JPS5925580A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents
スイツチングレギユレ−タInfo
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- JPS5925580A JPS5925580A JP13502882A JP13502882A JPS5925580A JP S5925580 A JPS5925580 A JP S5925580A JP 13502882 A JP13502882 A JP 13502882A JP 13502882 A JP13502882 A JP 13502882A JP S5925580 A JPS5925580 A JP S5925580A
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- JP
- Japan
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- voltage
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- switching
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 37
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 16
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 1
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチングレギュレータの改良に関するもの
で゛ある。
で゛ある。
従来この種のンングルエントスイノテングレギュレータ
として、第１図に示すようなフォワードコンバータが広
く知られており、スイッチングトランジスタ６のスイッ
チング動作によって直流入力電圧から変換された矩形波
パルス電圧ケ、トランス４によって電圧変換した後コイ
ル７とコンデンサ８とからなる平滑回路に印加して、そ
の平均直流電圧乞出力として取り出す。入力電圧、出力
電圧、スイッチング周期、トランジスタのオン幅、トラ
ンスの１次、２次巻線数ケそれぞれＶｉ（ｖ）。
として、第１図に示すようなフォワードコンバータが広
く知られており、スイッチングトランジスタ６のスイッ
チング動作によって直流入力電圧から変換された矩形波
パルス電圧ケ、トランス４によって電圧変換した後コイ
ル７とコンデンサ８とからなる平滑回路に印加して、そ
の平均直流電圧乞出力として取り出す。入力電圧、出力
電圧、スイッチング周期、トランジスタのオン幅、トラ
ンスの１次、２次巻線数ケそれぞれＶｉ（ｖ）。
Ｖｏ（Ｖ）、 Ｔ（ｓｅｃ）、 ＴｏＮ （ｓｅｅ）、
Ｎｌ （ｔｕｒｎ）、 Ｎ２ （ｔｕｒｎ）とすると
、これらの間には下記（１１式の関係がある。
Ｎｌ （ｔｕｒｎ）、 Ｎ２ （ｔｕｒｎ）とすると
、これらの間には下記（１１式の関係がある。
ｖ Ｏ：＝： Ｔ ｏＮ・−’ Ｖ＋ （Ｖ）・・・・
・・・・・・・・畑Ｔ Ｎ。
・・・・・・・・畑Ｔ Ｎ。
（１）式において、出力電圧■０は通常周期Ｔを固定し
、オン幅ＴｏＮを可変することによって安定化される。
、オン幅ＴｏＮを可変することによって安定化される。
しかし、従来のフォワードコンバータの場合、スイッチ
ングトランジスタの負荷が誘導負荷であり、ターンオン
及びターンオフ時に急激に大電流をスイッチングするた
め、トランジスタ及びダイオードのスイッチングロスが
大きいばかりでな（、放射、ノイズが太きくしかもかな
りの高周波にわたつてレベルが高い、等の欠点があった
。またこれらの欠点はスイッチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化ケ阻害す
る基本的な要因であった。
ングトランジスタの負荷が誘導負荷であり、ターンオン
及びターンオフ時に急激に大電流をスイッチングするた
め、トランジスタ及びダイオードのスイッチングロスが
大きいばかりでな（、放射、ノイズが太きくしかもかな
りの高周波にわたつてレベルが高い、等の欠点があった
。またこれらの欠点はスイッチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化ケ阻害す
る基本的な要因であった。
本発明はＬＣ共振作用を利用してサイン波電流をスイッ
チングすることにより前記問題点ケ解消するもので、ス
イッチングトランジスタ及び電圧変換トランスｗ用いた
スイッチングレギュレータにおいて、第１のダイオード
、第１のコイル及び第１のコンデンサの直列回路を前記
電圧変換トランスの出力側巻線の両端に接続し、前記ス
イッチングトランジスタとオンオフ位相が逆の関係にあ
るスイッチングトランジスタ、第２のコイル及び第２の
コンデンサの直列回路と第２のダイオードとを電１のコ
ンデンサに並列に接続し、負荷抵抗器を第２のコンデン
サに並列に接続したことを特徴とするものである。
チングすることにより前記問題点ケ解消するもので、ス
イッチングトランジスタ及び電圧変換トランスｗ用いた
スイッチングレギュレータにおいて、第１のダイオード
、第１のコイル及び第１のコンデンサの直列回路を前記
電圧変換トランスの出力側巻線の両端に接続し、前記ス
イッチングトランジスタとオンオフ位相が逆の関係にあ
るスイッチングトランジスタ、第２のコイル及び第２の
コンデンサの直列回路と第２のダイオードとを電１のコ
ンデンサに並列に接続し、負荷抵抗器を第２のコンデン
サに並列に接続したことを特徴とするものである。
以□下、本発明の一実施例を第２図によって説明する。
第２図において、電圧変換トラフ２４０１次側主巻線１
２及びスイッチフグトランジスタ乙の直列回路と、トラ
ンス４＼、の１次側補助巻線１１及びダイオード２の直
列回路とを入力電源１に接続し、第１のダイオード５、
第１のコイル１４及び第１のコンデンサ１５の直列口Ｗ
（１ランス４の２次側巻線１ろの両端に接続し、第２の
コイル１７、スイッチングトランジスタ１８及び第２の
コンデンサ８の直列回路と第２のダイオード１６とを第
１のコンデンサ１５に並列に接続する。さらにコンデン
サ８０両端電圧乞スイッチングレギュレータの出力電圧
とし第２のコンデンサ８に負荷抵抗器９ヶ並列に接続す
る。またトランジスタ６は制御回路１０によって駆動し
出力検出電圧乞安定化するように発振周波数を調整する
。トランジスタ１８はトランス４の２次側巻線１９によ
って１駆動し、トランジスタ６とそのオンオフ位相が逆
になろ゛ように接続する。
２及びスイッチフグトランジスタ乙の直列回路と、トラ
ンス４＼、の１次側補助巻線１１及びダイオード２の直
列回路とを入力電源１に接続し、第１のダイオード５、
第１のコイル１４及び第１のコンデンサ１５の直列口Ｗ
（１ランス４の２次側巻線１ろの両端に接続し、第２の
コイル１７、スイッチングトランジスタ１８及び第２の
コンデンサ８の直列回路と第２のダイオード１６とを第
１のコンデンサ１５に並列に接続する。さらにコンデン
サ８０両端電圧乞スイッチングレギュレータの出力電圧
とし第２のコンデンサ８に負荷抵抗器９ヶ並列に接続す
る。またトランジスタ６は制御回路１０によって駆動し
出力検出電圧乞安定化するように発振周波数を調整する
。トランジスタ１８はトランス４の２次側巻線１９によ
って１駆動し、トランジスタ６とそのオンオフ位相が逆
になろ゛ように接続する。
すなわ゛ち、トランジスタ６がオンし巻線１２に入力電
圧が印加されて生ずる巻線１９の誘起電圧がトランジス
タ１８をオフするように接続され、トランジスタ１８は
トランジスタ６がオンした時巻線１９に発生するフライ
／ζツク電圧によってオンする。
圧が印加されて生ずる巻線１９の誘起電圧がトランジス
タ１８をオフするように接続され、トランジスタ１８は
トランジスタ６がオンした時巻線１９に発生するフライ
／ζツク電圧によってオンする。
ここでトランジスタ３がオン、トランジスタ１８がオフ
している期間（１／２周期）乞サイクルＩ、その逆の期
間（１／２周期）乞サイクル■とすると、本回路のスイ
ッチング動作期間はサイクル１、ＩＩかもなり２つのサ
イクルによって一周期を形成する。
している期間（１／２周期）乞サイクルＩ、その逆の期
間（１／２周期）乞サイクル■とすると、本回路のスイ
ッチング動作期間はサイクル１、ＩＩかもなり２つのサ
イクルによって一周期を形成する。
上記のような回路構成において、まずトランジスタろが
オンする直前のコンデンサ１５０両端電圧は後述するよ
うにＯｖである。したがって、サイクルＩにおいてトラ
ンジスタろがオンすると、巻線１２に入力電圧が印加さ
れ巻数１２．１３の比に応じた電圧が巻線１３に誘起さ
れろ。その結果コイル１４とコンデンサ１５との共振作
用により共振電流ＩＬ＋４（Ａ）がコンデンサ１５へ流
れ込む。この充電電流が流れ終った時点でコンデンサ１
５の両端電圧ＶＣ＋４（Ｖ）は第６図（３）に示すよう
に共振波形の最大値をとる。
オンする直前のコンデンサ１５０両端電圧は後述するよ
うにＯｖである。したがって、サイクルＩにおいてトラ
ンジスタろがオンすると、巻線１２に入力電圧が印加さ
れ巻数１２．１３の比に応じた電圧が巻線１３に誘起さ
れろ。その結果コイル１４とコンデンサ１５との共振作
用により共振電流ＩＬ＋４（Ａ）がコンデンサ１５へ流
れ込む。この充電電流が流れ終った時点でコンデンサ１
５の両端電圧ＶＣ＋４（Ｖ）は第６図（３）に示すよう
に共振波形の最大値をとる。
ここでコイル１４のインターフタンス、コンアンサ１５
の容量、入力電源電圧、巻線１２．１３の巻数をそれぞ
れＬ１４（Ｈｌ、 Ｃｌ５（Ｆ）、 Ｅ（Ｖ）、 Ｎｌ
（ＴＵＲＮ）、 Ｎ２（ＴｔＪＩ（Ｎ）とし、またサ
イクルｌの開始を原点とする時刻をｔとすると、下式（
２）〜（４）の関係が成り立つ。
の容量、入力電源電圧、巻線１２．１３の巻数をそれぞ
れＬ１４（Ｈｌ、 Ｃｌ５（Ｆ）、 Ｅ（Ｖ）、 Ｎｌ
（ＴＵＲＮ）、 Ｎ２（ＴｔＪＩ（Ｎ）とし、またサ
イクルｌの開始を原点とする時刻をｔとすると、下式（
２）〜（４）の関係が成り立つ。
但し、０ ＜ １ ＜πＦ−７弱 （ｓ代）・・・・
・・・（４）である。
・・・（４）である。
サイクルＩの残りの期間πｍ＜ｔ＜（Ｔはスイッチング
周期）においてはコンデンサー５の充電は完了している
が、トランジスタ１８はオフ状態であり、ダイオード５
の導通方向が逆向きのため、コンデンサー５かも入力側
及び出力側へ放電されず、コンデンサー５は充電時の最
大電圧Ｖｃ１５ （ＭＡＸ） ＝ ２ Ｅを維持する。
周期）においてはコンデンサー５の充電は完了している
が、トランジスタ１８はオフ状態であり、ダイオード５
の導通方向が逆向きのため、コンデンサー５かも入力側
及び出力側へ放電されず、コンデンサー５は充電時の最
大電圧Ｖｃ１５ （ＭＡＸ） ＝ ２ Ｅを維持する。
次にサイクル■（−ｆｆｌ−＜ ｔ ＜Ｔ ）において
、トラツプスタ６がオフしトランジスタ１８がオンする
と、コイル１７との共振作用によりコンデンサー５の電
荷は第６図（２）に示すようにコンデンサ８へ放電され
ろ。この時巻線１３にはフライノくツク電圧が発生して
いるが、これはコンデンサー５の両端電圧と逆極性であ
り、ダイオード５が非導通方向であるためにコンデンサ
ー５から巻線１３側へ電荷が放電されることはない。
、トラツプスタ６がオフしトランジスタ１８がオンする
と、コイル１７との共振作用によりコンデンサー５の電
荷は第６図（２）に示すようにコンデンサ８へ放電され
ろ。この時巻線１３にはフライノくツク電圧が発生して
いるが、これはコンデンサー５の両端電圧と逆極性であ
り、ダイオード５が非導通方向であるためにコンデンサ
ー５から巻線１３側へ電荷が放電されることはない。
ここでコイル１７のインダクタンス、コン１ンサ８の両
端電圧をそれぞれＬ１□（１−［１，Ｖｏ（Ｖ）とする
と、コンデンサー５が放電ケ開始し、その両端電圧７５
；ＱＶに１已４での時間ケτＤＣ（ｓｅｃ）とすると、
コイル１７の電流Ｉ Ｌ１２ （Ａ）及びコンデンサー
５の両端ミノ 圧ＶＣ＋５（Ｖ）は下式（５）〜（９）であられされる
。
端電圧をそれぞれＬ１□（１−［１，Ｖｏ（Ｖ）とする
と、コンデンサー５が放電ケ開始し、その両端電圧７５
；ＱＶに１已４での時間ケτＤＣ（ｓｅｃ）とすると、
コイル１７の電流Ｉ Ｌ１２ （Ａ）及びコンデンサー
５の両端ミノ 圧ＶＣ＋５（Ｖ）は下式（５）〜（９）であられされる
。
第ろ図かられかるようにコンデンサ１５の両端電圧がｏ
Ｖまで低下した時コイル１７の励磁電流は最大となる。
Ｖまで低下した時コイル１７の励磁電流は最大となる。
コイル１７の最大励磁電流ＩＬ１７ｍい）は下式（１１
）で表わされる。
）で表わされる。
・・・・・・・・Ｑｌ］
以後コイル１７の励磁電流はターイオード１６乞介して
リセットされる。
リセットされる。
このリセット期間をτＲ８（ｓｅｃ）とすると、この期
間のコイル１７の電流Ｉ ＬＨ及びｒ Ｒ８ハ下式Ｈ，
Ｑ３１で表わされる。
間のコイル１７の電流Ｉ ＬＨ及びｒ Ｒ８ハ下式Ｈ，
Ｑ３１で表わされる。
Ｖｏ Ｔ
Ｉ Ｌ１７−Ｉ Ｌ１７ ｍ ｂ、、 （ｔ−１
７ＤＣ） 込） ・−−ａａ１４７ ＩＬ、、ｍ τＲ８＝ （ｓｅｃ）
・・・・・・・・・・・・０階■０ コイル１７の消磁完了後は次のサイクル１が開始される
まで、回路動作は静止している。
７ＤＣ） 込） ・−−ａａ１４７ ＩＬ、、ｍ τＲ８＝ （ｓｅｃ）
・・・・・・・・・・・・０階■０ コイル１７の消磁完了後は次のサイクル１が開始される
まで、回路動作は静止している。
尚、前記（４）〜０階式を導き出すにあたって、コンデ
ンサ８の両端電圧、すなわち出力電圧Ｖｏはコンデンサ
８と抵抗器９どの放電回路の時定数は周期Ｔに比べて非
常に大きいと仮定しており、サイクルＩ、Ｉｆを通して
その電圧値は不変であるとした。
ンサ８の両端電圧、すなわち出力電圧Ｖｏはコンデンサ
８と抵抗器９どの放電回路の時定数は周期Ｔに比べて非
常に大きいと仮定しており、サイクルＩ、Ｉｆを通して
その電圧値は不変であるとした。
以上の説明かられかるように各トランジスタを流れる電
流がサイン波状のため発生するノイズは一基本波のみで
あり高調波成分はない。
流がサイン波状のため発生するノイズは一基本波のみで
あり高調波成分はない。
またターンオフ及びターンオフ時のトランジスタろ、１
８の電流はＯでありスイッチングロスはなくまたサージ
電流もない。したがって動作周波数を高周波化しても、
ノイズ、サージ電流が増大したり電源の電力変換効率が
低下するようなことはない。
８の電流はＯでありスイッチングロスはなくまたサージ
電流もない。したがって動作周波数を高周波化しても、
ノイズ、サージ電流が増大したり電源の電力変換効率が
低下するようなことはない。
倚、トランジスタ６がオンの時トランス４に励磁された
電力はトランジスタ６がオフの時巻線１１及びダイオー
ド２乞介して入力電源１へ帰還される。
電力はトランジスタ６がオフの時巻線１１及びダイオー
ド２乞介して入力電源１へ帰還される。
ここで動作周波数、負荷抵抗器９の抵抗値をそれぞれｆ
（Ｈｚ）、−（Ω）とすると、出力電力Ｐｏ（Ｗ）は ＋＋５）のように表わされろ。すなわち、となる。
（Ｈｚ）、−（Ω）とすると、出力電力Ｐｏ（Ｗ）は ＋＋５）のように表わされろ。すなわち、となる。
上式から出力電圧Ｖｏは動作周波数ｆ（Ｈｚ）、負荷抵
抗器９の抵抗値Ｒ９（Ω）、入力電圧Ｅ（Ｖ）の関数で
あり、逆に入力電圧Ｂ（Ｖ）あるいは負荷抵抗器９の抵
抗値Ｒ９（Ω）の変動に対して周波数ｆ（ｌｌｚ）’（
ｆｆ調整することにより、出力電圧が安定化することが
わかる。
抗器９の抵抗値Ｒ９（Ω）、入力電圧Ｅ（Ｖ）の関数で
あり、逆に入力電圧Ｂ（Ｖ）あるいは負荷抵抗器９の抵
抗値Ｒ９（Ω）の変動に対して周波数ｆ（ｌｌｚ）’（
ｆｆ調整することにより、出力電圧が安定化することが
わかる。
以上説明したように本発明はコイルとコンデンサの共振
作用を利用しスイッチングトう／ジスタの電流をサイン
波状にするため、スイッチングロスが少なく高周波化し
た場合でも低損失でしかもノイズ的には共振周波数の基
本波のみであり、原理的に低ノイズである等のすぐれた
特徴を有するものである。
作用を利用しスイッチングトう／ジスタの電流をサイン
波状にするため、スイッチングロスが少なく高周波化し
た場合でも低損失でしかもノイズ的には共振周波数の基
本波のみであり、原理的に低ノイズである等のすぐれた
特徴を有するものである。
第１図は従来のフォワード方式の動作ン説明するだめの
ブロック図、第２図は本発明の一実施例を示すだめの回
路図、第６図は第２図の動作を・示す波形図である。 １ ゛・・入力電源 ３・・・スイッ
チングトランジスタ４・・・電圧変換トランス ５・
・第１のダイオード８・・第２のコンデンサ ９・・
・負荷抵抗器１４・・第１のコイル １５・・第１
のコンデンサ１６二・・第２のダイオード １７・・
第２のコイル１８ ・ スイッチングトランジスタ 詩許出願人 日本電気株式会社 代理人 弁理士 菅 野 中 、）、
−□２声
ブロック図、第２図は本発明の一実施例を示すだめの回
路図、第６図は第２図の動作を・示す波形図である。 １ ゛・・入力電源 ３・・・スイッ
チングトランジスタ４・・・電圧変換トランス ５・
・第１のダイオード８・・第２のコンデンサ ９・・
・負荷抵抗器１４・・第１のコイル １５・・第１
のコンデンサ１６二・・第２のダイオード １７・・
第２のコイル１８ ・ スイッチングトランジスタ 詩許出願人 日本電気株式会社 代理人 弁理士 菅 野 中 、）、
−□２声
Claims (1)
- ＋ｌｌ スイッチングトランジスタ及び電圧変換トラ
ンスを用いたスイッチングレギュレータにおいて、第１
のダイオード、第１のコイル及び第１のコンデンサの直
列回路乞前記電圧変換トランスの出力側巻線の両端に接
続し、前記スむツチングトランジスタとオンオフ位相が
逆の関係にあるスイッチングトランジスタ、第２のコイ
ル及び第２のコンデンサの直列回路と第２のターンオフ
時とを第１のコンデンサに並列に接続し、負荷抵抗器乞
第２のコンデンサに並列に接続したこと乞特徴とするス
イッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13502882A JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13502882A JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5925580A true JPS5925580A (ja) | 1984-02-09 |
| JPH0147116B2 JPH0147116B2 (ja) | 1989-10-12 |
Family
ID=15142247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13502882A Granted JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5925580A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5062031A (en) * | 1988-12-16 | 1991-10-29 | Erbe Elektromedizin Gmbh | Self oscillating power stage for inverted rectifier power supply |
| US5220492A (en) * | 1989-12-26 | 1993-06-15 | Systel Development And Industries Ltd. | Inverter and power supply systems including same |
| JP2009303474A (ja) * | 2008-05-14 | 2009-12-24 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | スイッチング電源 |
-
1982
- 1982-08-02 JP JP13502882A patent/JPS5925580A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5062031A (en) * | 1988-12-16 | 1991-10-29 | Erbe Elektromedizin Gmbh | Self oscillating power stage for inverted rectifier power supply |
| US5220492A (en) * | 1989-12-26 | 1993-06-15 | Systel Development And Industries Ltd. | Inverter and power supply systems including same |
| JP2009303474A (ja) * | 2008-05-14 | 2009-12-24 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | スイッチング電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0147116B2 (ja) | 1989-10-12 |
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