JPS5841467B2 - デジタルマルチメ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデジタルマルチメータに関する。

本発明の目的は直流電圧および抵抗を測定するためのデ
ジタルマルチメータを精度高く、安定に動作し、しかも
低価格で実現することｆこある。

また他の目的は、部品・点数が少なく小型のデジタルマ
ルチメークを実現し得ることにある。

本発明は本願出願人が先１こ出願した特願昭４５４００
４０特公昭４９−４２２７１および本願、と同日出願に
なる「デジタルボルトメータ」特願昭４６−８４８４０
及び「デジタル抵抗計」特願昭４６−８４８４２を改良
することにより得られるデジタルマルチメータを提供す
るもので、従来例として＠記の出願の概要を説明する。

第１図はその回路構成図、第２図はその動作を説明する
ための波形図である。

１は信号を印加する入力端子、２は切換えスイッチでス
イッチ３，４，５．６を含んでいる。

７および８は標準電圧源（電圧Ｖ２）、２３はその入力
端に切換手段を介して入力端子又は標準電圧源又は接地
端子か接続される前置増幅器（増幅度μｍ）、２１およ
び２２はそれぞれ積分用抵抗（抵抗値Ｒ）と積分用コン
デンサ（容量Ｃ）９は充分大なる増幅度をもつ積分用の
直流増幅器で、２つの入力端子１０と１１をもち、入力
端子１０と増幅器９の出力の位相は逆相、入力端子１１
と増幅器９の出力の位相は同相の関係にある。

１３は後置増幅器即ちコンパレータ増幅器で犬なる増幅
度を有し、入力端子１２と出力端子１４の位相関係は逆
相となっている。

２０はコンパレーク増幅器１３を介した積分用の直流増
幅器９の出力と積分用の直流増幅器の人力を接続する帰
還路に設けられたドリフト記憶回路であり、帰還路と接
地間に配置されこの帰還路の帰還量を記憶するコンデン
サ１９とこのコンデンサ１９の帰還路への接続点とコン
パレータ増幅器の出力端との間に直流増幅器１６（その
入力端子１５および出力端子１７の位相関係は同相とな
っている。

）を介して直列に配置されたスイッチ１８より成ってい
る。

２９はマルチバイブレーク（で入力端子１ｆこ正の信号
が印加されたときに動作する。

３１はその出力端子である。

３０はマルチバイブレーク■で入力端子１に負の信号が
印加されたときｆこ動作する。

３２はその出力端子である。

３３はＯレベルを検出するためのコンパレータで増幅度
が大きなコンパレーク増幅器１３、マルチバイブレーク
１２９、マルチバイブレーク■３０より戊っている。

コンパレータの出力３１および３２は、切換えスイッチ
２およびスイッチ１８を制御するスイッチ制御回路２８
とパルス発生器２４からのパルスの数を計数する計数器
３４に印加される。

その出力が出力端子２５に得られる。

いま端子１（こ正の信号電圧■１が印加されているとき
、増幅器９の出力端子すなわちコンパレータ増幅器１３
の入力端子１２には第２図に示す波形か得られる。

このときの各スイッチの状態を表１に示す。

この表からもわかるように端子１に正の信号が印加され
ているときにはスイッチ５はオンのままである。

いま期間ｔ１で計数器３４がパルス発生器からのパルス
をあらかじめ設定されたｎ個カウントしたところで、す
なわち時間Ｔ１で計数器３４はリセットされ信号を出し
て線路３５を通してスイッチ制御回路２８に加え２８は
制御信号を線路２７を通して切換スイッチ２に印加する
。

そこで時間Ｔ１ｆこおいてスイッチが切り換り、表１の
期間ｔ２に示す状態となる。

そして増幅器９の出力端子電圧が再びＯ■レベルに達す
るとスイッチ制御回路は動作して表１の期間ｔ３に示す
状態となる。

ここで期間ｔ２で計数器３４（１パルス発生器２４から
のパルス数ｍを計数し、ｍカウントのデジタル信号を出
力端子２５に得る。

期間ｔ３で増幅器２３．９，１３．１６のドリフトが検
出されドリフト記憶回路に記憶される。

以上の動作によってを得る。

１例をあげれば一定の周期でパルスを発生するパルス発
生器を用い、これの１０００パルスの期間を１□と設定
し、標準電圧源７の電圧■２として１■を用いたときｔ
２の期間に５４２パルスを計数できたとすれば、このと
きの信号電圧■１は０．５４２Ｖとなる。

以上の説明は人力信号■１が正の場合で説明したがこれ
が負の場合には各スイッチの動作は表２のごとくなり、
増幅器９の出力波形は第３図に示すよう（こなる。

このように、■１の極性が正または負によって、増幅器
９の出力波形の極性か異るのでマルチバイブレークＩ２
９が動作するかマルチバイブレーク１１３０が動作する
かで入力信号■１の極性の判定もなされる。

かかるアナログ・デジタル変換器にあっては、前置増幅
器、積分器を形成する直流増幅器のドリフトはＡＤ変換
には全く影響を与えないから極めて高精度のアナログ・
デジタル変換器を得ることができる。

更に、後置増幅器をも有するアナログ・デジタル変換器
１こあっては前置増幅器、積分器を形成する直流増幅器
のみならず後置増幅器のドリフトもＡＤ変換に全く影響
を与えない。

以上の説明で明らかなように入力信号■１の極性が正ま
たは負であるときに、標準電圧源も正と負を必要とした
。

この標準電圧源を１個ですませる方法としては第４図の
方法が容易に考えられる。

第１図と同じ動作をするものは同じ番号を用いている。

入力信号■１か正のとき各スイッチの動作は表３に石す
ようｔこなる。

ここで４３および５ａのスイッチか追加されている。

人力４’４ ”””；”Ｖ’１か負のときには表４に示
すようになる。

第１図と第４図から明らかなように第４図においては高
精度の標準電圧源を１個節約して、フローティングした
電源１個ですませているか、スイッチが４ ａ ＋５ａ
、の２個余分に必要となる。

以上はデジタルボルトメータ（ＤＶＭ）の従来例であっ
た。

本発明のＤＶＭに関する部分は、１個の標準電源を用い
しかも従来のようにスイッチ数を増加することなく精度
の高いＤＶＭを実現できる。

第５図にその一実施例を示す。

これは第４図（こ示す部分に相応する。

従って第１図第４図と同じ動作をするものｌこついては
同じ番号を用いている。

以下第５図について詳細に説明する。

７ａはフローティングした標準電圧源（電圧Ｖ３）７ｂ
、７ｃはそれぞれ抵抗器（抵抗値をそれぞれＲ，、Ｒ２
とする）ここで標準型Ｌ１：源７ａの電圧■３を第１図
および第４図で用いた標準型ＥｉＥ源の電圧■２の２倍
、すなわち ■−２■２ とし、抵抗器７１） ｒ ７０の抵抗値Ｒ，，、Ｒ２を
等しくすれば、抵抗器７ｂ 、７ｃの両端にはそれぞれ
ｖ２で極性か逆の電圧を得る。

この接続にて表１、表２の動作を行わしめれば従来のＤ
ＶＭと全く同じく動作することが明らかであろう。

第５図は第１図に比較するに、標準電圧源の数において
１個少なく第４図と比較するにスイッチにおいて２個少
ない。

附加された抵抗７１） 、 ７ ｃはその抵抗値Ｒ１，
Ｒ２か等しければ十分であって、抵抗（直そのものはあ
る範囲はあるか何Ωであっても良い。

従って抵抗７ｂ 、７ｃとして温度係数の等しいものを
用いればきわめて精度高く安定な動作を期待できる。

また、第５図の標準電圧源７ａｔこ直列に電圧調整のた
めの抵抗を直列（こ挿入することかできる。

Ｒ１とＲ２ｆこ異る値の抵抗を用いたときには、入力信
号ｖ１の極性によってＩ）ＶＭの感度が異ることが以上
の説明から明らかであろう。

さらｆこ標準電圧源７ａのかわりに標準電流源を用いて
も良いこと 以上の説明から明らかであろつ。

つぎに本発明の抵抗計に関する部分を実施例を図を用い
て説明する。

第１図において入力端子１から前置増幅器２３０人力ま
での回路を第６図の如くにする。

ここで７ｄはフローデインク電源であり、７ｅは被測定
抵抗（抵抗値Ｒｘ）？ｆは標準抵抗（抵抗値Ｒｓ）であ
る。

フローティング電源７ｄ、被測定抵抗７ｅ、標準抵抗７
ｆを流れる電流をｉとすると、被測定抵抗７ｅとフロー
ティング電源７ｄとの接続点に現われる電圧■１はＶｌ
−１Ｒｘ ｓ標準抵抗７ｆとフローティング電源７ｄと
の接続点に現われる電圧■２はＶ２＝ｉＲ８である。

したかつて表１の動作によって（１）式から となり、フローティング電源７ｄの電圧、電流値あるい
はインピーダンスの値によって、測定値は影響を受けな
いことを示している。

１例をあげれば、いまｎ＝１０００カウントをとり、Ｒ
８＝］ｋΩとしたとき計数器３４がｍ５４２カウントす
ればＲｘは５４２Ωである。

また、ｎ ＝ １００カウントをとりＲ８＝ １０ＭΩ
としたとき計数器３４がｍ＝１２６３カウントすれはＲ
ｘ１２６．３ＭΩとなる。

抵抗言１として用いる際に、被測定抵抗７ｅを接続すべ
きところへ誤って高電圧を印加してしまって回路を破損
することかしばしばある。

第６図はこの誤操作による破損から回路を保護する過電
圧保護回路を容易に附加し得を構成になっているという
特徴かある。

第７図に過電圧保護回路を附加した例を示す。

第６図と同じ動作をする素子については同じ番号を用い
た。

ここで、４０は抵抗、４１，４２はダイオード、斗−Ｂ
、−Ｂはそれぞれ正と負の電源で４０．４１，４２、−
１−Ｂ、−Ｂは切換スイッチ２、前置増幅器２３の保護
をする保護回路、この′保護回路は従来用いられている
回路で、例えば、十Ｂ、Ｂをそれぞれ＋５Ｖ、−５Ｖ、
抵抗４０として１００にΩを用いるといま＋１００ＯＶ
が誤って被測定抵抗のかわりに印加されると抵抗４０の
一端は＋１００ＯＶになり、他端すなわち、ダイオード
４１．４２と接続されている端子電圧は、ダイオード４
１が導通となって約＋５．７■になる。

そのために切換スイッチ４２や前置増幅器２３は保護さ
れる。

この＋１００ＯＶの過電圧はフローティング電源７ｄに
も印加されるから破損から防ぐために第７図のようにフ
ローティング電源７ｄと直列に保護回路５０を接続する
。

この保護回路５０には、過電圧が印加される回路と過電
圧から保護されるべき回路との間に直列に接続した１個
若しくは複数個のトランジスタから成る高耐圧トランジ
スタ回路と、前記高耐圧トランジスタ回路の１個若しく
は複数個のトランジスタのベース（こ電流を供給するた
めの１個若しくは複数個の抵抗から成る抵抗回路と、前
記高耐圧トランジスタ回路に直列に接続した検出用抵抗
と、前記抵抗回路に直列に接続しかつ前記検出用抵抗に
おける電圧降下０大小ｌこよってオン・オフするようｌ
こ接続した制御トランジスタ又はサイリスクと、前記高
耐田トランジスタ回路と前記制御トランジスタ又はサイ
リスクとに高い逆方向電圧が加わるのを肋ぐための１個
若しくは複数個のダイオードから成る高耐圧ダイオード
回路と、前記過電圧から保護されるべき回路に実質的に
並列に接続しかつ過電圧印加時に導通するように接続し
たダイオード回路とから収り、正常時の動作にほとんど
影響を及ぼさず過電圧印加時に保護回路として働くよう
に構成したことを特徴とする保護回路を用いれば±１０
０ＯＶ以上の保護が可能である。

フローティング電源７ｄに保護回路５０を直列に挿入す
ることによって抵抗測定の精度が全々そこなわれること
がない。

このことは式（２）で説明したように、フローティング
電源７ｄの電圧、電流、インピーダンスの値によって測
定値は影響を受けないからである。

本発明に係るデジタルマルチメータの回路例を第８図に
示す。

第８図は基本的には第５図、第７図を組合せたものであ
る。

したがって第１，５゜７図と同じ動作をするもの（こつ
いては同じ番号を用いている。

１および１ａは入力信号あるいは被測定抵抗７ｅ（図に
は記入されていない）を接続する端子、７ｆｌ 、７ｆ
２，７ｆ３，７ｆ４゜７ｆ５は抵抗で電圧測定の際には
減衰器として用いられ、抵抗測定の際には標準抵抗とし
て用いられる。

？０，７１．・・・・・・７５はこの減衰器を切り換え
るスイッチ、６０．６１・・・・・・６４は電圧測定と
抵抗測定とを切換えるための連動スイッチで電圧測定の
際には■と記されている接点に接続され、抵抗測定の際
にはＲと記されている接点に接続される。

第８図では抵抗測定に接続されている。７ａは標準電源
、７ｇは抵抗７ｂ 、７ｃの両端に生ずる電圧値を調整
するための可変抵抗である。

電圧測定に切り換えれば第８図は基本的には第５図と同
じ接続となり、抵抗測定に切り換えれば第７図と同じに
なる。

抵抗７ ｆ １ 、７ ｆ ２ 、７ｆ３７ｆ４，７ｆ
５をかりに、それぞれＩＫΩ、９ＫＧ９０にΩ、９００
にΩ、９ＭΩとすると、連動スイッチ６０〜６４が電圧
測定に切換えられると、抵抗７ｆ１・・・・・・７ｆ５
より成る減衰器はスイッチ７１では減衰比は土、７２で
は同じく １７３では土、７２ｏ、ｇｏｏ±、７５では
士で１ｍ二１００ １０ １
このように電圧測定時ｆこは減衰器として作用するので
、減衰比が１の時の感度が０．２■フルスケールとすれ
ばこの減衰器を切り換えることによって２０００Ｖ、２
００Ｖ、２０Ｖ、２Ｖ、０．２Ｖフルスケールというよ
うに切り換えができる。

過電圧保護回路を形成する抵抗４０、ダイオード４１４
２、電源子Ｂ−Ｂは電圧測定の際にも誤って端子１，１
ａ間に印加された過電圧に対して有効に作用する。

連動スイッチ６０〜６４が抵抗測定に切換えられている
ときｆこは、減衰器を構成している抵抗７ｆ１〜７ｆ５
は第６，７図（こおける標準抵抗７ｆとして動作し、ス
イッチ７Ｈこおいて、標準抵抗７ｆの値はＩＫΩ同じく
７２においてＩＯＫΩ、７３において１００ＫΩ、７４
においてＩＭΩ、７５ＩこおいてＩＯＭΩとなる。

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、スイ
ッチ２を構成する電子スイッチの数も少なく、標準電源
も１個ですみ、過電圧保護回路を構成する抵抗４０、ダ
イオード４１．４２、電源＋Ｂ、−Ｂが電圧測定、抵抗
測定時に共用でき、減衰器を構成する抵抗７ｆ１〜７ｆ
５も、スイッチ７０〜７５も共用でき、また抵抗測定時
に、従来精度の高い定電流源を用いて被測定抵抗に定電
流を流し、被測定抵抗の両端に発生した電圧の値を測定
するという方法が用いられていたが、本発明では、標準
抵抗との比較ｔこおいて測定かなされる。

従って、精度の高い定電流源を要しない。このことから
フローティング電源を共用することができ、また、過電
圧からフローティング電源を保護する保護回路５０を接
続しても抵抗測定の精度は失われない。

このように共用部分が極めて太きいために部品点数も従
来のマルチメータに比較し、大幅に減りコストダウン、
小型化、高信頼度化にも極めて大きな効果がある。

また本発明は■１および■２を積分する際に用いられる
前置増幅器や積分増幅器、コンパレータ増幅器等のドリ
フトからの積分精度の低下を防ぐためにドリフト記憶回
路を設けて従来除くことのできなかったドリフトによる
測定誤差の入るのを防ぎ、上述のごときフローティング
電源の電圧、電流、インピーダンス等は全くその測定精
度に影響せず純粋に標準抵抗と被測定抵抗の比によって
測定できるのでその精度はいちじるしく向上するもので
ある。

このように、従来のデジタルマルチメータにおける抵抗
測定では被測定抵抗に正確な値の定電流を供給しなけれ
ばならなかった。

その具体例を示すと、Ａ／Ｄ変換（ドリフトの影響を無
視できるとする）における標準電圧源の精度ＡＶを０．
０５条高い入力電圧を減衰するための減衰器の精度ＡＡ
（減衰器に用いられる抵抗の精度）をｏ、ｏｓ％、被測
定抵抗に印加する定電流を供給するための定電流源の精
度ＡＩを０．０５％と仮定する。

これを電圧測定に使用する時の精度は、減衰器不要の小
さな電圧のときには標準電圧源の精度０．０５％となり
、大きい電圧のときには標準電圧源の精度０．０５優に
減衰器の精度０．０５咎が加えられ、Ｏ，１％の精度と
なる。

抵抗測定のときには被測定抵抗に正確な定電流を流し、
そのときの被測定抵抗に生じた電圧値を読取ることによ
って抵抗値を測定していた。

従って、抵抗測定のときのＡＲはＡ１＋ＡＶ＝０．０５
多＋０．０５多−０，１係となる。

これに対し、本発明の場合、従来例と同様にＡＶ＝０．
０５φ、ＡＡ＝０．０５φとすると、減衰器不要の小さ
な電圧を測定するときには精度はＡＶｏ、０５多となり
、大きい電圧のときには、ＡＶ＋ＡＡ＝０．０５％＋０
．０５多−ｏ、１％となって従来例と全く同じ精度であ
る。

本発明の抵抗測定の場合には前述した如く、定電流源を
要せず、また、Ａ／Ｄ変換のときに用いた標準電圧源も
不要であるから、抵抗測定のときの精度は標準抵抗の精
度すなわち、減衰器の精度ＡＡ＝０．０５％となる。

抵抗測定のときには従来０．１条であったものが全く同
じ精度の部品を用いて本発明では０．０５％を得ること
ができる。

しかも、精度を要する定電流源が不要であるから、部品
点数少くコストダウンすることができる。

本発明は抵抗測定において著るしい精度向上が期待でき
るが、高精度になればなる程Ａ／Ｄ変換器のドリフトは
大きな問題となる。

このドリフト除去と相俟ってより顕著に上記の効果が得
られる。

そして、本発明において要求されるＡ／Ｄ変換器は（２
）式に示すように恥のように被測定抵抗と標Ｓ 準抵抗の比をとるものでなければならない。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のデジタルボルトメータの回路構成図、第
２図及び第３図は第１図の波形説明図、第４図は従来の
デジタルマルチメータの標準電源の接続図、第５図は本
発明のデジタルマルチメータの標準電源の一実施例接続
図、第６図及び第７図は本発明のデジタルマルチメータ
の標準電源の他の−・実施例接続図、第８図は本発明の
デジタルマルチメータの一実施例回路構成図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流増幅器を含む積分器及び該積分器の前後段にそ
   れぞれ配置される前置増幅器および後置増幅器とよりな
   る積分回路、並びに電圧測定用として一端がそれぞれ接
   地された所望の抵抗比を有する２個の抵抗器の他端を電
   源の両端に接続手段を通して接続し、前記２個の抵抗器
   の非接地側のいずれか一方の電圧を選択して取出し、該
   電圧を基準信号とする手段と、前記前置増幅器のアナロ
   グ入力信号が印加される入力端子に被測定電圧値を所望
   により一端が接地され入力端及び出力端を有する減衰器
   を介して前記アナログ入力信号として印加する手段を設
   け、一方抵抗測定用として一端が接地され非接地側が前
   記入力端子に接続された被測定抵抗器の非接地側、及び
   前記減衰器で構成された基準抵抗器の出力端を前記入力
   端子から切離して該出力端を上記電源の両端に接続手段
   を通して接続する切換手段と、前記２個の抵抗器を前記
   電源から切離して前記基準抵抗器の出力端の電圧を前記
   基準信号とし、前記被測定抵抗器の非接地側の電圧を前
   記アナログ入力信号として印加する切換手段とを設け、
   前記積分回路の出力電圧が予め定めた基準レベルを横切
   った時から一定時間後に前記アナログ入力信号を基準信
   号Ｉこ切換えて前記積分回路の出力電圧が再び＠記の予
   め定めた基準レベルを横切るまでの時間を測定して前記
   人力信号のアナログレベルをデジタル量に変換する際に
   、前記直流増幅器として差動増幅器を用い、これの一方
   の人力に前記前置増幅器の入力端の接地により該前置増
   幅器を介して前記アナログ人力信号が印加されないとき
   の前記後置増幅器の出力を前記差動増幅器の他方の入力
   に帰還して定常状態になったときに帰還信号として前記
   積分回路のドリフトを前記積分器の入力側に換算した電
   圧を出し続けるために前記帰還信号の帰還路と接地間に
   配置され該帰還路の帰還量を記憶するコンデンサと該コ
   ンデンサの該帰還路への接続点と前記積分回路の出力端
   との間に接続手段を介して直列に配置された切換手段と
   を有するドリフト記憶回路を備え、＠記帰還信号と前記
   前置増幅器を介して印加される前記アナログ入力信号又
   は前記基準信号との差動合成信号が前記積分器の入力と
   なるようにすることにより、前記前置増幅器、前記直流
   増幅器及び後置増幅器のドリフトを除去し得るようにし
   たことを特徴とするデジタルマルチメータ。