JPS583355B2 - ホウデントウテントウソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は放電灯点灯装置に関するものであり、その目的
とするところは第３調波を所定の範囲の位相関係におい
て有効な電力として利用可能とし、しかも第３調波電源
を特別に設ける必要のない放電灯点灯装置を提供するに
ある。

第５図は従来提供されてきた放電灯進相点灯回路の基本
回路である。

この回路に於ける回路電流は交流電源１の電圧が正弦波
形であるにも関わらず、歪みが現われ、高調波成分を含
む。

この電源電圧ＶＥ、ランプ電圧Ｖｌ、ランプ電流ＩＩの
各波形例を第６図に示す。

このランプ電圧Ｖ１、ランプ電流Ｉｌの波形歪はランプ
電圧−電流特性の非直線性に起因するものであるが、今
このランプ電圧Ｖｌを略台形波の定電圧源と見做すと、
となり、電源電圧ＶＥを Ｅ１＝ＶＥｓｉｎ（ωｔ−φ） とすると、安定器５に加わる電圧Ｖｚは となる。

ｋ≧１に於いては、ＬＣ直列安定器のインピーダンスは
一般に誘導性であり、 なるインダクタンスとして働らく。

このインダクタンスに なる電圧が加わるので第（２ｋ＋１）調波電流成分はと
なる。

この第（２ｋ＋１）調波電流によるランプ電力を求める
と、となる。

即ちＶ１（２ｋ＋１）とｉｌ（２ｋ＋１）とはπ／２の
位相差を持つために電力を形成しない。

換言すれば、第５図の回路に於いては、ランプ電圧−電
流特性の非直線性のために、電流波形に高調波成分が含
まれるが、この高調波電流成分は、ランプ電力の形成に
全く寄与せず、高調波電流が安定器損失を招くという幣
害を起こすだけであった。

尚上記の計算において、ランプ電圧Ｖｌを台形波の定電
圧源と見なしたのは、低周波交流点灯させた場合、殆ん
どの放電灯のランプ電圧波形が略台形波形となり、また
電源電圧を変えるか、或いは安定器インピーダンスを変
える等の変化に対し、ランプ電流は値が大きく変化する
が、ランプ電圧Ｖｌはその値も、波形も変化が非常に小
さいという理由からである。

本発明は上述の欠点に鑑み提供したものであって、回路
に流れる高調波電流をも出力増大に役立たせ、電力を有
効に利用せんとするもので、その原理回路を第１図に示
す。

即ち、正弦波交流電源１と、これに同期した第３調波電
源３とを直列接続して放電灯２の点灯用歪電源Ｅを構成
している。

この回路に於いて交流電源１と、第３調波電源３の位相
関係を次のように定義する。

交流電源１において Ｖ１＝√２ Ｖ１ｓｉｎ（ωｔ−α） （８）第３
調波電源３において Ｖ３＝√２Ｖ３ｓｉｎ３ （ωｔ−α−θ） （９）
交流及び第３調波電源１，３を直列接続した歪電源Ｅの
実効電圧を Ｖ０＝√（Ｖ２１＋Ｖ２３） （１０）とする。

この基本回路に於いて、各々の電圧Ｖ０，Ｖ１，Ｖ３を
一定とし、位相差角θを変えたときのランプ電圧、ラン
プ電流（共に実効値）ランプ電力を測定し、これからラ
ンプカ率Ｐｆｌを求める。

但し 前述の如く、この場合ＬＣ安定器の基本波、及び第３調
波に於けるインピーダンスは夫々、進み、遅れであり、
電流位相角を夫々φ１，φ３とし、ランプ電圧を（１）
式の第５調波以上の成分を無視して、とすると、歪電源
Ｅの電源電圧 による電流Ｉは 但し となる。

従って、第３調波電流による電力を形成させるためには
、 とすることが必要になる。

この外に とすることが一定電流で大きい電力を得るために必要と
なるが、ある程度これはインピーダンスを変えることに
より調整できる。

今放電灯２にＦＬＲ＝１１０Ｈ／Ａ（０．８Ａ １６
０Ｖ）を用いた直列２灯を、Ｖ１＝４２０Ｖ、Ｖ３＝１
５０Ｖで点灯したとき、最適なθを算出してみる。

となる。

また実験によっても、θ＝５０〜６０°に於いて９０％
以上のランプ力率が得られている。

しかし乍ら電源条件がこれから大きく外れると、第３調
波電源Ｖ３を加えたことは逆効果となり、ランプ力率は
極端な場合、５０〜６０％となってしまうという欠点が
あった。

本発明はこの問題点を改良したものであり、安定器の構
成に工夫を施こし、例えばθ＝８０〜９０°位のより大
きい範囲で最適条件を得ることも可能としたものである
。

第２図は本発明の基本となる回路例を示すものであって
、安定器としてコンデンサ４、チョークコイル５を直列
に接続するとともに別のコンデンサ６、チョークコイル
７の並列回路で構成せるインピーダンス素子Ｚを接続し
たものを用いている。

そしてこのインピーダンス素子Ｚはその共振周波数を、
第３調波の周波数より若干低くし、基本波に対し遅れの
低インピーダンス、第３調波に対し進みの高インピーダ
ンスとして、安定器総合インピーダンスを基本波及び第
３調波に対して共に進相に設定している。

従って、第１図回路の場合とは第３調波に於けるインピ
ーダンスが反転するので歪電源Ｅの電圧 となり、これによる電流Ｉは Ｉ＝Ｉ１ｓｉｎ（ωｔ＋φ１）＋Ｉ３ｓｉｎ３（ωｔ−
θ＋φ３／３）となり、第３調波電流による電力を形成
させるには、 となり、実験により、θ−７０〜９０°に於いて９０％
以上のランプ力率が得られた。

更にこの回路について次の如き効果もあることが実験に
より確認された。

ａ．チョークコイル５のインダクタンスを第１図に於け
る場合の４０〜５０％に下げてもチラツキを生じない。

ｂ．ａの結果、コンデンサ４の容量を５〜１０％上げ、
低耐圧コンデンサを用いることができるｃ．ａｂの結果
、第３調波に於ける総合インピーダンスを下げることが
でき、そのため、低い第３調波電圧Ｖ３で第１図の原理
回路と同一効果が必要となる。

ここで第１図原理回路と同一条件で計算すると、 を挙げることができる。

ｄ．そして第３調波電圧Ｖ３を小さくできる結果安定器
短絡電流も低減できる。

次の表１、２は第１図図示回路と、第２図図示回路との
試験データを示す。

但し放電灯２はＦＬＲ１１０ＨＡを２本直列に使用し、
交流電源１は３９２Ｖ ６０Ｈｚ、第３調波電源３は１
５０Ｖ １８０Ｈｚを用いて合わせて４２０Ｖ一定の電
源とし、更に第２図回路のインピーダンス素子２のコン
デンサ６の値を９．２５μＦ、インダクタンス７の値を
０．１０２Ｈとしてある。

この試験データより、第１図図示回路では位相差角θが
６０ｄｅｇの場合を見ると、コンデンサ４の値が３．８
μＦで、インダクタンス５の値が０．５８０Ｈであって
、第３調波におけるキャパシタンス成分と、インダクタ
ンス成分のインピーダンスの関係は となって、インダクタンス成分が大きい。

一方第２図図示回路では位相差角θが８０ｄｅｇの場合
を見ると、コンデンサ６とインダクタンス７の並列回路
のインピーダンスを求めると、即ちキャパシティブなイ
ンピーダンスが５５７．７Ωとなり、コンデンサ４、イ
ンダクタンス５のインピーダンスを加えると、 となって全体としてキャパシティブなインピーダンスと
なり、第１図回路に対してキャパシティブなインピーダ
ンスであるための上述の効果ａ、ｂ、ｃ、ｄが得られた
ことが分る。

この様に安定器の基本波及び第３調波に於けるインピー
ダンスを共に進みにすることにより、従来の進相点灯回
路では電流波形の悪くなる電源条件で高効率点灯を可能
とするものであるが、第２図回路においては歪電源Ｅと
して、基本波を持つ交流電源１以外に第３調波電源３を
必要とするものであり、特別な第３調波電源３を持つこ
とそれ自体で装置の大型化をまねく恐れがある。

その点に鑑みて為したのが本発明であり、第３図はその
実施例回路を示す。

まず図中８は漏れ変圧器で、この漏れ変圧器８は２次鉄
芯脚にブリッジギャップ９を設け放電灯２と２次側との
間に直列挿入するコンデンサ４と共に所謂リードピーク
安定器１０を構成するものである。

リードピーク安定器１０はブリッジギャップ９での局部
的な磁気飽和により、第３調波を含んだ２次電圧を無負
荷時にθ＝６０°の位相角で誘起させているもので、こ
の無負荷２次電圧波形は第４図に示すようになる。

ところでこのリードピーク安定器１０を用いた点灯装置
において、放電灯２を点灯させると、２次巻線を流れる
負荷電流により生ずる起磁力が作用して、この位相関係
が変化し、等価的にθ−７０〜８０°の第３調波電圧を
含む歪電源となる。

この為従来２次電圧のランプ電圧に対する比を太きくと
った場合、ランプ力率が８０〜８５％と低く、定格出力
を得るために大きな電流を流さなければならないという
難点がある。

本発明は逆に第３調波電圧が発生することに着目し、リ
ードピーク安定器１０自体を基本波と第３調波とを発生
させる歪電源Ｅ要素として利用するものである。

しかしてインピーダンス素子Ｚは例えばその共振周波数
を第２図基本回路と同様に第３調波の周波数より若干低
くし、基本波に対し遅れの低いインピーダンス、第３調
波に対し進みの高インピーダンスとして安定器総合イン
ピーダンスを基本波及び第３調波に対して共に進相に設
定している。

かくして本実施例では特別な第３調波電源を用いること
なくθ＝７０〜８０°の位相において最大ランプカ率が
得られた。

本発明は２次無負荷時に第３調波成分を含んだ２次電圧
を発生するリードピーク安定器の２次側と、該２次側に
接続される放電灯との間にコンデンサとインダクタンス
素子との並列回路を接続し、安定器総合インピーダンス
が基本波及び第３調波に対してキャパシテイブとなるよ
うに前記並列回路のインピーダンスを設定したので、リ
ードピーク安定器によって発生する第３調波成分に対し
ても進みインピーダンスとすることができてこの第３調
波成分を有効な電力として利用でき、従来リードピーク
安定器が負荷電流による磁束の位相変化のための位相関
係のずれによるランプ力率低下をまねいていたのを防ぎ
、高ランプカ率を得ることができ、また第３調波電源が
不要であるから小型化も図れるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理回路図、第２図は同上の基本回路
図、第３図は本発明の実施例の回路図、第４図は同上の
動作説明図、第５図は従来例の回路図、第６図は同上の
動作説明図であり、Ｅは歪電源、Ｚはインピーダンス素
子、２は放電灯、６はコンデンサ、７はチョークコイル
、１０はリードピーク安定器である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ２次無負荷特に第３調波成分を含んだ２次電圧を発
   生するリードピーク安定器の２次側と、該２次側に接続
   される放電灯との間にコンデンサとインダクタンス素子
   との並列回路を接続し、安定器総合インピーダンスが基
   本波及び第３調波に対してキャパシティブとなるように
   前記並列回路のインピーダンスを設定したことを特徴と
   する放電灯点灯装置。