。
以上のように本発明は、回生電流が流れ終ったあとでス
イッチング素子をオンさせることができるため、常に共
振電流は零から始まることになる。
イッチング素子をオンさせることができるため、常に共
振電流は零から始まることになる。
なお、前述の本発明の実施例において、変換トランス９
の実効もれインダクタンス値を共振用コイル８のインダ
クタンス値と同一にすれば、共振用コイル８を省略する
こともできる。さらに、本発明の実施例においてはハー
フブリッジ方式を用いて説明を行なったが、フルブリッ
ジ方式においても同様に実・施でき、同様な効果が得ら
れることはいうまでもない。
の実効もれインダクタンス値を共振用コイル８のインダ
クタンス値と同一にすれば、共振用コイル８を省略する
こともできる。さらに、本発明の実施例においてはハー
フブリッジ方式を用いて説明を行なったが、フルブリッ
ジ方式においても同様に実・施でき、同様な効果が得ら
れることはいうまでもない。
第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本
回路構成図、第２図はその動作波形図、第３図は本発明
の一実施例を示す回路構成図、第４図は同本発明の実施
例の動作波形図である。 １．２・・・・・・入力直流電源、３，４・・・・・・
スイッチング素子、５，６．１７．１８・・・・・・ダ
イオード、７・・・・・・共振用コンデンサ、８・・・
・・・共振用コイル、９・・・・・・変換トランス、９
ａ・・・・・・１次側巻線、９ｂ・・・・・・２次側巻
線、１０・・・・・・整流回路、１１・・・・・・平滑
用コンデンサ、１２・・・・・・電気的負荷、１３・・
・・・・制御コイル、１４・・・・・・比較回路、１６
・・・・・・パルス周波数変調器、１６・・・・・・振
り分は回路、１９．２０・・・・・・回生コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ばか１名第１
図 第２図 第３図 第４図
回路構成図、第２図はその動作波形図、第３図は本発明
の一実施例を示す回路構成図、第４図は同本発明の実施
例の動作波形図である。 １．２・・・・・・入力直流電源、３，４・・・・・・
スイッチング素子、５，６．１７．１８・・・・・・ダ
イオード、７・・・・・・共振用コンデンサ、８・・・
・・・共振用コイル、９・・・・・・変換トランス、９
ａ・・・・・・１次側巻線、９ｂ・・・・・・２次側巻
線、１０・・・・・・整流回路、１１・・・・・・平滑
用コンデンサ、１２・・・・・・電気的負荷、１３・・
・・・・制御コイル、１４・・・・・・比較回路、１６
・・・・・・パルス周波数変調器、１６・・・・・・振
り分は回路、１９．２０・・・・・・回生コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ばか１名第１
図 第２図 第３図 第４図
Claims (1)
- 入力直流電源に対して、少なくともオン・オフ動作を行
なうスイッチング素子と共振用コンデンサおよび変換ト
ランスの１次側巻線を含めてなる直列接続回路を接続し
、前記変換トランスの２次側巻線に整流・平滑回路を接
続し、その出力側に接続した電気的負荷に出力直流電圧
を供給するように構成した直列共振型ＤＣ−ＤＣＣ一式
−タを具備し、かつ前記共振用コンデンサと並列に第１
ノインタクタンス要素を接続し、第２のインダクタンス
要素と前記スイッチング素子の導通方向と反対方向に導
通ずるような一方向性素子とが直列に接続された回路を
、前記スイッチング素子と変換トランスの１次巻線の直
列接続回路に対して並列に接続したことを特徴とする定
電圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57085147A JPS58201574A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | 定電圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57085147A JPS58201574A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | 定電圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58201574A true JPS58201574A (ja) | 1983-11-24 |
| JPS6236472B2 JPS6236472B2 (ja) | 1987-08-07 |
Family
ID=13850547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57085147A Granted JPS58201574A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | 定電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58201574A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5639731A (en) * | 1987-05-22 | 1997-06-17 | Pripps Bryggerier Ab | Amino acids for the preparation of a beverage |
-
1982
- 1982-05-19 JP JP57085147A patent/JPS58201574A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5639731A (en) * | 1987-05-22 | 1997-06-17 | Pripps Bryggerier Ab | Amino acids for the preparation of a beverage |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6236472B2 (ja) | 1987-08-07 |
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