JPS5836233Y2 - 直流↓−直流変換器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は軽量小型で、電気的特性に優れた直流直流変換
器に関する。

出力電圧の制御可能な直流−直流変換器の一従来例を第
１図に示す。

図中、Ｔ１は単巻トランスで、第１巻線Ｎよおよび第２
巻線Ｎ２から成る。

ＥＢは直流電源、Ｑｌはトランジスタ、ＤＩ、Ｄ２はダ
イオード、ＲＬは負荷、１は誤差増幅器、２は電流制御
回路である。

３は平滑回路で、フライホイールダイオードＤ３．チョ
ークコイルおよびコンデンサ等から成る。

第１図の回路は直流電源電圧に昇圧電圧を重畳する、い
わゆる重畳型昇圧用変換器であり、その回路構成は一般
に公知であるので説明は省略する。

また第１図の回路各部の動作電流、電圧波形を第２図に
示し、以下に回路動作を簡単に説明する。

図中、時刻ｔ。

において、トランジスタＱ１が導通すると、直流電源Ｅ
Ｂから電流ＩＢＩが単巻トランスＴ１に供給され、巻線
トランスＴ１の第１巻線Ｎ１に電流１１を流すとともに
単巻トランスＴ１の第２巻線Ｎ２に電流１２を流す。

これにより単巻トランスＴ１の第２巻線Ｎ２には直流電
源電圧■８と同極性の誘起電圧を生じ、該誘起電圧を直
流電源電圧Ｖ８に重畳した電圧υｈ１を平滑回路３に供
給する。

前記電圧υｈ１は零電位から の電位となり、平滑回路３には第２図に示すような電流
ｉｈ１が流れ、平滑されて負荷Ｒ１−に電流ｉＬを供給
する。

時刻ｔ１において、トランジスタＱ１が遮断すると、平
滑回路３に供給される電圧υｈ１は零電位となるが、平
滑回路３のチョークコイルに流れる電流は連続でなけれ
ばならないため、フライホイールダイオードＤ３が導通
して、負荷Ｒ０に電流ｉＬを供給する。

さらに時間ｔ。

−１１において、単巻トランスＴ１に蓄積された励磁電
流によるフライバックエネルギが、電流１２となって直
流電源Ｅ８へ回収されるが、時刻ｔ２において、前記フ
ライバックエネルギが零となると、電流１２も零となる
。

時刻ｔ３において、再びトランジスタＱ１が導通すると
、時刻ｔ。

における最初の状態にもどる。したがって時間ｔ。

−ｔ３を一周期Ｔとして、トランジスタＱ１のスイッチ
ング動作を繰り返して第２図に示すような電圧υｈ１を
得て、該電圧υｈ１が平滑回路３で平滑されて負荷ＲＬ
に出力電圧Ｖｏおよび負荷電流１１．を供給している。

このような従来回路において、出力電圧の安定化制御は
誤差増幅器１で負荷ＲＬの両端に得られる出力電圧■。

と基準電圧■。を比較、検出し、その偏差値に応じて電
流制御回路２からトランジスタＱ１のベース電流を供給
し、第２図に示すトランジスタＱ１の導通時間α１と遮
断時間β１の比率を制御することにより、安定した出力
電圧■。

を得ている。

しかし、第１図の従来例は直流電源ＥＢから取り出す電
流ＩＢＩが平均電流に比較して大きなピーク電流を有す
る高周波電流であるため、直流電源ＥＢに負担がかかり
、かつ直流電源ＥＢの内部インピーダンスによる電力損
失も大きくなる。

さらに平滑回路３に供給される電圧υｈ１は零電位もし
くはピーク電圧υｐ１を繰り返すので、安定した出力電
圧を得るためには負荷ＲＬに必要な出力電圧Ｖ。

に対し、前記ピーク電圧υｐ１を大きくしなければなら
ないため、単巻トランスＴ１の第２巻線Ｎ２の巻線数を
増さなければならない。

前記電圧υｈ１の変化が大きいほど、平滑回路３を構成
するチョークコイルおよびコンテ゛ンサ等の回路素子の
値を大きく設定しなければならず、また第２図に示す時
間１ｏ−１，に直流電源Ｅ８がら負荷ＲＩ、に必要なエ
ネルギを伝達しなければならないため、第２図の周期Ｔ
に対するトランジスタＱ１の導通時間α１の割合を大き
くしなければならず、単巻トランスＴ１およびトランジ
スタＱ１で扱う電力は大きくなり、回路素子の値も大き
くしなければならない。

したがって従来の直流−直流変換器は大型で、しがち電
力を扱う回路素子での電力損失が大きいという欠点があ
った。

本考案は上述の数々の欠点を除き、かつ軽量小型で、電
気的特性に優れ、安価な直流−直流変換器を提供するこ
とを目的としている。

すなわち本考案は、直流電源、単巻トランスの第１巻線
およびトランジスタを順次接続してなる第１の直列回路
、並びにダイオード、前記単巻トランスの第２巻線およ
び第１巻線、前記トランジスタを順次接続してなる第２
の直列回路を構成し１．単巻トランスの第１巻線と直流
電源の接続点および単巻トランスの第２巻線と前記ダイ
オードの接続点には夫々整流用ダイオードを接続すると
共に該整流用ダイオードの一端を共通の平滑回路に接続
し、直流電源電圧を直接整流して得られる出力と、トラ
ンジスタの導通時に単巻トランスの第２巻線に誘起され
る電圧を直流電源電圧に重畳した電圧を整流して得られ
る出力とを合成して矩形波成分を含む直流合成出力とし
、該直流合成出力を平滑して負荷に必要な出力電圧を供
給するとともに、該出力電圧に応じてトランジスタの導
通時間と非導通時間の比率を制御して安定化することを
特徴とする直流−直流変換器である。

本考案の実施例を第３図に示し、以下これについて説明
する。

図中、ＥＢは直流電源、Ｔ□１は単巻トランス、Ｑ１□
はトランジスタ、Ｄｏ、Ｄ□２．Ｄ１３はダイオード、
ＲＬは負荷、１１は誤差増幅器、１２は電流制御回路、
１３はチョークコイル、コンデンサ等から戊る平滑回路
である。

直流電源ＥＢ、単巻トランスＴｌｌの第１巻線Ｎ１□お
よびトランジスタＱｌｌのコレクタ・エミッタの直列回
路、並びにダイオードＤ１□、単巻トランスＴ１□の第
１巻線Ｎ１□および第２巻線Ｎ１゜、トランジスタＱｌ
ｌのコレクタ・エミッタの直列回路を構威し、ダイオー
ドＤｌｌと第２巻線Ｎ１□との接続点ａはダイオードＤ
Ｉ２を介し接続点すに接続され、直流電源Ｅ８と第１巻
線Ｎ１□との接続点ＣはダイオードＤ工３を介し接続点
すに共通に接続されている。

また前記接続点すは平滑回路１３を介し一端が接地され
た負荷Ｒ１−に接続され、平滑回路１３は誤差増幅器１
１および電流制御回路１２を介しトランジスタＱｌｌの
ベースに接続されている。

第３図の実施例における動作電流、電圧波形を第４図に
示し、以下に回路動作を説明する。

図中、ＩＢＩ□は直流電源ＥＢから単巻トランスＴ１□
に供給される電流波形、１１１は単巻トランスＴ１□の
第１巻線Ｎ１□を流れる電流波形、１１□は単巻トラン
スＴ１□の第２巻線Ｎよ、を流れる電流波形、１１３は
トランジスタＱｌｌの遮断時にダイオードＤ１３を介し
て平滑回路１３に供給される電流波形、υｈ１□は平滑
回路１３に供給される直流合成電圧波形、 ｉ ｈ、□
は平滑回路１３に供給される直流合成電流波形である。

時刻ｔｌｏにおいて、トランジスタＱｌｌが導通すると
、単巻トランスＴｌｌの第１巻線Ｎ１□に直流電源電圧
■８が加わり、電流１１□が流れる。

これにより単巻トランスＴ１□の第２巻線Ｎ１□に直流
電源電圧■８と同極性の誘起電圧が生じ、該誘起電圧は
直流電源電圧■８に重畳され、接続点ａの電位はとなる
。

したがってダイオードＤ１゜のフォワード・ドロップ電
圧を無視すると、接続点すの電位もυｐ工、となる。

この電位υｐ１、は平滑回路１３に第２巻線Ｎ１□およ
びダイオードＤ１□を介して電流１１□を供給する。

時刻ｔｌｌにおいて、トランジスタＱ１□が遮断すると
、時間ｔ １０＝ ｔ １□において単巻トランスＴ１
□の第１巻線Ｎ１□に流れた励磁電流により第２巻線Ｎ
１２には逆電圧が誘起されるが、ダイオードＤ１□によ
り接続点ａは零電位にクランプされる。

しかし、平滑回路１３のチョークコイルを流れる電流は
連続でなければならないため、電流ｉ□３はダイオード
Ｄ１３を通して平滑回路１３に供給される。

すなわちダイオードＤ１３におけるフォワード・ドロッ
プ電圧を無視すると、接続点すの電位は直流電源電圧■
８に等しくなる。

時間ｔ １０＝ ｔ １１において単巻トランスＴ１□
に蓄積されたフライバックエネルギは、ダイオードＤ１
０．第２巻線Ｎ１２およびダイオードＤ１３を通して電
流１１□となって流れるが、必要な電流１１３の不足分
は直流電源ＥＥから補給される。

時刻ｔ１２において、前記励磁電流によるフライバック
エネルギが零となると、電流１１３は全て直流電源Ｅ８
から供給されるようになる。

時刻ｔ１３において、再びトランジスタＱｌｌを導通す
ると、時刻ｔｔｏにおける最初の状態にもどる。

したがって時間ｔ １０＝ ｔ １３を一周期Ｔとして
、トランジスタＱ１□のスイッチング動作を繰り返して
、接続点すには第４図に示すごとき矩形波成分を含んだ
直流合成出力υｈ １１が得られる。

直流合成出力υｈ１□は平滑回路１３で平滑されて負荷
ＲＬに出力電圧■。

を供給する。また接続点すで合成される合成出力電流１
ｈｌｌは平滑回路１３で平滑されて負荷ＲＬに電流ｉＬ
を供給する。

さらに出力電圧の安定化制御は、誤差増幅器１１で負荷
ＲＬの両端に得られた出力電圧■。

と基準電圧■。

を比較し、その偏差出力を電流制御回路１２に供給し、
この電流制御回路１２によってトランジスタＱ１□を導
通、遮断するタイミングを制御することにより行なって
いる。

上述の実施例において、負荷Ｒ１−に必要な出力電圧■
。

の範囲をυｐ１１＞ Ｖ ｏ ＞ Ｖ ｓとなるように
単巻トランスＴ１□の各巻線Ｎｉｌ、Ｎｌ□を選択すれ
ば、第４図に示すトランジスタＱ１□の導通期間α１□
と非導通期間β１□の比率を制御することで負荷ＲＬに
安定した出力電圧■。

を得ることができる。さらに前記フライバックエネルギ
を通すためのダイオードＤｌｌは接続点ａからでなく、
単巻トランスＴ１□の第２゛巻線Ｎ１□の途中からタッ
プを取り出し、該タップに接続すれば、励磁電流による
蓄積エネルギの放出時間ｔｌｌ〜ｔ工２を短かくするこ
とも自由（こで゛きる。

以上の説明から明らかなごとく、直流電源Ｅ８から常に
電流ｉＢ□１が取り出されており、そのピーク電流と平
均電流の差を小さくできるので、直流電源ＥＢの内部イ
ンピーダンスによる電力損失を小さくでき、しかも直流
電源Ｅ８に対する負担を軽減することができる。

さらに平滑回路１３に供給される合成出力電圧υｈ１□
は常に零より大きいある値、すなわち直流電源電圧■８
もしくはピーク電圧υｐ１□を繰り返すので、出力電圧
Ｖ。

に対しピーク電圧υｐ１１はあまり大きくする必要もな
く、シたがって単巻トランスＴ１□の第２巻線Ｎ１□の
巻線数も少なくて済む。

前記合成出力電圧υｈ１□の変化が少ないため、平滑回
路１３を構成するチョークコイルおよびコンデンサ等の
回路素子の値を第１図に示す平゛滑回路３に比べ士〜士
倍程度、容易に減少させることができる。

またトランジスタＱｌｌが導通時間α１、に扱う電力は
、第４図に示す時間ｔｌ。

〜ｔ１３に直流電源ＥＢから供給される負荷Ｒ＋−に必
要なエネルギの一部であるので、第４図の周期Ｔに対す
るトランジスタＱ１□の導通時間α１、の割合を少なく
することができる。

Ｉ・ランジスタＱｌｌおよび単巻トランスＴ１□で扱う
電力は負荷ＲＬに供給する電力の一部であり、かつ大き
なピーク電流も流れないため、トランジスタＱ１□およ
び単巻トランスＴ１□は電力容量の小さいものを使用で
きるとともに、電力損失も少なくできる。

平均電流に対して大きなピーク電流が流れないことは、
ダイオードＤ１□およびＤ１３の電力損失を少なくでき
る。

すなわち本考案によれば、電力を扱う回路素子の全てに
わたって低損失化、低電力容量化、小型化を期待できる
ので、軽量小型、高性能、高信頼性、かつ安価な直流−
直流変換器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】 第１図：従来例を示す回路図、第２図：第１図の回路各
部の動作電圧、電流波形を示す図、第３図：本考案の一
実施例を示す回路図、第４図：第３図の回路各部の動作
電圧、電流波形を示す図。 ＥＢ・・・・・・直流電源、Ｔ１□・・・・・・トラン
ス（Ｎ、□：第第１線線、Ｎ１２：第２線）、Ｑ工、・
・・・・・トランジスタ、Ｄ１□、Ｄｉ。 、Ｄ□３・・・・・・ダイオード、Ｒｏ・・・・・・負
荷、１１・・・・・・誤差増幅器、１２・・・・・・電
流制御回路、１３・・・・・・平滑回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直流電源、単巻トランスの第１巻線およびトランジスタ
   を順次接続してなる第１の直列回路、並びにダイオード
   、前記単巻トランスの第２巻線および第１巻線、前記ト
   ランジスタを順次接続してなる第２の直列回路を構成し
   、単巻トランスの第１巻線と直流電源の接続点および単
   巻トランスの第２巻線と前記ダイオードの接続点には夫
   々整流用ダイオードを接続すると共に該整流用ダイオー
   ドの一端を共通の平滑回路に接続し、直流電源電圧を直
   接整流して得られる出力とトランジスタの導通時に単巻
   トランスの第２巻線に誘起される電圧を直流電源電圧に
   重畳した電圧を整流して得られる出力とを合成して矩形
   波成分を含む直流合成出力とし、該直流合成出力を平滑
   して負荷に必要な出力電圧を供給するとともに、該出力
   電圧に応じてＩ・ランジスタの導通時間と非導通時間の
   比率を制御して安定化することを特徴とする直流−直流
   変換器。